JPS6283683A - パルス信号の送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はたとえば超音波断層装置の如く、トランスジュ
ーサへのパルスドライバと、トランスジューサからの信
号受信を行なう信号送受信装置に関する。

〔発明の背景〕

超音波送受信装置の送受信切替部は例えば株式会社テク
ノ発行超音波診断マニュアル（１９８１年。

６月２０日）、ｍ４６頁等に記載されている。

第１図は、従来から用いられている送波回路および受波
回路部の一例を示す。図に於て１０が圧電素子であシ、
ここに所定のパルス電圧を印加し、超音波を発生させる
。発生した超音波は結合部を経て診断対象部位（たとえ
ば人体腹部など）に照射され、照射部位の音響インピー
ダンスの不連続性によシ反射された超音波エコーは、再
び上記圧電素子に達し、電気信号に変換される。第１図
において、２０〜２５の各素子および電圧源ＶＴ１は、
圧′１１１累子１０に高速、高圧パルスを印加するため
のドライバ回路を構成する。一方、７１はエコー信号を
増幅するための受波増幅器である。インダクタ４０は送
波時にはドライブ波形を第３図に示すような両極性波形
としてドライブ能力を増大させる作用をし、受波時には
、圧電素子１０や信号配線ケーブルの静電容量による信
号減衰を補償する作用をもつ。このためインダクタ４０
のインダクタンス値は、上記容量と発射超音波の周波数
において共振するような値に選ばれる。抵抗５０は送波
時にはダンピング抵抗として働き、受波時にはエコー信
号の負荷抵抗として働らく。第２図は送波時における第
１図の等価回路ケ、第３図は圧電素子に加わるドライブ
域圧波形を示す。第１図で互に逆接続されたダイオード
３１．３２は、受波時に送波回路部２０〜２５を受波回
路と分離する機能を持つ。またコンデンサ６１および２
つのダイオード６２．６３は、送波時に圧電素子に印加
される高゛１圧パルスにより、受波増幅器７１が破壊さ
れないようにするための保護回路である。

即ち振幅ＶＨの高圧パルス電圧は、直列コンデンサ７１
と並列ダイオードの順方向特性によ多振幅制限され、増
幅器７１０入力を過大電圧から保鏝している。第２図の
等価回路における並列要素６０は、上記保膜回路の全体
を表わす。＠４図は受波時の等価回路を示す。圧電素子
１０で電圧に変換されたエコー信号は、第５図に示すよ
うな振゛幅Ａｐｐの波形である。ここでＡｐｐの値は、
並列ダイオード６２．６３の順方向閾値電圧に比べ十分
小さい値である。このためエコー信号に対する並列ダイ
オード６２．６３のインピーダンスは十分＝＜、第４図
の等価回路で示すように通常省略できる。

従来装置における送・受波回路の構成および動作の概要
は上述の通りであるが、これには以下に述べるような欠
点がある。第１図のドライバ回路において、トランジス
タ２２に対する安来として、最大電圧はＶａ＋Ｖｎ’以
上（Ｖａ’はインダクタ４０の逆起電力、第３図参照）
、電流は圧電素子１０へのエネルギ供給および並列容量
の充′−電流の他に、抵抗５０およびインダクタ４０、
コンデンサ６１等へ流れる電流を加算したものとなる。

一方トランジスタ２２の素子サイズは、最犬冠圧、最大
亀流で決るから、余分な一流によシそれだけ大きなトラ
ンジスタが必要となシ、例えば多チヤンネル集積化する
場合等に於ては大きな問題となる。

またインダクタ４０の逆起電力値（°第３図ＶＨ’）は
、インダクタンスｊ直の他、回路のＱ（共握特性）値等
によって決シ、必ずしも自由に制御できない。

それ故安全を見込んで、トランジスタ２２の耐圧を選ぶ
必要があり、この点からも系子サイズの大形化を１ねく
。大きなドライバ素子は、さらにそのブリ・ドライバ（
第１図２１）の大形化を必要とし、価格や集積化の点で
問題である。さらにインダクタ（Ｌ）やキャパシタ（Ｃ
）を要することは、ドライブ素子や増幅器を集積化した
としても、外部に多くのり、Ｃ部品を必要とし、集積化
の効果を十分得ることができない。その上、負荷抵抗５
０は送波時のダンピング条件から決る値とするため、受
波条件から決る負荷抵抗値よシ低い値となシ、エコー信
号の受波感度を上げることにもなる。

第６図はドライバとして広く用いられている第１図とは
別な従来回路構成を示す。この構成は線形増幅器として
も、またスイッチング・ドライバとしても広く用いられ
ているが、本回路を第１図に述べた超音波装置へ適用し
た場合の問題について説明する。第６図で、２６．２７
はパワ・トランジスタ等のドライブ（スイッチ）素子、
２８゜２９はこれらのブリ・ドライバ、４１．４２は正
。

負の′岨源、１１は負荷装置であシ、本回路の動作を第
７図に示す。時刻ｔくｔｏでは、スイッチ２６．２８は
共にオフであり、負荷１１には正。

負いずれの胤源も加わらない。時刻ｔ０〜ｔ、の期間ス
イッチ２６をオン、ｊｌ〜ｔ２の期間スイッチ２７をオ
ンするように、各々のブリ・ドライバ２８．２９よシ信
号を与える。その結果負荷装置１１１１にはｔｏ−ｉｔ
の期間工゛亀圧Ｖｐが、またｔ、ｘｊ、の期間負嵯圧ｖ
Ｎが印加される。負荷装置として、第１図の圧電素子１
０および負荷抵抗５０を含む回路を用い、上記ｔｏ％ｔ
、および１、−１．期間を、上記圧電素子の共振周波数
に対応して設定すると、前記第１図の場合と同様、超音
波信号の送波回路とすることができる。エコー信号の受
波は、負荷装置１１に第１図の６１．６，２゜６３およ
び７１等から成る受波回路を接続することで達成される
。本構成の場合、第１図と異なシ、インダクタ４０やキ
ャパシタ２４等は不要であるが、６１〜６３の高電圧か
らの保護回路が必要であシ、保護回路のキャパシタ６１
はドライブ時、負荷装置１１と並列になり、余分なドラ
イブ・パフを必要とする。また、ドライバ・トランジス
タ２６．２７は、電源４１，４２の共通端子（通常グラ
ンド点）から浮いた構成であシこれに第７図のような動
作信号を与えるためのブリ・ドライバ２８．２９回路の
構成を複雑にしている。さらに第６図の構成自体、正負
２１！源を必要とし、前記超音波装置への適用の場合に
は、通常１００ｖ〜２００Ｖの筒′電圧電源となること
、また正、負の紙圧のバランスが必要なこと（４ｉ、４
２の電圧に大きな差があると、負荷装置への充・放電状
態が異なシ、超音波ドライバとしての性能が低下する）
など、実用上の問題点を有する。

〔発明の目的〕

本発明は、上記従来装置の欠点を解決することを目的と
したものである。具体的にはインダクタやキャパシタを
不要とし、さらに高電圧保護のだめの特別な素子も不要
とし、累積化にも適した回路方式、装置を得ることにあ
る。

〔発明の概要〕

本発明の基本構成を第８図に示す。第８図に於て、４は
電源、２，３はドライバ素子、１はトランスジューサ素
子、５はトランスジューサからの信号の受信回路である
。トランスジューサＩＫはドライバ２をトランスジュー
サの性質に応じて所定の時間オンすることによ！５ｔＡ
４からパルス電圧が印加される。つぎにドライバ２をオ
フすると同時にドライバ３をオンする。トランスジュー
サ１に対するドライブとは、上記ドライバ２、および３
による一連の動作を言う。ドライブ時には、信号受信回
路５のドライブ信号に対するインピーダンスは十分低く
なるようにする。トランスジューサ１に生じる信号の受
信は、受信回路５で行なう。受信状態での受信回路５の
入力インピーダンスは、一つは十分低い値とし、そこに
流れる信号電流を検出する電流検出方式と、他は受信状
態での入力インピーダンスは高くシ、トランスジューサ
１からの信号電圧をドライバ３のオン抵抗を通じた回路
で検出する電圧検出方式といずれでもよい。上記いずれ
の検出方式においても、トランスジューサ１、電源４、
受信回路５の共通端子をグランド端子とすることができ
る。さらに受信回路５の両端（信号受信端子）には′ｄ
Ｌ源４の電圧は加わらない。従って従来方式のように受
信回路の入力部にａ電圧保穫回路を必要としない。

〔発明の実施例〕 以下本発明の一実施例を第９図によシ説明する。

ドライバ（スイッチ）素子は２０３，２０４の２つから
成シ、ここではＭＯ８型トランジスタを用いた場合を示
す。２０３，２０４はそれぞれブリ・ドライバ２０１，
２０２によりスイッチ動作をするような制御電圧が加え
られる。制御信号は、制菌回路２００で発生する。負荷
装置１０は、２つのドライバ２０３，２０４の接続点と
、グランド間に接続する。高圧電圧源４３はドライバ２
０３の一方とグランド間に接続する。ドライバ２０４の
グランド側には本実施例では、ダイオード２１４と抵抗
２１５の並列回路が接続され、同時に抵抗２１５に生ず
る涌号篭圧を増ｊ陽するように、増幅器７１が接続され
る。第９図の回路を第１図の場合と同一の目的に使用し
た場合について、その動作を説明する。第１０図はスイ
ッチ２０３，２０４の動作説明図である。スイッチ２０
３と２０４とは逆のオン、オフ動作を行なう。すなわち
、２０３は時刻ｔｏ””ｔｔの期間オンとなり他の期間
はオフである。２０４は逆に時刻ｔ。−１，の期間のみ
オフで他はオンとなる。これにより負荷１０の端子には
第１０図（ハ）に示す如く、時刻１ｏ〜ｔ１勘間のみ電
源４３からの電圧ｖＨが加わる。

負荷１０の静電容量は、ｔ０〜’１％スイッチ２０３を
通じて′電源４３の電圧Ｖｎに充電され、１＞１１にス
イッチ２０４を通じて放電される。

スイッチ２０３，２０４の″電流容量は負荷１ｏの抵抗
成分へのエネルギ供給と共に、上記リアクタンス分の電
流で決る。抵抗２１５は受波時の負荷抵抗、ダイオード
２１４は上記電流経路として機能する。第９図のドライ
ブ時の動作は上記の通シであり、これによシ第１０図（
ハ）の如キパルスが負荷（圧′色素子）に印加されて第
１図の場合と同様ドライバとしての機能を発揮する。ダ
イオード２１４は、スイッチ２０４のオン期間、負荷１
０からの放電電流を流す。つぎに第１図の場合と同様、
圧電素子から超音波が発射され、そのエコー信号を受信
する場合の動作について説明する。

受信時にはスイッチ２０３はオフ、２０４はオンである
が、受信信号の振幅が通常ダイオード２１４の順方向電
圧よりも十分低く、かつ核ダイオードにはｊ一方向電流
も流れていないから、受信信号に対してはダイオード２
１４はオフとなシ、従ってエコー信号に対しては、スイ
ッチ２０４のオン抵抗を通じ、負荷抵抗２１５が従がれ
た構成となる。

そこで該抵抗２１５の端子電圧を増幅器７１に導くこと
によシ、送、受機能を達成することができる。第９図の
特徴は、増幅器７１の入力には電源４３の高電圧は全く
加わらないことである。すなわち負荷に高電圧が印加さ
れる期間にはスイッチ２０４がオフであシ、増幅器７１
の入力は零である。一方スイッチ２０４がオンの期間で
は、スイッチ２０３によシ′ｍ碇４３からは切離され、
まだ負荷の放題電流はダイオード２１４を流れるためそ
の順方向゛電圧にクランプされる。それ故第１図に於け
るキャパシタ６１、ダイオード６２．６３等は必要ない
。またドライブ時にインダクタを用いないから、ダンピ
ング抵抗も不要である。従って負荷抵抗２１５はドライ
ブの条件と独立に決定することができる。

本発明の第２の実施例を第１１図に示す。第１１図では
第９図に対し、ダイオード２１４へのバイアス１１１．
流源２１６が追加されている。第１１図の動作はドライ
ブ時には第９図の場合と同様であるが、受信時に違いが
ある。第９図では受信信号に対してダイオード２１４は
オフ（十分高いインピーダンス）であったが、第１１図
ではバイアス直流によジオン状態であり、このオン状態
のダイオードに流れる信号電流を検出する。すなわちダ
イオード２１４、増幅器７１はこの場合電流検出回路を
形成する。

本発明第３の実施例を第１２図に示す。第１２図も第１
１図と同様スイッチ２０４回路に流れる信号電流を検出
する形式である。第１２図では電流検出トランス２１８
を用いることが第１１図と異なる。電流検出トランスの
一次巻線２１７はドライブ信号に対しても、受信信号に
対しても十分低インピーダンスとなるように設計される
。第１１図、第１２図のように、電流検出方式とする場
合では、第９図における負荷抵抗２１５は用いない。

本発明の第４の実施例を第１３図に示す。本実施例は、
第９図、第１１図、第１２図の実施例に於けるスイッチ
２０４が２０５，２０６の２つの並夕１］素子よシ成シ
、受信回路５を上記並列素子の一方２０５側に接続した
点に特徴がある。並列素子２０５，２０６は、該２つの
素子に流れる電流比が２０５に対し２０６が十分大きく
なるように設計される。ＭＯＳ）ランジスタの場合では
２０６の素子面積を２０５に比べ大きくする。本実施例
に於けるドライブ動作は、前記実施例でのスイッチ２０
４と同じタイミングで、２つの並列素子２０５．２０６
を制仇する。一方受信時には２つの並列素子のうち受信
回路が接続されていない２０６はオフとする。第１４図
に上記動作の説明図を示す。（イ）は２０３の動作、（
ロ）は２０５、（ハ）は２０６の動作を示す。２０５は
図の（ａ）。

（ｂ）いずれの動作となるように制御してもよい。本実
施例は素子２０５の電流制限作用によシ、受信回路５に
ドライブ時の大′４流（前記放電電流）が流れないよう
にできることが特徴である。なお、受信回路５は前記い
ずれの実施例の回路でもよい。

第１５図は第１３図の実施例における並列素子の制御を
単純化できる方法を示す。並列素子の一方２０６側に直
列にダイオード２０７を接ぐ。ダイオード２０７は第９
図におけるダイオード２１４と同様受信時には高インピ
ーダンスとなシ、並列素子２０６はドライブ時のみ２０
５と並タリに接がシ、受信時にはオフと等価となる。そ
のため２０５゜２０６を同一のＩＢ；」両信号で動作さ
せることができる。さらに上記ダイオード２０７ば第１
５図の実施例では抵抗２０８と共にスイッチ素子２０３
のドライブ回路としても機能している。

以上の実施例ではスイッチ素子としてＭＯ８型トランジ
スタの例を示したが、バイポーラ型でもあるいはＳＣＲ
など他の形式のスイッチ素子としても同様である。ただ
し上記スイッチ素子により制御信号回路の傳成はもちろ
ん異なったものとなるが、そこには実施上の新たな困難
はない。

なお本発明においても受信回路に受信時の信号補償素子
として従来と同様インダクタを用いることもできる。第
１６図に並列インダクタを用いる場合（イ）と直列イン
ダクタの場合（ロ）を示す。

〔発明の効果〕

以上説明した如く本発明によれば、トランスジューサに
対して理想的な１圧源ドライブを可能とし、同一トラン
スジューサからの信号受信に対しては、受信回路をドラ
イブ電圧、電流の影響を受けないようにでき、かつ受１
ｇ信号として、電圧。

１流いずれの検出にも適合し、さらに従来装置にみられ
たよりなり、Ｃ，Ｒ等の素子を最少限とすることができ
る。上記特性によシ、本文に述べた回路を多数集積化す
るうえで、とくに有効である。

すなわち、ドライバ回路およびそのブリ・ドライバ回路
、さらに受信回路を容易に集積化することが可能になる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の圧電トランスジューサのドライブ及び信
号受信回路を示す図、第２図、第４図はその等価回路、
第３．第５図はその波形を示す図、第６図は従来の他の
方法を示す回路図、第７図はその動作説明図、第８図は
本発明の基本構成図、第９図は第１の実施例を示す図、
第１０図はその動作説明図、第１１図、第１２図、第１
３図、第１５図は各々第２．第３．第４．第５の実施例
を示す図、第１４図は第１３図の動作説明図、第１６図
は受信回路の一実施例を示す図である。 １．１０・・・トランスジューサ、２，３，２２゜２０
３．２０４，２０６・・・スイッチ素子、４０゜４１・
・・インダクタ、５・・・受信回路、７１・・・受信増
百　１　　図 第２図　　　第３図 Ｚ　４　図 コＵ　　　　　４ｆ／ 冨６　父　　　　　￥３７図 ′￥３９　図 第　／ρ　図 罫？図 第　１１　　図 て　１２　　図 １Ｆ ■　１３　図 蔓１６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、トランスジューサに電力をパルス的に供給し、該ト
   ランスジューサからの信号を受信する装置において、一
   方の端を共通電位点に接続した電源と直列に接続された
   第一のスイッチ素子からなる第１の回路と、一方の端を
   共通電位点に接続した受信回路と直列に接続された第２
   のスイッチ素子からなる第２の回路と、一方の端を共通
   電位点に接続したトランスジューサからなる第３の回路
   とを並列接続してなることを特徴とするパルス信号の送
   受信装置。