JPS63107313A - パルス幅変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明はパルス幅変調回路の改良に関する。

（従来の技術） 高圧力流体の流量や圧力を高速で制御する弁として各種
のサーボ弁が開発されており、このサーボ弁の駆動方式
に不連続なパルス幅変調信号（Ｐ昭和５１年１月、日刊
工業新聞社発行「油圧技術便覧」第４３５頁参照）。こ
のＰＷＭ信号Ｓ５を第５図に示すと、これは一定振幅■
ｏＩｆ２、一定周Ｘ１ｆｆｔｏのパルスで、ｔｏに対す
るオン時間（ｔｏ　−ｔ２）の割合（デユーティ比）が
連続人カイざ号（制御信号）Ｓ４に対応するものである
。そして、この信号Ｓ５を作る回路は、第４図に示すよ
うに周期ｔｏの三角波信号Ｓ３を発振する回路１と、こ
の信号Ｓ３と制御信号Ｓ４とを比較する回路８とから構
成される。

ここに、第５図に示す三角波信号Ｓ３を発振する回路１
の動作原理を説明すると、これは下記（１）ないしく３
）が繰り返されるものである。すなわち、 （１）アンプ２の出力Ｓ１がハイレベルＶＯＩＩ＋にあ
るとき可変抵抗６を通して電流が流れコンデンサ７が充
電される。なお、可変抵抗６の値ＶＲ１は周期ｔｏを任
意に設定するための抵抗となる。

（２）コンデンサ７の電圧Ｓ３が抵抗ＲＩ＋Ｒ２ると、
アンプ出力Ｓ１がローレベルＶＩＩＬＩになるので、コ
ンデンサ７に蓄えられた電荷が可変抵抗６を通して放電
される。

（３）この放電によりコンデンサ電圧Ｓ！ＩがＲ１ｔＲ
２及びＲ３にて設定される電圧値（一定値）Ｒ１（ただ
し、Ｒ１くＲ２）よりも低くなると、アンプ出力ｓｌが
ハイレベルＶＯ＋＋１となるので、前記（１）に戻る。

ただし・ＶＯ）ＩＩＩＶＯＬ＋はアンプ出力ＳＩの各飽
和電圧値、α２′、Ｒ１はアンプ出力ＳＩがそれぞれレ
ベルＶＯＩ（ＩＩＶＱＬ＋にあるときの設定値である。

なお、ＶＯＬＩについては■。Ｌｌ−〇とみなすことの
できる範囲でアンプ２を使用している。

ところで、この上うなＰＷＭ駆動方式を用いてオープン
ループ制御を行う場合において良好な精度を得るには、
周期ｔｏが狂わないことが前提となる。これは、一定周
期ｔｏのもとにおいでのみ制御信号Ｓ４とデユーティ比
の間に線形性が保持されるのに対し、周期が狂ってくる
と、もはや線形性を保持できなくなるからである。

そこで、一定周期を得るための必要条件を考えると、第
６図に示すコンデンサ７への充電時間゛ｒＣと放電時間
Ｔｄとを一致させることが条件となる。

ここに、同図の充放電の特性曲線は指数関数で表され、
応答性を決定する時定数τはコンデンサ７の静電容量Ｃ
１と可変抵抗値ＶＲ，の積ＣＩ　ＸＶＲ，である。した
がって、充放電時間を一致させるにはそれぞれの初期電
圧（ＶＯＩＩ＋−Ｒ１）、Ｒ２を一致させればよい。す
なわち、 ■ｏＨ１−αｌ＝α２　　　　　　　−（１）なる関係
が要求される。

次に、αＩ、α２は抵抗値Ｒ１ないしＲ３の関数である
から、この式（１）を満足させることはいかにＲ１ない
しＲ３を定めるかに帰結する。たとえば、Ｒ１を設定す
るには、Ｒ１を変数として式（１）の両辺の曲線を描き
、これら曲線の交点より容易に求めることができる。具
体的に図示すると、Ｒ２，Ｒ３（ただし、Ｒ２＝Ｒ３）
を定数に、Ｒ１を変数にとると、ＶＯＨＩ−α１及１α
２は第６図に示すようにＲ１の指数関数となり、これら
両面線の交点の値ＲｈｏをＲ１の値として採用すればよ
い。

（発明が解決しようとする問題点） ところで、このような従来例には下記の欠点（１）、（
２）が考えられる。

（１）第６図にも示すように、電圧源電圧Ｖｃｃが変動
すると、線形性を保持することができなくなる。たとえ
ば、Ｖｃｃが正規の値よりも小さな値■ｃｃｌになった
場合を考えると、この場合に最適なＲ１の値Ｒ１１は、
第６図において交点が左方にずれる分だけＲｌｏよりも
小さくなる。したがって、Ｖｃｃｌのときに抵抗値Ｒ１
がＲｈｏであると、Ｉ？１ｏＲＩｌだけのずれが生じ、
このずれが線形性の精度を低下させるのである。そこで
、これを解消するには、抵抗３を可変抵抗で構成し、Ｖ
ｃｃに応じて抵抗値Ｒ１を変化させることも考えられる
が、それでは回路を複雑にしてしまう。

（２）回路が安定に動作するように回路定数を選定する
のが困難である。たとえば、三角波発振回路１では、レ
ベルＶｏ　Ｌ　Ｉ　’：Ｏを仮定しており、したがって
、ＶＯＬＩ輪Ｏとみなせる範囲で回路定数を選択しなけ
ばならず、選択の自由度が制限される。さらに、Ｖｃｃ
が低くなるほど（Ｖｃｃ−Ｖｏ　ｕ　＋　）／　Ｖ　ｃ
ｃの比が大きくなり、Ｒ１と他の抵抗値Ｒ２１Ｒ３の差
が拡大する。ここに、抵抗値が大きく相違すると、精度
管理が困難となり、安定性を望めなくなるのである。

この発明はこのような従来例の問題点に着目してなされ
たもので、電圧源と三角波発振回路との間に定電圧ダイ
オードを直列に接続した装置を提供することを目的とす
る。

（問題点を解決するための手段） この発明は、電圧源電圧の分圧とコンデンサの出力電圧
との差圧をアンプにて増幅させるとともに、このアンプ
出力にて前記コンデンサを充電するようにした三角波発
振回路と、この回路からの三角波信号と連続入力信号と
を比較する回路とを備えるパルス幅変調回路において、
前記電圧源と三角波発振回路との間に定電圧ダイオード
を直列に接続した。

（作用） このように構成すると、たとえ電圧源電圧が変動しても
、定電圧ダイオードにより電圧源電圧が一定値に補償さ
れる。このため、制御信号（連続入力信号）との間の線
形性が良好に保持されるので、制御精度を高めることが
できる。

しかも、定電圧ダイオードは簡単な補償要素であるため
、回路を複雑にすることもなく、かつ大幅なコストアッ
プを伴うこともない。

以下、この発明の詳細な説明する。

（実施例） 第１図はこの発明の第１実施例の回路構成図である。は
とんどの構成は従来と同様であり、大きく相違するのは
電圧源と三角波発振回路１との間に定電圧ダイオード１
０（１０Ａ、１０　Ｂ）を直列に接続した魚である。こ
こに、定電圧ダイオードとは降伏領域における電圧の一
定性による定電圧特性を利用するダイオードである。こ
のダイオードの電圧降下特性には、逆方向と順方向とが
あり、いずれでも良いが、この例はたとえばシリコンダ
イオードで構成される後者の例を示している。

このようにすると、ダイオード１０を降伏領域で使用す
る限り、広い電流範囲に渡って電圧を降伏電圧（一定値
）ＶＦに保持することができ、これにより電圧源電圧が
補償されるので、安定した出力特性が得られる。また、
ダイオードはｆｆＪ、！ｔｔな補償要素であるため、回
路を複雑にすることもなく、かつ大幅なコストアップを
招くこともない。

次に、この例ではさらに回路の安定動作範囲の拡大をめ
ざして、ダイオード出力■ｃｃＤがハイレベルのアンプ
出力ＶＯｕｌに等しく、すなわちＶｃｃＤ＝Ｖｏ　ｕ　
Ｈ−（２） となるようにダイオード１０を選択している。ただし、
ＶＦ？ＶＯｔｌ　ｌの値は使用部品及び回路を流れる電
流値により変わるので、回路定数には適正な値を選択す
る必要がある。

このようにすると、両式（１）を満足すべき抵抗値Ｒ１
ないしＲ３が計算上総て・等しくなる。したがって、こ
の場合には３つの抵抗３ないし５が等価となるので、回
路安定動作範囲が拡大し、かつ精度管理も容易である。

そして、Ｒ，＝１２　＝Ｒ３を用いると、α１゜α２が
それぞれ、ｆｆ＋＝（１／３）α、α２＝（２／３）α
となる。ただし、α＝＝ＶＯｎｌ（定数）と置き替えて
いる。

そこで、以下にはこの場合の制御信号との線形性をｔ５
２図を参照しながら確認することとする。

すなわち、同図において、制御信号のレベルを変数Ｘと
すると、α≦Ｘ≦・２αの範囲において変数Ａを導入し
、 ｘ＝ＡＸα　　　　　　　　　　　　　　・・・（３）
とおくことができる。ただし、変数Ａの範囲は１≦Ａ≦
２　　　　　　　　　　　　・・・（４）である。した
がって、ＡとＰＷＭ信号のパルス幅ｙとが比例すること
を示せば、×とｙとの開に線形性があることになる。

まず、ｙは同図において、一定周期ｔｏ以外に１１、Ｌ
２を設定すると、 ｙ”ｔｌ　＋（ｔｏ−ｔｌ）　　　　　　　　　＝（５
）にて表すことができる。

一方、右上がりの曲線ｆ（ｔ）はｚｌを基点としてｆ（
ｔ）＝　２α（１−ｅｘｐ［（１／ＣＲ）ｔｌｉ・（６
）にて表すことができる。ただし、ｅｘｐ　Ｘは指数関
数６ｘを意味する。また計算の便宜上Ｃ１＝Ｃ。

ＶＲ，＝Ｒと置いている。

したがって、ｔ＝＝ｔｌにおいてＸ−α＝ＦＤ＋　）よ
り、 Ａ（２−α＝２αｉｌ　−ｅｘｐ［（１／　ＣＲ）ｔｌ
　１１・・・（７） である。これをｔｌについて整理する。なお、Ｉｎｘは
自然対数を意味する。

ＬＨ＝−ＣＲＩｎ［＜３−Ａ）／　２　］　　　　　−
：（８）同様にして、１＝１．において２α−α＝ｆ（
ｔｏ）より ａ＝２αｆｌ　　ｅｘｐ［（１／ＣＲ）ｔｏｎ・・・（
９） であるから、これをｔｏについて整理する。

Ｌｏ＝　　ＣＲｌｎ（１／２）　　　　　　　・・１１
０）次に、右下がりの曲線ｇＤ＞は基点を２２とじてｇ
Ｄ）＝　２　αｅｘｐ［（１／ＣＲ）ｔｌ　　　　　−
（１１）にて表すことができる。したがって、ｔ＝ｔ２
において２α−ｘ＝ｇ（ｔｌ）より ２　α　−Ａ　α　＝　２　αｅｘｐ［（１／ＣＲ）ｔ
ｌ　］・・・（１２） である。これをｔｌについて整理する。

ｔ２＝　　ＣＲＩｎ（Ａ／　２　）　　　　　　　−（
１３）式（８）、（１０）及び（１３）にて得られたｔ
ｌ　、ｔ＋）及びＬ２を式（５）に代入して整理すると
、ｙがＡの関数として表される。・ 、°、ｙ＝ＣＲ１ｎ［２Ａ／（３Ａ）］　　　　−（１
４）しかしながら、この式（１４）から即座に線形性を
判断することは困難である。そこで、曲線ｙを調べると
きの常会手段として、ｙを微分してみる。

ｄｙ／ｄｔ＝　　　　ＣＲ／（Ａ　　　　３）十　〇Ｒ
／Ａ・・・（１５） この式（１５）より変数Ａの領域の如何によっては線形
性を持ち得ないことが分かる。ところが、Ａの領域は、
何代（４）の範囲（１≦Ａ≦２）に限っているのだから
、この範囲についてだけ調べれは足りる。そこで、この
範囲内で適当にＡの値を選択し、そのときのｙを計算し
たのが、次表である。

同表より、Ａとｙはほぼ比例すると結論つけることがで
きる。

次に、第３図は高速電磁切換弁のＰＷＭｔＸ動に適用し
たこの考案の第２実施例の回路構成図である。同図にお
いては、電磁切換弁ツレ／イド１４の駆動手段であるト
ランジスタ１３が比較回路８からのＰＷＭ信号にて０Ｎ
−ＯＦＦされ、これにより電磁切換弁が制御信号Ｓ４に
応じて駆動される。なお、ダイオード１０と抵抗３に間
に接続される抵抗１２はＶｃｃの変動及び回路動作中の
通電電流の変化に対して安定したダイオード１０の順方
向電圧降下特性を得るためのものである。

（発明の効果） 以上説明したように、この発明では三角波発振回路と比
較回路とを備えるパルス幅変調回路において、電圧源と
三角波発振回路との間に定電圧ダイオードを直列に接続
したので、たとえ電圧源電圧が変動するようなことがあ
っても一定値に補償され、これにより安定した出力特性
が得られる。

しかも、定電圧ダイオードは簡単な補償要素であるため
、簡易かつ安価に構成することができる。

【図面の簡単な説明】

１１図はこの発明のｒｊＳ１実施例の回路構成図、第２
図はこの実施例の作用を説明する波形図、第３図はこの
発明の第２実施例の回路構成図である。 第４図は従来例の回路構成図、第５図は同じく作用を説
明する波形図である。第６図はコンデンサの充放電特性
を示す波形図、ｆｊＳ７図は抵抗値Ｒ１の設定方法を説
明する波形図である。 １・・・三角波発振回路、２・・・オペアンプ、３ない
し４・・・固定抵抗、６・・・可変抵抗、７・・・コン
デンサ、８・・・比較回路、１０．ＩＯＡ、ＩＯＢ・・
・定電圧ダイオード、１２・・・抵抗、１３・・・トラ
ンジスタ、１４・・・ソレノイド。 第２図 Ｚ２　　　Ｚｌ 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電圧源電圧の分圧とコンデンサの出力電圧との差圧をア
   ンプにて増幅させるとともに、このアンプ出力にて前記
   コンデンサを充電するようにした三角波発振回路と、こ
   の回路からの三角波信号と連続入力信号とを比較する回
   路とを備えるパルス幅変調回路において、前記電圧源と
   三角波発振回路との間に定電圧ダイオードを直列に接続
   したことを特徴とするパルス幅変調回路。