JPH02264520A - 帯域分割符号化復号方式並びに帯域分割符号化器及び帯域分割復号器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、帯域分割符号化復号方式及び装置に関し、特
に音声や音楽等の信号の帯域圧縮波’ｔａｒにおいて適
用できる帯域分割符号化復号方式並びに帯域分割符号化
器及び帯域分割復号器に関する。

〔従来の技術〕

従来の帯域分割符号化方式の例としては国際電信電話諮
問委員会（ＣＣＩＴＴ）のＧ、７２２規格がある。この
規格は７ｋＨｚ帯域の音声信号のＪ５　ｔｐ的な符号化
方法を定めたものであり、帯域分割数は２としている。

以下、帯域分割符号化方式の原理をこの規格を例にして
符号化部、帯域分割部の順で簡単に説明する。なお、０
．１２２規格では、高能率符号化技術として適応差分符
号化方式（Δｄａｐｔｉｖｅ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｉａ
ｌ　Ｐ　ＣＭ　：　ＡＤ　Ｐ　ＣＭ符号化方式と呼ぶ。

）を採用しており、この方式の概説としては、１９７９
年４月アイ・イー・イー、・イー発行のトランザクショ
ンズ・オン・コミュニケーションズ（ＩＥＥＥ　Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎｓ　）誌、７１０−７３７頁（第１の文献）に詳しい
。

まず、符号化部に関し説明するに、第２図は、従来のＡ
ＤＰＣＭ符号化、及び復号方法を示したものである。

第２図に示す符号化復号化システムでは、ＡＤＰＣＭ符
号化器とＡＤＰＣＭ復号器とを用いており、ＡＤＰＣＭ
符号化器は、入力端子１、減′Ｒ器２、量子化器（Ｑ）
３、逆ｆｆ量子化器（Ｑ−’）　４、量子化ステップ幅
発生器（Ｃ）５、加算器６、予測器（Ｐ）７、及び送信
端子８からなり、また、ＡＤＰＣＭ復号器は、受信端子
１１、逆量子化器（Ｑ柑）１２、量子化ステップ幅発生
器（Ｇ）１３、加算器１４、予測器（Ｐ）１５、及び出
力端子１６から構成される。

量子化器３は、入力信号がＬビット長で表示されている
場合、出力信号としてＬより小さいＮビット長の出力符
号を得る回路で、入力信号を２Ｎ−１個の闇値を用いて
判定し、判定結果をＮビットで出力するものである。

量子化器の一例として、線形の符号化特性の符号化器を
例にすると、成る標本時間ｊにおける量子化ステップ幅
をΔｊ、ｆｆ量子化器の入力信号をＥ。

とおけば、Ｅｊに関し次式が成立するとき、すなわち、 ｎ、・Δ、≦ＥＪ＜（ｎｊ＋１）・Δｊ　・・・（１）
であれば、出力信号はｎ、とする。

逆量子化器４及び１２は量子化器３のＮビットの出力符
号が入力されると、前記闇値に対してＬビットの信号を
再生するものである。前記量子化器の例に対応する逆量
子化器は、次式により符号を逆量子化する。

ＥＱＪ−（ｎｊ十０．５）Δｊ・（２）量子化ステップ
幅Δｊは、次標本時刻Ｎ＋１）には、量子化器入力信号
レベルに応じて次式を用いて圧伸させる。

Δｊ　＋　１　＝（Δｊ）ｂ−Ｍ（ｎ　Ｊ）　　　　　
　　　−（３）ここに、Ｍ（ｎｊ）は、量子化ステップ
幅更新係数と呼ばれ、ｎｊにより一意的に定まる係数で
ある。また、ｂは定数である。

８　ｋ　Ｈｚで標本化された音声信号を４ビツト（Ｎ＝
４）に符号化する場合に用いられる係数の一例を表１に
示す。

表１ の組子化幅をリークさせることになり、伝送時のビット
誤りに対して強くなることが知られている。

詳しくは、１９７５年アイ・イー・イー・イー（ＩＥＥ
Ｅ）発行のトランザクションズ・オン・コミュニケーシ
ョンズ（Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ）誌１３６２−１３６５頁（第２の
文献）を参照されたい。

一方、予測器７及び１５は、現標本時刻以前のに個の復
号信号Ｙ、から下記（４）式に基づいて次標本時刻の入
力信号Ｘｐｊを予測するものである。

式（３）において、ｂを１より小さい正の定数に定めて
おけば、Δ、を５乗することにより、過去ここで、Ａｔ
ｊは時刻ｊの予測係数と呼ばれており、時刻ｊにおける
逆量子化器の出力信号をＥ　ｑ　４とすれば、（ＥＱＪ
）２を最小とする様に各係数を変化させる。つまり、各
予測係数Ａ、、は、予測係数の忘却係数をδ、修正係数
をｇとおけば、Ａ、、。ｌ、＝（１−δ）・ＡＨ）　＋
　ｇ−Ｅｑｊ−Ｙ　、−ｔ・・・（５） として時々刻々変化するものである。

以下、第２図に従ってＡＤＰＣＭ符号化復号方法を具体
的に述べる。

時刻ｊにおける入力信号Ｘｊが入力端子１からＡＤＰＣ
Ｍ符号化器に入力されると、減算器２により入力信号Ｘ
ｊと入力信号の予測値Ｘ　ｐｊの予測誤差信号Ｆ　ｊが
計算され、予測誤差信号Ｅ、として量子化器３へ人力さ
れる。量子化器３は、前述したように量子化ステップ幅
Δｊを用いて誤差信号Ｅ、をＮビットの符号ｎｊに変換
し、送信端子８から出力すると同時に、逆量子化器４及
び量子化ステップ幅発生器５へ入力する。

逆量子化器４では、量子化ステップ幅Δｊを用いて出力
符号ｎｊよりＬビットの予測誤差信号Ｅ　ｑＪを再生す
る。加算器６では、再生された予測誤差信号Ｅｑｊど予
測器７の出力ＸｐＪを加算し復号信号Ｙｊを再生する。

この後、量子化ステップ幅発生器５では、前述したよう
に、次標本時刻ｊ＋ｌの入力信号の符号化を行うときに
皿子化器３、及び逆量子化器４で使用する量子化ステッ
プ幅Δ。、、）を、前記表１の量子化ステップ幅更新係
数Ｍ（ｎ＝’）を用いて式（３）により修正して求める
。予測器７では誤差信号Ｅ　ｑｊのパワー、つまり、（
Ｅ、ｊ）２を最小化するように、弐（５）に従って係数
を修正し、次標本時刻ｊ＋１の入力信号の予測値Ｘｐ（
ｊｌｌ＋を求めろ。

従って、Ｘ、信号を同一ビットで符号化する場合と比較
すれば、Ｅ　ｑｊ倍信号Ｘｊ倍信号比べてダイナミック
・レンジが小さい分だけ量子化器３によって発生ずる誤
差も小さくなり、精度良く符号化できることになる。

一方、復号器では、受信された出力符号ｎ、が受信端子
１１から入力され、逆量子化器１２では量子化ステップ
幅Δ、を用いて予測誤差信号Ｅ　ｑｊを再生する。

再生された予測誤差信号Ｅ　ｑｊと予測器１５の出力Ｘ
ｐＪは加算器１４により加算され、復号信号Ｙ、を合成
して、出力端子１６へ出力し、かつ次標本時刻の入力信
号の予測値を求めるために予測器１５へ加える。

■子化ステップ幅発生器１３ば、符号器側と同様に、次
標本時刻の入力信号の復号を行う時に使用する量子化ス
テップ幅Δ（ｊ＋ｌ）を、前記表１の量子化ステップ幅
更新係数Ｍ（ｎ＝）を用いて式（３）により（ヴ正して
求める。予測器１５では、再生された予測誤差信号Ｅ　
ｑｊのパワー、つまり、（Ｅｑ＝）”を最小化するよう
に式（５）にしたがって係数を修正し、次標本時刻の入
力信号の予測値Ｘ　ｐ　（，１〉を求める。

第２図に示した方式における符号化器と復号器では、逆
量子化器４と逆量子化器１２、及び予測器７と予測器１
５、及び量子化ステップ幅発生器５と量子化ステップ幅
発生器１３の内部状態は、伝送誤りが生じなければ一致
しており、符号化器のＥ０信号、Ｙ、信号、Ｘ、ｊ信号
の値と復号器のＥｑＪ信号、Ｙｊ信号＋ＸｐＪ信号の値
は一致する。このため符号化器と復号器が距離的に離れ
て設けられていても、入力端子１に加わる入力信号ＸＪ
と出力端子１６から出力される復号信号Ｙ、は、量子化
雑音を除けば同一のものとなる。また、伝送エラーによ
り符号化器のＥ　ｑｊ倍信号Ｙ、信号、Ｘい、信号の値
と復号器のＥ　ｑｊ倍信号Ｙ４信号、Ｘ、ｊ信号の値が
異なった場合でも、前述の忘却係数により、時間が経て
ば一致する。

次に、帯域分割符号化方式の原理について述べる。なお
、この方式の概説については、前述の第１の文献を参考
にされたい。

第３図は、従来の帯域分割符号化方式を示し、分割数が
２の場合の例を示している。

入力信号Ｓｉｎの標本化周波数をＨとすると、低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）２２及び高域通過フィルタ（ＩＰ、
Ｆ）２３は、Ｈ／４を遮断周波数とする帯域通過フィル
タである。低域通過フィルタ２２は、端子２１から入力
された信号Ｓｉｎに対して、Ｈ／　４以上の高域成分を
遮断する。

低域通過フィルタ２２の出力ＳＸは、Ｈ／４以上の高域
成分を含まないため、標本化周波数をＨ／２に低減する
ことが可能であり、間引き装置（Ｄ）２４は、１つおき
に信号Ｓｌを間引いて、標本化速度をＨ／　２にした信
号５ｆｆｄを出力する。このとき、信号５ｆｆｄの周波
数成分は、１／２に再標本化されたことにより、高周波
成分が低周波側に折返された形となるが５ｊ７ｄには高
周波成分がフィルタにより除去されているため、不都合
はない。

同様に、高域通過フィルタ２３は、信号Ｓｉｎに対して
、Ｈ／４以下の低域成分を遮断した信号ｓｈを出力する
。間引き装置（Ｄ）２５は、信号ｓｈを１つおきに間引
いて、標本化周波数をト■／２とした信号Ｓｈｄを出力
する。信号Ｓｈｄのスペクトルは、１／２に再標本化さ
れたことにより、高周波成分が低周波側に折返された形
となる。高能率符号化器（ＣＯＤ６）２６及び高能率符
号化器（ＣＯＤ２）２７は、前述したＡＤＰＣＭ符号化
方法により、間引き装置２４及び２５の出力信号Ｓｉ及
びＳｈｄの符号化を行い、符号ＳＡ’ｉ及びＳｈｉを出
力する。多重化回路（Ｍ）２８は、符号Ｓ１１及びＳｈ
ｉを多重化して、帯域符号化方式の符号化器側信号Ｓ　
ｍｕｆｆｔｉとして、送信端子２９から伝送する。

帯域分割復号器では、信号分烈回路（Ｓ）３１は、端子
３０より受信された符号化器からの多重化符号信号Ｓｍ
ｕｆｆｔｉを、低域側符号信号５ｆｆｉと高域側符号信
号Ｓｈｉに分離し、高能率復号器（ＤＥＣＯＤ６）３２
及び高能率復号器（ＤＥＣＯＤ２）３３に入力する。高
能率復号器３２及び３３は、低域側符号信号Ｓ１ｉと高
域側符号信号Ｓｈｉより、信号５ｌｌｄｒ及び５ｈｄｒ
を復号する。

ゼロ挿入回路３４及び３５は、各々信号５ｆｆｄｒ及び
Ｓ　ｈｄｒに対して、１つおきにゼロの値を挿入し、標
本化周波数を倍、つまり、Ｈにした信号ＳＮｆとＳｈｆ
を出力する。なお、ゼロを標本点間に挿入した信号の性
質の詳細は前述の第１の文献に詳しい。

信号の周波数成分は、ゼロ挿入を行っても変化しないの
で、信号Ｓｌの標本化周波数が０からＨ／４までの周波
数成分は、信号Ｓ　／！ｄｒの標本化周波数がＯからＨ
／４までの周波数成分と同じである。この周波数成分は
、符号化雑音を除けば信号Ｓ１ｄの標本化周波数がＯか
らＩ］／４までの周波数成分と同じであるので、符号化
雑音を除けば信号Ｓｉｎの標本化周波数がＯからＨ／　
４までの周波数成分と同じものが得られる。同様にして
、信号Ｓｈｆの標本化周波数がＨ／　４からＨ／２まで
の周波数成分は、信号Ｓ　ｈｄｒの標本化周波数がＯか
らＨ／４までの周波数成分が折返ったものである。信号
Ｓ　ｈｄｒの標本化周波数が０からＨ／４までの周波数
成分は、前述したように、符号化器側の間引き装置２５
により端子２１より加えられた信号Ｓｉｎの高周波成分
が低周波域に折返されて得られた信号である。すなわち
、信号ｓｈｒの標本化周波数がＩ］／４から１１／２ま
での周波数成分は、量子化雑音を除けば信号Ｓｈｄの標
本化周波数がＨ／　４からＨ／２までの周波数成分と同
じもの、つまり符号化雑音を除けば信号Ｓｉｎの標本化
周波数がＩ４／４からＨ／　２までの周波数成分と同じ
ものが得られる。

従って、信号５ｆｆｆの低域周波数成分を低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）３６で抽出した信号Ｓｉ’ｒと、信号Ｓ
ｈｆの高域周波数成分を高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３
７で抽出した信号Ｓｈｒを加算器３８で加え合わせると
、量子化雑音を除外すれば端子２１に加えられた信号Ｓ
ｉｎに等しい復号信号を出力端子３９に得る。

上記では分割数が２の場合について説明したが、Ｍ個の
複数帯域に分割する場合は、Ｍ個の帯域に分割する帯域
分割フィルタと、Ｍ個のｌ／Ｍ間引き装置と、Ｍ個の高
能率符号化器と、多重化回路を用いることにより、帯域
分割符号化方式を実現可能である。また、前記符号化信
号を受信して、信号分離回路と、Ｍ個の高能率復号器と
、Ｍ個のゼロ挿入回路と、Ｍ個の帯域通過フィルタと、
前記Ｍ個の帯域通過フィルタの出力を加算する１個の加
算器により、帯域分割復号方式を実現可能であ・る。

先ニＪヘタＣＣＴ　ＴＴ（７）０．　７２２　ｍ格Ｔ：
ハ、主な入力信号は音声と想定して、信号の平均エネル
ギーの大きい低域に６ビツト、信号の平均エネルギーの
小さい高域に２ビット割り当てた方式を採用しており、
このように低域及び高域でそれぞれ一律に所定ビットを
割り当てており、従来方式を示す第３図における使用高
能率符号化器２６及び高能率復号器３２のビットレート
は４８ｋｂｐｓ、高能率符号化器２７及び高化率復号器
３３については１６ｋｂｐｓである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、上述のような従来方式にあっては、対象とする
入力信号が、その特性を異にするような場合における対
応性の面で次のような難点がある。

すなわち、従来の帯域分割符号化方式では、統計的に最
も確率の高い信号スペクトラム分布に応じて各帯域の符
号化ビットレートを固定的に設定して最適化しており、
従って、入力信号がこの信号スペクトラム分布に近い場
合は符号化による量子化雑音は小さく抑えられるものの
、他方、入力信号がこの信号スペクトラム分布と大幅に
異なる場合を考えると、このときは、異なるビット配分
を行った帯域分割符号化方式に比較してＳ／Ｎがよくな
い。従って、入力信号の特性に応じた符号化を品質を維
持しつつ行うことは困難である。

また、各帯域の符号化ビットレートを可変にしようとし
て、割当てるビット数に関する情報を伝送せんとすれば
、伝送効率に影言を与え、伝送効率が劣化してしまう。

本発明の目的は、このような従来の欠点を除去し、入力
信号の特性に応じて各帯域の符号化のビットレートを可
変にすると同時に各帯域に割当てるピッ）Ｄに関する情
報を伝送する必要のない高能率な帯域分割符号化復号方
式及び装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段］ 本発明の帯域分割符号化復号方式は、 送信側において、標本化によりディジタル化された入力
信号を受信し、Ｍ個の帯域の信号に分乱し、各帯域のＡ
ＰＤＣＭ符号化８に内の逆量子化信号の平均電力に応じ
たビット配分で各帯域の信号を符号化し、各帯域の符号
を多重化して送信し、受信側においては、送信されてく
る多重化符号を受信し、各帯域のＡＤＰＣＭ復号器内の
逆量子化信号の平均電力に応じたビット配分で各帯域の
符号に分離し、前記ビット配分で各帯域の信号を復号し
、各帯域の復号信号を加算して全帯域での信号を復号す
ることを特徴としている。

本発明の帯域分割符号化器は、 フィルタと、Ｍ（Ｍは２以上の整数）個の間引き装置と
、Ｍ個のＡＤＩ’ＣＭ符号化器と、Ｍ個の平均電力計算
回路と、ビット配分決定回路と、符号多重化回路とを備
え、 前記フィルタは、標本化によりディジタル化された入力
信号を受信しＭチャンネルの周波数帯域の信号に分割し
、 前記Ｍ個の間引き装置は、各チャンネルの帯域信号を１
／Ｍに間引き、 前記Ｍ個のＡＤＰＣＭ符号化器は、各間引かれた帯域信
号をビット配分決定回路からのビット配分情報により量
子化特性を変化させながらそれぞれ符号化し、 前記Ｍ個の平均型ツノ計算回路は、各帯域のＡＤＰＣＭ
符号化器内の逆量子化信号の平均電力を計算し、 前記ビット配分決定回路では、各平均逆量子化信号電力
に応じて各チャンネルのビット配分を決定し、 前記符号多重化回路は、各チャンネルのＡＤＰＣＭ符号
化器からの符号をビット配分情報に応じて多重化し送出
することを特徴としている。

本発明の帯域分割復号器は、 符号分離回路と、Ｍ（Ｍは２以上の整数）個のΔＤＰＣ
Ｍ復号器と、ＭＷＡのゼロ挿入回路と、Ｍ個のフィルタ
と、加算器と、Ｍ個の平均電力計算回路と、ピント配分
決定回路とを備え、前記符号分離回路は、帯域分割符号
化器から受信した多重化された符号をビット配分決定回
路からのビット配分情報Ｇこ応じて各チャンネルの符号
に分割し、 前記Ｍ個のＡＤＰＣＭ復号器は、ビット配分情報により
逆量子化特性を変化させながら前記各チャンネルの符号
より各帯域の復号を行い、前記Ｍ個のゼロ挿入回路は、
Ｍチャンネルの帯域復号信号の標本化速度をＭ倍にし、 前記Ｍ個のフィルタは、ゼロ挿入回路の出力信号の不要
スペクトラムを消去し、 前記加算器は、フィルタの出力信号を力■算して全帯域
での復号信号を合成し、 前記Ｍ個の平均電力計算回路は、各帯域のＡＤＰＣＭ符
号化器内の逆量子化信号の平均電力を計算し、 前記ビット配分決定回路では、前記各平均逆量子化信号
電力に応じて各チャンネルのビット配分を決定すること
を特徴としている。

〔作用〕

各帯域のＡＤＰＣＭ符号化器の逆量子化信号の平均出力
電力を監視して各帯域のビット割当てを決定するピント
配分回路を設け、各帯域の符号化ビット数を入力信号の
特性に応じて変化させるとＳ／Ｎが向上する。

（実施例〕 次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明による帯域分割符号化復号方式並びに符
号化器及び復号器の一実施例を示す図である。

本実施例は、帯域分割数Ｍはこれを２とした場合を示し
ており、第１図のように、符号化器側、すなわち符号化
復号システムにおける送信側においては、入力端子２１
、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２２、高域ｉｉ１過フィ
ルタ（ＨＰＦ）２３、間引き装置（Ｄ）２４及び２５、
低域信号用ＡＤＰＣＭ符号化器（ＣＯＤ６）１２６、高
域信号用ＡＤＰＣＭ符号化器（ＣＯＤ２）１２７、多重
化装置（Ｍ）２８、及び送信端子２つを備える他、ビッ
ト配分決定回路（ＢＤＤ）１４１と、平均電力料算回路
（ＡＶ）１４２及び１４３とを有している。

低域通過フィルタ２２及び高域通過フィルタ２３は、標
本化によりディジタル化された入力信号を受信し複数（
Ｍ）、すなわち本実施例では２チヤンネルの周波数帯域
の信号に分割するフィルタであり、また、間引き装置２
４．２５はその各チャンネルの帯域信号を１／２に間引
く間引き装置である。

ＡＤＰＣＭ符号化器１２６．１２７は、各間引かれた帯
域信号を後述するビット配分情報により量子化特性を変
化させながらそれぞれ符号化するＡＤＰＣＭ符号化器で
あって、それぞれビット配分決定回路１４１に接続され
ており、また、ＡＤＰＣＭ符号化Ｗ３１２６．１２７と
ビット配分決定回路１４１との間に平均電力計算回路１
４２．１４３が設けられている。

各平均電力計算回路１４２．１４３は、それぞれ、各帯
域のＡＤＰＣＭ符号化器１２６．１２７内の逆量子化信
号の平均電力を計算する回路であり、また、ビット配分
決定回路１４１は、前記各平均逆量子化信号電力に応じ
て各チャンネルのビット配分を決定する回路である。

上記のようにビット配分情報に応じて符号化を行う２個
のＡＤＰＣＭ符号化器１２６．１２７の出力が供給され
る多重化装置２８は、各チャンネルの適応差分符号化器
からの符号を前記ビット配分情報に応じて多重化し送出
する符号多重化回路を構成する。

第１図に示す帯域分割符号化器は、このように、１票本
化によりディジタル化された入力信号を受信し、２チヤ
ンネルの周波数帯域の信号に分割するフィルタとしての
低域通過フィルタ２２及び高域通過フィルタ２３と、各
チャンネルの帯域信号を１／２に間引く２個の間引き装
置２４．２５と、各間引かれた帯域信号をビット配分情
報によりｍ子化特性′を変化させながらそれぞれ符号化
する２個のＡＤＰＣＭ符号化器１２６．１２７と、各帯
域のＡＤ　Ｐ　ＣＭ符号化器１２６．１２７内の逆量子
化信号の平均電力を計算する２個の平均電力計算回路１
４２．１４３と、その各平均逆量子化信号電力に応じて
各チャンネルのビット配分を決定するビット配分決定回
路１４１と、各チャンネルの適応差分符号化器からの符
号を前記ビット配分情報に応じて多重化し送出する符号
多重化回路としての多重化装置２８からなっている。

上記構成の帯域分割符号化器と組み合わせて使用する帯
域分割復号器は、帯域分割符号化器から受信した多重化
された符号を後述するビット配分情報に応じて各チャン
ネルの符号に分割する符号多重化回路と、後述するビッ
ト配分情報により逆量子化特性を変化させながら前記各
チャンネルの符号より各帯域の復号を行う２個のＡＤＰ
ＣＭ復号器と、前記各チャンネルの帯域復号信号の標本
化速度を２倍にする２個のゼロ挿入回路と、ゼロ挿入回
路の出力信号の不要スペクトラムを消去する２個のフィ
ルタと、フィルタの出力信号を加算して全帯域での復号
信号を合成する加算器と、各帯域のＡＤＰＣＭ符号化器
内の逆量子化信号の平均電力を計算する２個の平均電力
計算回路と、その各平均逆量子化信号電力に応じて各チ
ャンネルのピッｉ・配分を決定するビット配分決定回路
から構成することができる。

すなわち、第１図に示すように、受信側である復号２′
：を側においては、受信端子３０、信号分離装置（Ｓ）
１３１、低域信号用ＡＤＰＣＭ復号器（ＤＥＣＯＤ６）
１３２、高域信号用ＡＤＰＣＭ復号器（ＤＥＣＯＤ２）
１３３　、ゼロ挿入回路３４及び３５、低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）３６、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３７、
加算器３８、出力端子３９、ビット配分決定回路（ＢＤ
Ｄ）１４４、及び平均電力計算回路（ＡＶ）１４５及び
１４６を備えている。

第１図においては、上記信号分離装置１３１及び各ΔＤ
ＰＣＭ復号器１３２．１３３がビット配分決定回路１４
４に接続されており、信号分離装置１３１が、帯域分割
符号化器から受信した多重化された符号をビット配分情
報に応じて各チャンネルの符号に分割する符号分離回路
を構成している。また、各Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ復号器１３
２．１３３が、ビット配分情報により逆量子化特性を変
化させながら各チャンネルの符号より各帯域の復号を行
うＡＤＰＣＭ復号薗路を構成している。

更に、ゼロ挿入回路３４．３５、低域通過フィルタ３６
並びに高域通過フィルタ３７、及び加算器３８が、それ
ぞれ、各チャンネルの帯域復号信号の標本化速度をＭ倍
、すなわち第１図の場合は２倍にするゼロ挿入回路、ゼ
ロ挿入回路の出力信号の不要スペクトラムを消去するフ
ィルタと、フィルタの出力信号を加算して全帯域での復
号信号を合成する加算器を構成している。

更にまた、各ＡＤＰＣＭ復号器１３２．１３３に接続さ
れた平均電力計算回路１４５．１４６が各帯域のＡＤＰ
ＣＭ復号器１３２．１３３内の逆量子化信号の平均電力
を計算する回路を構成し、そしてビット配分決定回路１
４４が、各平均逆量子化信号電力に応じて各チャンネル
のビット配分を決定する回路を構成している。

第１図の構成においては、以上のような帯域分割符号化
：（３と帯域分割復号器とを用い、送信側においては、
標本化によりディジタル化された入力信号を受信し、２
個の帯域の信号に分離し、各帯域のＡＤＰＣＭ符号化器
１２６．１２７内の逆景子化信号の平均電力に応じたビ
ット配分で各帯域の信号を符号化し、各帯域の符号を多
重化して送信するようにし、受信側においては、送信さ
れてくる多重化符号を受信し、各帯域のＡＤＰＣＭ復号
器１３２、１３３内の逆量子化信号の平均電力に応じた
ビット配分で各帯域の符号に分離し、前記ビット配分で
各帯域の信号を復号し、そして、各帯域の復号信号を加
算して全帯域での信号を復号するようにする。

帯域分割した場合の各帯域のＡＤＰＣＭ符号化器内の逆
量子化信号の平均電力に応じてビット配分を行うのは、
次のような観点からである。

すなわち、各帯域のＡＤＰＣＭ符号化器で発生する量子
化雑音は量子化器の入力信号の平均電力に比例すると考
えられる。量子化器の入力信号の平均電力は逆量子化器
の出力信号の平均電力とほぼ等しいので、各帯域のＡＤ
ＰＣＭ符号化器の逆量子化器の平均出力電力を監視する
ようにすると共に、各４ｊＦ域のビット割当てを決定す
るビット配分決定回路を設け、各帯域の符号化ビット数
を入力信号の特性に応じて変化させるとＳ／Ｎが向上す
る。

つまり、ビット割当てを入力信号に応じて可変にするこ
とにより、扱う入力信号が特性を異にするものであった
場合にでも、これに対応し得、しかも品質よく符号化す
ることが可能である。

以下、更に具体的に上記の帯域分割符号化復号方式につ
いて説明する。

第１図において、まず、符号化器側の動作について述べ
るに、帯域分割符号化器では、標本化周波数Ｈでディジ
タル化された入力信号Ｓｉｎが入力端子２１に入力され
る。低域通過フィルタ２２は、信号Ｓｉｎに対して、周
波数がＨ／２以上の高域成分を遮断した信号Ｓ１を出力
する。間引き装置２４は、１つおきに信号Ｓ２を間引い
て、標本化速度をＨ／２にした信号Ｓｊ？ｄを出力する
。同様に、高域通過フィルタ２３は、信号Ｓｉｎに対し
て、周波数がト■／２以下の低域成分を遮断し、信号ｓ
ｈを出力する。間引ぎ装置２５は、信号Ｓｈを１つおき
に間引いて、標本化速度をＨ／　２にした信号Ｓｈｄを
出力する。信号Ｓｈｄのスペクトルは、１／２に再標本
化されたことにより、高域成分が低域側に折返された形
となる。

低域信号用ＡＤＰＣＭ符号化器１２６は、ビット配分決
定回路１４１から低域信号に割当てるピッＩ・ｉＢＮに
従って、量子化、逆量子化及びステップ幅更新等の符号
化特性を変化させながら信・号５ｆｆｄを符号Ｓｌに符
号化する。同様に、高域信号用ＡＤＰＣＭ符号化器１２
７は、ピント配分決定回路１４１から高域信号に割当て
るビット数Ｂｈに従って符号化特性を変化させながら信
号Ｓｈｄを符号Ｓｈｉに符号化する。そして、多重化回
路２８は、このような２チャンネル分の符号５ｊ２ｉ及
びＳｈｉを多重化して、帯域符号化方式の符号化器側信
号゛Ｓｍｕ２ｔ、ｉとして端子２９から伝送することと
なる。

上記のような過程において、平均電力計算回路１．１２
及び１４３は、それぞれ、低域信号用ＡＤＰＣＭ符号化
器１２６の逆量子化信号Ｅｑｌ及び荷載信号用ＡＤＰＣ
Ｍ符号化器１２７の逆量子化信号Ｅｑｈの平均電力Ｐｆ
ｆａνとＰ　ｈａｖを計算する。

この場合の平均電力の計算の一例を次式に示す。

Ｐｊ！ａｖ（ｊ＋１）＝ＫＸＰｐ、ａｖ（ｊ）＋（Ｅｑ
４）”　　・”（６ａ）Ｐｈａｖ（ｊ＋１）−ＫＸＰｈ
ａｖ（ｊ）＋（Ｅｑｈ）２・＝（６ｂ）ここに、Ｋは忘
却係数であって、１より小さい正数である。

ビット配分決定回路１４１は、逆量子化信号のこのよう
な平均電力ＰｌａνとＰｈａｖより、低域及び高域信号
に割当てるビット１Ｂｆｆ、Ｂｈを決定する。

表２に、Ｇ、７２２規格に基づいて低域信号及び高域信
号のビット配分を６／２．５／３．４／４０３′Ｍｌ類
に変化させる例を示す。

表２ このようにして、ビシト割当てを入力信号に応じて可変
にすることにより入力信号のスペクトラムが高域あるい
は低域に偏在する場合でも品質よく符号化することが可
能となる。

次に、第１図における復号器側の動作について説明する
。

帯域分割復号器では、帯域分割符号化器からの多重化符
号信号Ｓｍｕｉｉを端子３０で受信する。信号分離回路
１３１は、多重化符号信号Ｓｍｕ１ｔｉを、ピント配分
決定回路１４４からのビット割当て情報Ｂｆｆを用いて
低域信号の符号５ｆｆｉと高域信号の符号Ｓｈｉに分離
する。

低域信号用ＡＤＰＣＭ復号器１３２は、ビット配分決定
回路１４４から低域信号に割当てるビット数Ｂｅに従っ
て、里子化、逆量子化及びステップ幅更新等の符号化特
性を変化させながら符号５ｆｆｉから信号Ｓ　ｅｄｒに
復号する。同様に、高域信号用ＡＤＰＣＭ復号器１３３
は、ビット配分決定回路１４４から高域信号に割当てる
ビット数Ｂｈに従って、符号化特性を変化させながら符
号Ｓｈｉから信号５ｈｄｒに復号する。復号信号Ｓｊ！
ｄｒ及び５ｈｄｒの標本化速度は［■／２である。

ゼロ挿入回路３４及び３５は、各々信号５ｌｄｒ及び５
ｂｄｒに対して、１つおきにゼロの値を挿入し、サンプ
リング速度をＨにした信号３６ｆとＳｈｆを出力する。

前述したように、信号ｓｐｒの標本化周波数がＯからｔ
（／　２までの周波数成分は、符号化雑音を除けば信号
Ｓｉｎの標本化周波数がＯからＨ／２までの周波数成分
と同じである。同様に、信号Ｓｈｆの標本化周波数がＨ
／　２からＨまでの周波数成分は、量子化雑音を除けば
信号Ｓｉｎの標本化周波数が１（／２からＩ（までの周
波数成分と同じである。

低域通過フィルタ３６は、信号５ｆｆｆよりＯからＨ／
２までの低域周波数成分を抽出した信ｑＳｊ！ｒを出力
する。高域通過フィルタ３７は、信号ＳｈｆよりＨ／２
からＨまでの高域周波数成分を抽出した信号Ｓｈｒを出
力する。そして、加算器３８は、信号Ｓ１ｒと信号Ｓｈ
ｒを加え合わせ、量子化雑音を除外すれば端子２１に加
えられた信号Ｓｉｎに等しい復号信号を端子３９に得る
。

上記の分離、復号過程において、符号化器側と同様の手
法で、平均電力計算回路１４５及び１４Ｇは、それぞれ
、低域信号用ＡＤＰＣＭ復号器１３２の逆量子化信号Ｅ
ｑｆｆ及び高域信号用ＡＤＰＣＭ復号）（４１３３の逆
量子化信号Ｅｑｈの平均電力ｒＪ！ａｖとＰ　ｈａｖを
計算しており、ビット配分決定回路１４４は、これら逆
量子化信号の平均電力ＰｌａｖとＰｈａｖより低域及び
高域信号の復号ビット数ＢＥ、Ｂｈを決定し、これが信
号分離回路１３１での分離処理及び各Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ
復号器１３２．１３３での復号に用いられることになる
。

このようにして、第１図の構成に従えば、各帯域のＡＤ
ＰＣＭ符号化器１２６．１２７及びＡＤＰＣＭ復号器１
３２．１３３の逆量子化器の平均出力電力を監視して各
帯域のビット割当てを行うことができ、これによりビッ
ト配分情報を伝送する必要もない。

なお、本実施例は、帯域分割数を２とした場合について
説明したが、同様にして、帯域分割数が２以上のＭ個で
ある場合においても、Ｍ個の帯域分割フィルタ、Ｍ個の
１／Ｍ間引き装置、Ｍ個のＡＤＰＣＭ符号化器、Ｍ個の
平均電力計算回路、１個のビット配分決定回路と１個の
多重化回路により高能率な帯域分割符号化器を実現する
ことができる。

また、１個の信号分離回路、Ｍ個のＡＤＰＣＭ復号器、
Ｍ個のゼロ挿入Ｕ路、Ｍ個の（１Ｆ域分割フィルタ、Ｍ
個の平均電力計算回路と１個のビット配分決定回路によ
り高能率な帯域分割復号器を実現・することができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、各帯域の逆量子
化信号の平均出力電力を監視して各帯域のビット割当て
を行うことにより、ビット配分情報を伝送する必要なし
に入力信号の特性に応じた符号化を高品質で行うことが
可能となるので、入力信号の特性に応じて各帯域の符号
化のビットレートを可変にすると同時に各帯域に割当て
るビット数に関する情報を伝送する必要のない高能率な
帯域分割符号化復号方式及び装置を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一゛実施例を示す図、第２図は従来の
Ａ　Ｄ　Ｐ　ＣＭ符号化復号方式を示す図、 第３図は従来の帯域分割符号化復号方式を示す図である
。 １・・・・・入力端子 ２・・・・・減算器 ３・・・・・里子化器（Ｑ） ４．１２・・・逆量子化器（Ｑ−’） ５．１３・・・量子化ステップ幅発生器（Ｇ）６．１４
・・・加算器 ７．１５・・・予測器（Ｐ） ８・・・・・送信端子 １１・・・・・受信端子 １６・・・・・出力端子 ２１・・・・・入力端子 ２２・・・・・低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２３・・・
・・高域通過フィルタ（ＨＰＦ）２４、２５・・・間引
き装置（Ｄ） ２８・・・・・多重化装置（多重化回路）（Ｍ）２９・
・・・・送信端子 ３０・　・　・ ３１・　・　・ ３４．３５・ ３６・　・　・ ３７・　・　・ ３８・　・　・ ３９・　・　・ １２６　・　・ １２７　・　・ １３１　・　・ １３２　　・　・ １３３　・　・ １４２．１４３゜ ・受信◇：１．１子 ・信号分離回路（Ｓ） ・ゼロ挿入回路 ・低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ・高域通過フィルタ（ＨＰＦ） ・加算器 ・出力端子 ・低域信号用ＡＤＰＣＭ符号化器 （ＣＯＤ６） ・・高域信号用ＡＤＰＣＭ符号化器 （ＣＯＤ２） ・・信号分離装置（信号分離回路） （Ｓ） ・・低域信号用ＡＤＰＣＭ復号器 （ＤＥＣＯＤ６） ・・高域信号用ＡＤＰＣＭ復号邪 （ＤＥＣＯＤ２） ・ビ・ント配分決定回路（ＢＤＤ） １４５、１４６ ・・平均電力計算回路（ＡＶ） １４４・ フ 凸　　ｒ）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信側において、標本化によりディジタル化され
   た入力信号を受信し、Ｍ個の帯域の信号に分離し、各帯
   域のＡＰＤＣＭ符号化器内の逆量子化信号の平均電力に
   応じたビット配分で各帯域の信号を符号化し、各帯域の
   符号を多重化して送信し、 受信側においては、送信されてくる多重化符号を受信し
   、各帯域のＡＤＰＣＭ復号器内の逆量子化信号の平均電
   力に応じたビット配分で各帯域の符号に分離し、前記ビ
   ット配分で各帯域の信号を復号し、各帯域の復号信号を
   加算して全帯域での信号を復号することを特徴とする帯
   域分割符号化復号方式。
2. （２）フィルタと、Ｍ（Ｍは２以上の整数）個の間引き
   装置と、Ｍ個のＡＤＰＣＭ符号化器と、Ｍ個の平均電力
   計算回路と、ビット配分決定回路と、符号多重化回路と
   を備え、 前記フィルタは、標本化によりディジタル化された入力
   信号を受信しＭチャンネルの周波数帯域の信号に分割し
   、 前記Ｍ個の間引き装置は、各チャンネルの帯域信号を１
   ／Ｍに間引き、 前記Ｍ個のＡＤＰＣＭ符号化器は、各間引かれた帯域信
   号をビット配分決定回路からのビット配分情報により量
   子化特性を変化させながらそれぞれ符号化し、 前記Ｍ個の平均電力計算回路は、各帯域のＡＤＰＣＭ符
   号化器内の逆量子化信号の平均電力を計算し、 前記ビット配分決定回路では、各平均逆量子化信号電力
   に応じて各チャンネルのビット配分を決定し、 前記符号多重化回路は、各チャンネルのＡＤＰＣＭ符号
   化器からの符号をビット配分情報に応じて多重化し送出
   することを特徴とする帯域分割符号化器。
3. （３）符号分離回路と、Ｍ（Ｍは２以上の整数）個のＡ
   ＤＰＣＭ復号器と、Ｍ個のゼロ挿入回路と、Ｍ個のフィ
   ルタと、加算器と、Ｍ個の平均電力計算回路と、ビット
   配分決定回路とを備え、 前記符号分離回路は、帯域分割符号化器から受信した多
   重化された符号をビット配分決定回路からのビット配分
   情報に応じて各チャンネルの符号に分割し、 前記Ｍ個のＡＤＰＣＭ復号器は、ビット配分情報により
   逆量子化特性を変化させながら前記各チャンネルの符号
   より各帯域の復号を行い、 前記Ｍ個のゼロ挿入回路は、Ｍチャンネルの帯域復号信
   号の標本化速度をＭ倍にし、 前記Ｍ個のフィルタは、ゼロ挿入回路の出力信号の不要
   スペクトラムを消去し、 前記加算器は、フィルタの出力信号を加算して全帯域で
   の復号信号を合成し、 前記Ｍ個の平均電力計算回路は、各帯域のＡＤＰＣＭ符
   号化器内の逆量子化信号の平均電力を計算し、 前記ビット配分決定回路では、前記各平均逆量子化信号
   電力に応じて各チャンネルのビット配分を決定すること
   を特徴とする帯域分割復号器。