JPS6298400A - 音声分析装置 - Google Patents
音声分析装置Info
- Publication number
- JPS6298400A JPS6298400A JP60238791A JP23879185A JPS6298400A JP S6298400 A JPS6298400 A JP S6298400A JP 60238791 A JP60238791 A JP 60238791A JP 23879185 A JP23879185 A JP 23879185A JP S6298400 A JPS6298400 A JP S6298400A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- pass filter
- output
- signal
- output signal
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- Pending
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- Measurement And Recording Of Electrical Phenomena And Electrical Characteristics Of The Living Body (AREA)
- Telephone Function (AREA)
- Investigating Or Analysing Materials By Optical Means (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、帯域フィルタ群により音声スペクトル成分を
抽出する音声分析装置に関する。この装置は音声認識装
置などに組み込まれて利用される。
抽出する音声分析装置に関する。この装置は音声認識装
置などに組み込まれて利用される。
本発明は帯域フィルタを利用する音声分析装置において
、 帯域フィルタで発生する直流オフセントを高域フィルタ
を用いて遮断することにより、音声スペクトルパターン
の誤認識の生しない音声分析装置を実現することができ
るようにしたものである。
、 帯域フィルタで発生する直流オフセントを高域フィルタ
を用いて遮断することにより、音声スペクトルパターン
の誤認識の生しない音声分析装置を実現することができ
るようにしたものである。
従来例音声分析装置には第５図に示すような帯域フィル
タ群で音声スペクトル成分の時間変換を分析る方法が広
く知られている。すなわち、入力された音声信号を利得
可変増幅器ｌによって所望の振幅に増幅し、次に６ ｄ
Ｂｌｏｃｔの周波数特性を持つ等化器２で高周波数成分
を強調する。これは音声信号の周波数スペクトルが一定
でなく、高周波数成分はど減衰しその傾きが−６ｄＢｌ
ｏｃｔとなっているからである。次に、分析する周波数
帯域の分割数Ｎに対応するＮ個の並列に接続された帯域
フィルタ３群で入力信号をＮチャネルの周波数成分に分
解し、整流器４群で整流し、周波数成分毎に置かれた低
域フィルタ５群で直流化してマルチプレクサ６を介して
アナログ・ディジタル変換器７でディジタル信号に変換
する。帯域フィルタ３は例えば第７図に示すように構成
することができる。
タ群で音声スペクトル成分の時間変換を分析る方法が広
く知られている。すなわち、入力された音声信号を利得
可変増幅器ｌによって所望の振幅に増幅し、次に６ ｄ
Ｂｌｏｃｔの周波数特性を持つ等化器２で高周波数成分
を強調する。これは音声信号の周波数スペクトルが一定
でなく、高周波数成分はど減衰しその傾きが−６ｄＢｌ
ｏｃｔとなっているからである。次に、分析する周波数
帯域の分割数Ｎに対応するＮ個の並列に接続された帯域
フィルタ３群で入力信号をＮチャネルの周波数成分に分
解し、整流器４群で整流し、周波数成分毎に置かれた低
域フィルタ５群で直流化してマルチプレクサ６を介して
アナログ・ディジタル変換器７でディジタル信号に変換
する。帯域フィルタ３は例えば第７図に示すように構成
することができる。
ずなわら、第４図に示す一定のクロックφ。およびφ８
で相補的にオンおよびオフするスイッチと、これらのス
イッチによって演算増幅器Ａ、の出力と演算増幅器Ａ２
の入力間、演算増幅器Ａ、の入力と演算増幅器Ａｚの出
力間、演算増幅器Ａ２の入出力間、または入力端子ＶＩ
Ｎと演算増幅器Ａ。
で相補的にオンおよびオフするスイッチと、これらのス
イッチによって演算増幅器Ａ、の出力と演算増幅器Ａ２
の入力間、演算増幅器Ａ、の入力と演算増幅器Ａｚの出
力間、演算増幅器Ａ２の入出力間、または入力端子ＶＩ
Ｎと演算増幅器Ａ。
の人力間に接続されまたは接地されるコンデンサＣ１、
Ｃ２、Ｃ３およびＣ４と、演算増幅器Ａ１およびＡ２の
入出力間または入力端子ＶＩＮと演算増幅器Ａ２の入力
端子間に接続されるコンデンサＣ１、Ｃｂおよびｃｅと
を備えたスイソチトキャンバスフィルタで帯域フィルタ
が構成される。各コンデンサの値が異なるＮ個の帯域フ
ィルタを並列接続することによってＮチャネルの分解能
を持つ帯域フィルタ群になる。低域フィルタ５も帯域フ
ィルタと同様に第７図に示すスイソチトキャパシタフィ
ルタで構成され、これをＮ個並列接続することで実現さ
れる。
Ｃ２、Ｃ３およびＣ４と、演算増幅器Ａ１およびＡ２の
入出力間または入力端子ＶＩＮと演算増幅器Ａ２の入力
端子間に接続されるコンデンサＣ１、Ｃｂおよびｃｅと
を備えたスイソチトキャンバスフィルタで帯域フィルタ
が構成される。各コンデンサの値が異なるＮ個の帯域フ
ィルタを並列接続することによってＮチャネルの分解能
を持つ帯域フィルタ群になる。低域フィルタ５も帯域フ
ィルタと同様に第７図に示すスイソチトキャパシタフィ
ルタで構成され、これをＮ個並列接続することで実現さ
れる。
帯域フィルタ群によって音声スペクトルを分析すること
を特徴とする音声Ｌ’２８＆装置では、音声分析装置か
ら出力される音声スペクトルパターンを基ｆ（乞になる
複数の音声スペクトルパターンと比較して最も類似して
いるパターンを人力した音声のパターンと等しいは判断
する。したがって、音声分析装置から出力される音声ス
ペクトルに直流オフセットが含まれる場合に、本来の音
声スペクトルパターンに誤差を含むので認識率が低下す
る。
を特徴とする音声Ｌ’２８＆装置では、音声分析装置か
ら出力される音声スペクトルパターンを基ｆ（乞になる
複数の音声スペクトルパターンと比較して最も類似して
いるパターンを人力した音声のパターンと等しいは判断
する。したがって、音声分析装置から出力される音声ス
ペクトルに直流オフセットが含まれる場合に、本来の音
声スペクトルパターンに誤差を含むので認識率が低下す
る。
第５図に示した従来例音声分析装置では、帯域フィルタ
群を構成する演算増幅器で生じる直流オフセノ］・など
によりフィルタ内部で発生ずる入力直流オフセットはそ
のフィルタ特性によって決まる係数倍されて出力直流オ
フセントとして現われる。帯域フィルタ群は互いに周波
数特性が異なるので人直流信オフセントに掛る係数の値
が異なり、出力直流オフセノ１−が各帯域フィルタ毎に
異なる。
群を構成する演算増幅器で生じる直流オフセノ］・など
によりフィルタ内部で発生ずる入力直流オフセットはそ
のフィルタ特性によって決まる係数倍されて出力直流オ
フセントとして現われる。帯域フィルタ群は互いに周波
数特性が異なるので人直流信オフセントに掛る係数の値
が異なり、出力直流オフセノ１−が各帯域フィルタ毎に
異なる。
したがって、音声分析装置の出力端には、入力音声のス
ペクトル成分に各帯域フィルタで発生した各チャネル毎
に値の異なる直流オフセットが重畳されて出力される。
ペクトル成分に各帯域フィルタで発生した各チャネル毎
に値の異なる直流オフセットが重畳されて出力される。
帯域フィルタ群がＮ個の帯域フィルタによって構成され
る場合に、第６図に示すように各帯域フィルタの出力と
各整流器の入力の間にコンデンサを接続することにより
直流オフセソＩ・を遮断することができるが、帯域フィ
ルタ群と同数のコンデンサを外付けしなければならない
。整流器の入力抵抗をＩＯＭΩとし、１００１１ｚ以下
の周波数成分を遮断するとした場合に、容量値は１００
ｐｌ’程度になる。したがって、このコンデンサをモノ
リシック化する場合に、１００９Ｆ程度のコンデンサが
帯域フィルタのチャネル数分だけ必要となり、チップ面
積が極めて大きくなり、実質的にモノリシックＩＣで実
現することは不可能である。
る場合に、第６図に示すように各帯域フィルタの出力と
各整流器の入力の間にコンデンサを接続することにより
直流オフセソＩ・を遮断することができるが、帯域フィ
ルタ群と同数のコンデンサを外付けしなければならない
。整流器の入力抵抗をＩＯＭΩとし、１００１１ｚ以下
の周波数成分を遮断するとした場合に、容量値は１００
ｐｌ’程度になる。したがって、このコンデンサをモノ
リシック化する場合に、１００９Ｆ程度のコンデンサが
帯域フィルタのチャネル数分だけ必要となり、チップ面
積が極めて大きくなり、実質的にモノリシックＩＣで実
現することは不可能である。
本発明は自装置から発生する直流オフセットを遮断して
音声スペクトルパターンの誤認識が発生しない手段をモ
ノリシックＩＣで実現できる音声分析装置を提供するこ
とを目的とする。
音声スペクトルパターンの誤認識が発生しない手段をモ
ノリシックＩＣで実現できる音声分析装置を提供するこ
とを目的とする。
本発明は、音声入力信号を所望の振幅に増幅する利得可
変増幅器と、この利得可変増幅器の出力信号の周波数特
性を補正する等化器と、この等化器の出力信号を複数の
周波数帯域に分割する帯域フィルタ群と、この帯域フィ
ルタ群の出力信号のそれぞれを整流する整流器と、この
整流器の出力信号を、直流信号に変換する低域フィルタ
と、この低域フィルタの出力信号を多重化するマルチプ
レクサと、このマルチプレクサを介して出力される上記
低域フィルタの出力信号をディジタル信号に変換するア
ナログ・ディジタル変換器とを備えた音声分析装置にお
いて、上記帯域フィルタと上記整流器との間の経路のそ
れぞれに挿入された高域フィルタを備えたことを特徴と
する。
変増幅器と、この利得可変増幅器の出力信号の周波数特
性を補正する等化器と、この等化器の出力信号を複数の
周波数帯域に分割する帯域フィルタ群と、この帯域フィ
ルタ群の出力信号のそれぞれを整流する整流器と、この
整流器の出力信号を、直流信号に変換する低域フィルタ
と、この低域フィルタの出力信号を多重化するマルチプ
レクサと、このマルチプレクサを介して出力される上記
低域フィルタの出力信号をディジタル信号に変換するア
ナログ・ディジタル変換器とを備えた音声分析装置にお
いて、上記帯域フィルタと上記整流器との間の経路のそ
れぞれに挿入された高域フィルタを備えたことを特徴と
する。
また、この高域フィルタはスイッチトキャパシタフィル
タであってもよい。
タであってもよい。
音声スペクトル成分の時間変化は帯域フィルタ群を介し
て分析される。この帯域フィルタの出力には直流オフセ
ット分が含まれる。この直流オフセットにより音声スペ
クトルパターン認識時に誤謬が発生する。この直流オフ
セット分は高域フィルタにより除去される。この高域フ
ィルタを含むフィルタにスイソチトキャパシタフィルタ
を用いれば、モノリシックＩＣで装置を実現するに好都
合である。
て分析される。この帯域フィルタの出力には直流オフセ
ット分が含まれる。この直流オフセットにより音声スペ
クトルパターン認識時に誤謬が発生する。この直流オフ
セット分は高域フィルタにより除去される。この高域フ
ィルタを含むフィルタにスイソチトキャパシタフィルタ
を用いれば、モノリシックＩＣで装置を実現するに好都
合である。
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明実施例装置の構成を示すブロック構成図
である。音声信号は利得可変増幅器１に入力され、最大
振幅がダイナミックレンジ内になるように調節される。
である。音声信号は利得可変増幅器１に入力され、最大
振幅がダイナミックレンジ内になるように調節される。
次に、等化器２で＋６ ｄＢｌｏｃｔの利得を持ち並列
接続されたスイッチトキャパシタフィルタで構成される
帯域フィルタ３群でＮ個の周波数成分に分解される。帯
域フィルタ３群の出力はスイッチトキャバシタフィルタ
で構成される高域フィルタ８群に入力され、帯域フィル
タ３群の各帯域で発生した直流オフセットが遮断される
。高域フィルタ８群の出力は整流器４群で整流され、ス
イッチトキャパシタフィルタで構成される低域フィルタ
５群で直流信号に変換された後に、マルチプレクサ６を
介してアナログ・ディジタル変換器７でディジタル信号
に変換される。
接続されたスイッチトキャパシタフィルタで構成される
帯域フィルタ３群でＮ個の周波数成分に分解される。帯
域フィルタ３群の出力はスイッチトキャバシタフィルタ
で構成される高域フィルタ８群に入力され、帯域フィル
タ３群の各帯域で発生した直流オフセットが遮断される
。高域フィルタ８群の出力は整流器４群で整流され、ス
イッチトキャパシタフィルタで構成される低域フィルタ
５群で直流信号に変換された後に、マルチプレクサ６を
介してアナログ・ディジタル変換器７でディジタル信号
に変換される。
高域フィルタ８群はスイッチトキャパシタフィルタで実
現され、例えば第２図のように構成することができる。
現され、例えば第２図のように構成することができる。
すなわち、第４図に示す一定のクロックφ０およびφ。
で相補的にオンオフするスイッチと、これらのスイッチ
によって演算増幅器への人力または出力端子に接続され
または接地されるコンデンサＣＩと、演算増幅器Ａの人
力と入力端子ＶＩＮ間に接続されるコンデンサＣ２と、
演算増幅器Ａの入出力間に接続されるコンデンサＣｂと
を備えたスイソチトキャパシタフィルタをＮ個並列接続
することで実現できる。ここで、Ｎ個の高域フィルタの
特性は等しい。スイッチφ。およびφ。の各々がオンオ
フする周期をＴとすれば、入力電圧ＶＩＮと出力電圧■
。１間の伝達関数Ｈ（ｚ）は、 になる。ここで、ｚ＝ｅｘｐ（ｊωＴ）であり、ωは入
力信号の角周波数である。各高域フィルタの通過帯域で
の損失をＯｄＢとすれば、遮断周波数ｆｃは、 になる。高域フィルタ８の遮断周波数ｆｅは帯域フィル
タ３の出力信号の損失を伴わなくするため、帯域フィル
タ３の中心周波数の最小値よりも小さくする必要がある
。遮断周波数ｆｃが小さいときには、遮断周波数ｆｃは
積分容量Ｃ１とサンプリング容ｆｆ１ｃ＋の比に反比例
するので、このときには積分容量Ｃ１とサンプリング容
量Ｃ１の比が大きくなる。サンプリング容量Ｃ１の大き
さは容量の比精度で決まるので、一定の値以下に゛する
ことはできない。したがって、積分容量Ｃ１の値が大き
くなる。積分容量Ｃ１の総数は２Ｎ個であるから容量の
占める面積が大きくなり、チップ面積が増大する。第３
図はこの欠点を含まない高域フィルタである。すなわち
、第２図の高域フィルタ９でスイッチφ。と演算増幅器
への出力端子間に演算増幅器Ａの出力電圧■。、を分圧
する抵抗ｒ１およびｒ２を接続する。このときの入力電
圧ＶＩＮと出力電圧■。０間の伝達関数Ｈ（ｚ）は、に
なる。遮断周波数ｆｃは、 ■ ｒｔ Ｃ。
によって演算増幅器への人力または出力端子に接続され
または接地されるコンデンサＣＩと、演算増幅器Ａの人
力と入力端子ＶＩＮ間に接続されるコンデンサＣ２と、
演算増幅器Ａの入出力間に接続されるコンデンサＣｂと
を備えたスイソチトキャパシタフィルタをＮ個並列接続
することで実現できる。ここで、Ｎ個の高域フィルタの
特性は等しい。スイッチφ。およびφ。の各々がオンオ
フする周期をＴとすれば、入力電圧ＶＩＮと出力電圧■
。１間の伝達関数Ｈ（ｚ）は、 になる。ここで、ｚ＝ｅｘｐ（ｊωＴ）であり、ωは入
力信号の角周波数である。各高域フィルタの通過帯域で
の損失をＯｄＢとすれば、遮断周波数ｆｃは、 になる。高域フィルタ８の遮断周波数ｆｅは帯域フィル
タ３の出力信号の損失を伴わなくするため、帯域フィル
タ３の中心周波数の最小値よりも小さくする必要がある
。遮断周波数ｆｃが小さいときには、遮断周波数ｆｃは
積分容量Ｃ１とサンプリング容ｆｆ１ｃ＋の比に反比例
するので、このときには積分容量Ｃ１とサンプリング容
量Ｃ１の比が大きくなる。サンプリング容量Ｃ１の大き
さは容量の比精度で決まるので、一定の値以下に゛する
ことはできない。したがって、積分容量Ｃ１の値が大き
くなる。積分容量Ｃ１の総数は２Ｎ個であるから容量の
占める面積が大きくなり、チップ面積が増大する。第３
図はこの欠点を含まない高域フィルタである。すなわち
、第２図の高域フィルタ９でスイッチφ。と演算増幅器
への出力端子間に演算増幅器Ａの出力電圧■。、を分圧
する抵抗ｒ１およびｒ２を接続する。このときの入力電
圧ＶＩＮと出力電圧■。０間の伝達関数Ｈ（ｚ）は、に
なる。遮断周波数ｆｃは、 ■ ｒｔ Ｃ。
になる。したがって、遮断周波数ｆｃは抵抗（ｒ＋＋ｒ
２）と抵抗ｒ、の比に反比例するので、抵抗（ｒ＋＋ｒ
ｚ）と抵抗ｒ、の比を大きくすることによって、積分容
量の小さなモノリシックＩＣに好適な高域フィルタ群を
構成することができる。なお第２図、第３図および第７
図におけるスイッチは第８図のようにＭＯＳトランジス
タによって実現される。
２）と抵抗ｒ、の比に反比例するので、抵抗（ｒ＋＋ｒ
ｚ）と抵抗ｒ、の比を大きくすることによって、積分容
量の小さなモノリシックＩＣに好適な高域フィルタ群を
構成することができる。なお第２図、第３図および第７
図におけるスイッチは第８図のようにＭＯＳトランジス
タによって実現される。
本発明は以上説明したように、帯域フィルタ群を用いた
音声分析装置で帯域フィルタ群の出力と整流器群との間
に直流オフセットを遮断する高域フィルタ群を接続し、
帯域フィルタ群で発生し各帯域フィルタで大きさの異な
る直流オフセットを遮断し、より高精度の音声認識装置
を実現できる効果がある。
音声分析装置で帯域フィルタ群の出力と整流器群との間
に直流オフセットを遮断する高域フィルタ群を接続し、
帯域フィルタ群で発生し各帯域フィルタで大きさの異な
る直流オフセットを遮断し、より高精度の音声認識装置
を実現できる効果がある。
薫だ、各フィルタ群をスイッチトキャパシタフィルタで
構成することによりモノリシックＩＣに好適な構成の音
声認識装置を実現できる効果がある。
構成することによりモノリシックＩＣに好適な構成の音
声認識装置を実現できる効果がある。
第１図は本発明実施例装置の構成を示すブロック構成図
。 第２図は第１図の高域フィルタ群の第一の構成を示す回
路接続図。 第３図は第１図の高域フィルタ群の第二の構成を示す回
路接続図。 第４図は第２図、第３図および第７図のスイッチの動作
を示すタイムチャート。 第５図は従来例装置の構成を示すブロック構成図。 第６図は改良された従来例装置の構成を示すブロック構
成図。 第７図は帯域フィルタ群の構成を示す回路接続図。 第８図はスイッチトキャパシタ用スイッチの接続図。 １・・・利得可変増幅器、２・・・等化器、３・・・帯
域フィルタ、４・・・整流器、５・・・低域フィルタ、
６・・・マルチプレクサ、７・・・アナログ・ディジタ
ル変換器、８・・・高域フィルタ、φ。、φ。・・・ス
イッチトキャバシタ用スイッチ、Ｃ，、Ｃｂ 、ＣＣ，
Ｃ＋ 、−Ｃｚ、Ｃ１、Ｃ４・・・コンデンサ、Ａ、Ａ
Ｉ 、 Ａｚ・・・演算増幅器、ｒｌ 、ｒｔ・・・抵
抗。
。 第２図は第１図の高域フィルタ群の第一の構成を示す回
路接続図。 第３図は第１図の高域フィルタ群の第二の構成を示す回
路接続図。 第４図は第２図、第３図および第７図のスイッチの動作
を示すタイムチャート。 第５図は従来例装置の構成を示すブロック構成図。 第６図は改良された従来例装置の構成を示すブロック構
成図。 第７図は帯域フィルタ群の構成を示す回路接続図。 第８図はスイッチトキャパシタ用スイッチの接続図。 １・・・利得可変増幅器、２・・・等化器、３・・・帯
域フィルタ、４・・・整流器、５・・・低域フィルタ、
６・・・マルチプレクサ、７・・・アナログ・ディジタ
ル変換器、８・・・高域フィルタ、φ。、φ。・・・ス
イッチトキャバシタ用スイッチ、Ｃ，、Ｃｂ 、ＣＣ，
Ｃ＋ 、−Ｃｚ、Ｃ１、Ｃ４・・・コンデンサ、Ａ、Ａ
Ｉ 、 Ａｚ・・・演算増幅器、ｒｌ 、ｒｔ・・・抵
抗。
Claims (2)
- （１）音声入力信号を所望の振幅に増幅する利得可変増
幅器と、 この利得可変増幅器の出力信号の周波数特性を補正する
等化器と、 この等化器の出力信号を複数の周波数帯域に分割する帯
域フィルタ群と、この帯域フィルタ群の出力信号のそれ
ぞれを整流する整流器と、この整流器の出力信号を、直
流信号に変換する低域フィルタと、 この低域フィルタの出力信号を多重化するマルチプレク
サと、 このマルチプレクサを介して出力される上記低域フィル
タの出力信号をディジタル信号に変換するアナログ・デ
ィジタル変換器と を備えた音声分析装置において、 上記帯域フィルタと上記整流器との間の経路のそれぞれ
に挿入された高域フィルタ を備えたことを特徴とする音声分析装置。 - （２）高域フィルタがスイッチトキャパシタフィルタで
ある特許請求の範囲第（１）項に記載の音声分析装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60238791A JPS6298400A (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | 音声分析装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60238791A JPS6298400A (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | 音声分析装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6298400A true JPS6298400A (ja) | 1987-05-07 |
Family
ID=17035333
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60238791A Pending JPS6298400A (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | 音声分析装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6298400A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05122622A (ja) * | 1991-10-28 | 1993-05-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 固体撮像装置 |
| JPWO2005086525A1 (ja) * | 2004-03-05 | 2008-01-24 | ローム株式会社 | フィルタ回路およびそれを利用した再生装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6069907A (ja) * | 1983-09-27 | 1985-04-20 | Fujitsu Ltd | バンドパスフイルタ |
-
1985
- 1985-10-25 JP JP60238791A patent/JPS6298400A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6069907A (ja) * | 1983-09-27 | 1985-04-20 | Fujitsu Ltd | バンドパスフイルタ |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05122622A (ja) * | 1991-10-28 | 1993-05-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 固体撮像装置 |
| JPWO2005086525A1 (ja) * | 2004-03-05 | 2008-01-24 | ローム株式会社 | フィルタ回路およびそれを利用した再生装置 |
| JP4658924B2 (ja) * | 2004-03-05 | 2011-03-23 | ローム株式会社 | フィルタ回路およびそれを利用した再生装置 |
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