JPS625397B2 - - Google Patents
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- JPS625397B2 JPS625397B2 JP54130660A JP13066079A JPS625397B2 JP S625397 B2 JPS625397 B2 JP S625397B2 JP 54130660 A JP54130660 A JP 54130660A JP 13066079 A JP13066079 A JP 13066079A JP S625397 B2 JPS625397 B2 JP S625397B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/12—Picture reproducers
- H04N9/16—Picture reproducers using cathode ray tubes
- H04N9/27—Picture reproducers using cathode ray tubes with variable depth of penetration of electron beam into the luminescent layer, e.g. penetrons
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- Video Image Reproduction Devices For Color Tv Systems (AREA)
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Description
この発明は例えば、ビームペネトレーシヨン式
マルチカラーブラウン管等の容量性の負荷に印加
する電圧を高速且つ効率よく切換える電圧変換装
置に関するものである。 ビームペネトレーシヨン式マルチカラーブラウ
ン管は陽極−陰極間の印加電圧をかえ、電子ビー
ムのエネルギーを変えることによつて赤色から緑
色まで任意の色に可変できるカラーブラウン管で
超高解像度のカラーグラフイツクデイスプレイが
可能で脚光を浴つゝある。しかし、レーダ用途の
カラーデイスプレイ等のように多情報を表示する
ためには高電圧の容量性負荷電圧を15μSec以下
程度の時間で切換える必要があり、更にブラウン
管を電磁シールドする場合には陽極のキヤパシイ
テイブ容量が付加されるため、高電圧の高速切換
えをより困難としていた。 これらの要因で一般のビームペネトレーシヨン
CRT方式では電圧即ち色の切換え時間は数10〜
数100μSecが限度と考えられていた。 この発明は従来の性能を飛躍的に改善し、かつ
装置を大巾に箇略化することを目的とするもので
ある。 容量性負荷の端子電圧切換え回路の基本回路を
第１図に示す。第１図において、１は容量性負
荷、４０は切換えスイツチ、４１〜４４は、ブラ
ウン管に個有の、各色電圧を有する電源であり、
必要によつて容量性負荷１の端子電圧を切換える
ものである。 この考え方はあくまで基本的なものであり実際
には種々の方法が実施されている。いずれの方式
であつても、高速、高効率切換えを考えた場合に
は第２図の如く、変化分と固定分に分け、この変
化分を更に分割する方法が多色切換え時には好ま
しい為、一般的には現在第２図の方式が実施され
ている。 第２図において、１はブラウン管の負荷１０の
うちの容量性負荷、２は容量性負荷１の印加電圧
中の固定分であるバイアス電源、１１，１２はそ
れぞれ容量性負荷１の印加電圧中の可変電圧分を
提供し、その電圧の極性の切換えを行なう可変電
圧電源、３，４はそれぞれ可変電圧電源１１，１
２の各可変電圧分の分担保持用キヤパシタンスで
ある。第１表は第２図の方式の動作を説明するも
ので、こゝでは容量性負荷１の端子電圧ＶTを４
段階に変更する場合を示している。
マルチカラーブラウン管等の容量性の負荷に印加
する電圧を高速且つ効率よく切換える電圧変換装
置に関するものである。 ビームペネトレーシヨン式マルチカラーブラウ
ン管は陽極−陰極間の印加電圧をかえ、電子ビー
ムのエネルギーを変えることによつて赤色から緑
色まで任意の色に可変できるカラーブラウン管で
超高解像度のカラーグラフイツクデイスプレイが
可能で脚光を浴つゝある。しかし、レーダ用途の
カラーデイスプレイ等のように多情報を表示する
ためには高電圧の容量性負荷電圧を15μSec以下
程度の時間で切換える必要があり、更にブラウン
管を電磁シールドする場合には陽極のキヤパシイ
テイブ容量が付加されるため、高電圧の高速切換
えをより困難としていた。 これらの要因で一般のビームペネトレーシヨン
CRT方式では電圧即ち色の切換え時間は数10〜
数100μSecが限度と考えられていた。 この発明は従来の性能を飛躍的に改善し、かつ
装置を大巾に箇略化することを目的とするもので
ある。 容量性負荷の端子電圧切換え回路の基本回路を
第１図に示す。第１図において、１は容量性負
荷、４０は切換えスイツチ、４１〜４４は、ブラ
ウン管に個有の、各色電圧を有する電源であり、
必要によつて容量性負荷１の端子電圧を切換える
ものである。 この考え方はあくまで基本的なものであり実際
には種々の方法が実施されている。いずれの方式
であつても、高速、高効率切換えを考えた場合に
は第２図の如く、変化分と固定分に分け、この変
化分を更に分割する方法が多色切換え時には好ま
しい為、一般的には現在第２図の方式が実施され
ている。 第２図において、１はブラウン管の負荷１０の
うちの容量性負荷、２は容量性負荷１の印加電圧
中の固定分であるバイアス電源、１１，１２はそ
れぞれ容量性負荷１の印加電圧中の可変電圧分を
提供し、その電圧の極性の切換えを行なう可変電
圧電源、３，４はそれぞれ可変電圧電源１１，１
２の各可変電圧分の分担保持用キヤパシタンスで
ある。第１表は第２図の方式の動作を説明するも
ので、こゝでは容量性負荷１の端子電圧ＶTを４
段階に変更する場合を示している。
【表】
可変電圧分を、電圧ＶPと電圧ＶKとに分け第１
表の動作モードの１〜４に示すモードにＶP，ＶK
の電圧の極性を切換えると第１表のＶTに示すよ
うな４段階の電圧を得ることができる。しかし、
実際にこの第２図の方式を実施する場合でもＶ
P，ＶKの電圧切換えスイツチの構成や、容量性負
荷１へのエネルギー放出及び容量性負荷１からの
放電エネルギーの吸収方法に最良の手法がない点
や、ブラウン管をシールドする場合、陽極とアー
ス電位間に極めて大きい静電容量（図中のＣPで
示すもので、実際は容量性負荷１の容量ＣTの10
倍以上の値となる）が実在し、満足できる性能を
得るのが困難である。 このような問題を解決するものとして第５図に
示す構成のものが従来考えられている。第３図並
びに第４図を用いてこの回路の原理的な動作につ
いて説明する。第３図において、１０はブラウン
管負荷１はブラウン管負荷１０の容量性負荷、２
は容量性負荷１に印加される電圧ＶTのうちの固
定電圧分ＶBを供給する電源、３は容量性負荷１
に印加される電圧ＶTのうちの可変電圧分を分担
保持するキヤパシタンス、５は可変電圧分の電圧
極性変更時に一時的にエネルギーを保持するリア
クトル、６，７はダイオード、８，９と夫々直列
に接続した可変電圧分の極性切換えスイツチであ
る。 今動作を説明するに当り容量性負荷１の端子電
圧ＶTをＶTAからＶTBに変換したい場合を考え
る。説明を簡単にするため、回路は理想回路とし
損失がないと仮定すると、必要な固定電圧分ＶB
は ＶB＝（ＶＴＡ＋ＶＴＢ）／２ となり、可変電圧３５ΔＶは ΔＶ＝±｜ＶＴＡ−ＶＴＢ｜／２ となる。 第４図ｂの時間ｔ＝０の時点における第３図の
状態では容量性負荷１のＰ−Ｃ点間の端子電圧が
ＶTであり、容量性負荷１は電圧ＶTに充電されて
いる。またこの電圧ＶTは固定電圧源の電圧ＶBと
可変電圧源のキヤパシタンス３に充電された電圧
ΔＶの和と平衡している。 更に各部の電圧の極性は第３図に矢印で表示の
極性で、ＶTA＞ＶTBの関係にある。 この状態でスイツチ６をONにする条件を与え
ると第３図は第４図ａの如く置きかえられる。即
ち、ブラウン管負荷１０のＰ−Ｃ点間の容量性負
荷１に充電された電圧ＶTを固定電圧分ＶBに相当
する電圧分ＶT2と可変電圧分に相当する電圧分Ｖ
T1に分け、この電圧分ＶT1の電圧が可変すると考
えてよい。従つてＶT1＝＋ΔＶ、ＶT2＝ＶBであ
る。 第４図ｂのｔ＝０の時点でスイツチ６をONに
すると、第４図ａからもわかる通り、＋ΔＶに充
電された容量性負荷１とキヤパシタンス３との並
列キヤパシタンスからリアクトル５スイツチ６、
ダイオード８を通して放電する。第４図ｂはこの
場合の放電電流ｉL、ΔＶの変化を示すもので、
周知の通り、ｉLは容量性負荷１とキヤパシタン
ス３と並列容量とリアクトル５のインダクタンス
Ｌにより定まる角周波数の正弦波で流れ、キヤパ
シタンスの端子電圧＋ΔＶは余弦波で変化し、ｉ
Lが０になるｔ＝t1の時点で−ΔＶとなる。 この結果、負荷のＰ−Ｃ点間の端子電圧はＶTA
＝ＶB＋ΔＶからＶTB＝ＶB−ΔＶとなり電圧変換
を終了する。第４図ｂのｔ＝t2の時点でスイツチ
７をONとするとｉL、ΔＶの極性は反対である
が、ｔ＝０〜t1間と全く同様に動作し、容量性負
荷１の端子電圧はＶTBからＶTAに変換されること
になる。 この説明では可変電圧分を分担、保持するキヤ
パシタンス３とし容量Cpなる値を使用している
が第２図に示す如く、シールド等により発生する
陽極−アース間の浮遊キヤパシタンスを使用する
ことも可能であることはもちろん、上記説明の通
り、容量性負荷１とキヤパシタンス３との並列容
量で動作するものであるからキヤパシタンス３の
容量Cpはいかなる容量値であつてもよい。動作
性能上からはCp値は可能な限り少ない方が望ま
しい。しかし、容量性負荷１の端子電圧の脈動分
を吸収する目的等により特別なCp値を人為的に
挿入することも可能である。 次に第５図について説明する。第５図はブラウ
ン管の色切換え電圧を４種とし、第２図の考え方
を採用したものであるが、アース点が別にどの位
置に持つてくることも可能である。第６図は第５
図の動作モードの説明図である。 第５図において、１０はブラウン管負荷、１は
容量性負荷、２は容量性負荷１に印加する電圧の
内の固定電圧分の供給電源、１１，１２はそれぞ
れ容量性負荷１に印加する電圧の内の可変電圧分
を供給し、その電圧の極性の切換えを行なう可変
電圧電源、３，４はそれぞれ可変電圧電源１１，
１２の各可変電圧分の分担、保持用キヤパシタン
ス５，１５はそれぞれキヤパシタンス３，４及び
容量性負荷１に充電した可変電圧分の電圧の極性
を反転させる時に一時的にエネルギーを蓄積する
リアクトル、６，７，１６，１７はそれぞれダイ
オード８，９，１８，１９と夫々直列となつて、
上記可変電圧分の電圧の極性を反転させるスイツ
チである。 ２０，２１はそれぞれ可変電圧電源１１の可変
電圧分の極性切換え時に損失したエネルギーを補
充すると共に可変電圧電源１２の可変電圧分の極
性切換え時に容量性負荷１の電流が流れる低イン
ピーダンス電源、２４，２５はそれぞれ上記損失
分のエネルギー補充用ダイオード、２６，２７は
それぞれスイツチ、２２，２３はそれぞれ上記低
インピーダンスルート保持用ダイオード、３０，
３１はそれぞれ可変電圧電源１２の可変電圧分に
対する低インピーダンス電源、３２，３３，３
４，３５はそれぞれ上記ダイオード２２，２３，
２４，２５と同様のダイオード、３６，３７は上
記スイツチ２６，２７と同様のスイツチである。
第５図でも可変電圧を±Vpと±ＶKとしている
が、第２図の±VpとＶKと同じであり、各Vp，
ＶKの±の極性変換は第３図を用いて説明した極
性変換と同一である。従つて、 ＶT＝（±Vp）＋（±ＶK）＋ＶB の４種の切換えとなる。今、Vp＝2VKの関係で
各可変部分の電圧を選定すると、ＶTは、 ＶB＋3VK ＶB＋ＶK ＶB−ＶK ＶB−3VK の４種が得られ、2VK即ち、Vpのステツプで切
換えられる。第６図は各スイツチの動作モードと
Vp，ＶKの極性及びＶTの関係を示したものであ
る。 第６図は仮に負荷電圧ＶTを第６図ａに示すタ
イムスケールで切換えるようにした場合を示し、
各電圧、電流の極性は第５図の矢印の方向を＋方
向としている。第５図の動作を説明する前に第３
図との相異点について説明する。 第３図の場合と異なる点は () 第３図では回路動作上損失はないと仮定し
たが実際動作では、わずかではあるが損失は存
在する。従つて、各電圧の極性反転時にエネル
ギー損失があり、反転前後の電圧値は損失分だ
け低下する。 () 第３図では極性切換えは１電圧であつたが
第５図では２電圧であり、各電圧が別々に反転
した場合、負荷ＣTの充放電電流が反転切換え
をやつていない可変電圧分を通して流れる。こ
の電流の為に反転切換えをやつていない側の可
変電圧分電圧が変動する。 以上２点である。第５図はこの２点に対する万
策を付加したものである。 上記（）に対しては電圧極性反転後、損失し
たエネルギーを補充する必要があり、第５図の２
０，２１，３０，３１で示す電源はこの補充用電
源でダイオード２４，２５，３４，３５及び夫々
と直列のスイツチ２６，２７，３６，３７は補充
電ルートを構成するものである。 上記（）に対しては電圧極性反転の２つのブ
ロツク１１，１２の一方が力作したことにより容
量性負荷１の充放電電流が他方の可変電圧分の分
担用キヤパシタンス３，４を流れないようこれら
のキヤパシタンス３，４に並列の低インピーダン
スのバイパスルートが必要である。ダイオード２
２，２３及び、３２，３３は電源２１，２２及び
３０，３１と直列に接続し、各々のキヤパシタン
ス３，４の並列の低インピーダンスルートの１部
を構成するものである。 これらの万策の動作を第６図と合せて説明す
る。今、第６図の時点t1までの期間では、各可変
電圧はVp，ＶKでその極性は矢印の方向で固定電
圧分ＶBと加極性である。従つて、ＶTはＶT＝ＶB
＋Vp＋ＶK＝ＶB＋3VKとなつている。 ｔ＝t1の時点において可変電圧分１１のスイツ
チ６をONすると第３図の説明と同様に容量性負
荷１の内の電圧Vp相当分の電荷とキヤパシタン
ス３の電荷がリアクトル５のインダクタンスLp
とダイオード８を通し放電し、第６図ｄのt1〜t2
間に示す電流が流れる。容量性負荷１の放電電流
も第６図ｄと同様第６図ｂのt1〜t2間の如く流れ
る。この結果、キヤパシタンス３，４の電圧Vp
の極性は反転し、ほゞ−VpとなりｉLP，ｉTの放
電電流が零となるt2時点で、ダイオード８は逆バ
イアスされ、OFFとなる。しかし、前述の
（）の理由により反転後エネルギーを補充する
必要があるが、この補充ルートは電源２０の＋端
子−キヤパシタンス３−リアクトル５−スイツチ
６−ダイオード２４−スイツチ２６のルート、及
び電源２０−可変電圧電源１２−固定電圧電源２
−容量性負荷１−リアクトル５−スイツチ６−ス
イツチ２６−ダイオード２４の各ルートがあり、
キヤパシタンス３及び容量性負荷１の内のVp分
について完全に反転前と逆極性の同一電圧値に充
電される。この結果、第６図ｃのVpの電圧は−
Vpとなり第６図ａのＶTはＶT＝ＶB＋3VK−2VP
＝ＶB−ＶKとなりt2〜t3間保持される。 こゝで、問題は前述の（）で述べた可変電圧
電源１２を通して流れる電流である。この電流が
キヤパシタンス４を流れた場合にはキヤパシタン
ス４の端子電圧が変化するため、別ルートが必要
である。第５図ではこの場合、この容量性負荷１
からの電流は電源３１−ダイオード３３を通して
流れ、電源３１は充分に低インピーダンスである
ため、可変電圧電源１２の端子電圧即ち、キヤパ
シタンス４の端子電圧は変化せず、第６図ｇに示
す通り＋ＶKの一定電圧に保持される。 時点ｔ＝t3において、可変電圧電源１２のスイ
ツチ１６をONすると、ｔ＝t1の時点のスイツチ
６のON時と同様、可変電圧電源１２のキヤパシ
タンス４の電荷と容量性負荷１の電荷中、電圧Ｖ
Kに相当する電荷がスイツチ１６を通して放電す
る。キヤパシタンス４の放電ルートはキヤパシタ
ンス４−ダイオード１８−スイツチ１６−リアク
トル１５であり、容量性負荷１の放電ルートは容
量性負荷１−可変電圧源１１−ダイオード１８−
スイツチ１６−リアクトル１５−固定電圧電源２
のルートである。この結果、リアクトル１５の電
流ｉLKは第６図ｈ、容量性負荷１の放電電流は第
６図ｂのt3〜t4間の如く流キヤパシタンス４及び
容量性負荷１の端子電圧ＶK分は第６図ｇのt3〜t4
間の如く＋ＶKから−ＶKに反転する。反転による
損失分はキヤパシタンス４については電源３０−
ダイオード３４−スイツチ３６−スイツチ１６−
リアクトル１５−キヤパシタンス４のルートで容
量性負荷１の−ＶK分については電源３０−ダイ
オード３４−スイツチ３６−スイツチ１６−リア
クトル１５−固定電圧電源１２−容量性負荷１−
可変電圧電源１１のルートで補充され完全に−Ｖ
Kの電圧に保持される。問題の可変電圧電源１１
を通して流れる電流はキヤパシタンス３を通らず
リアクトル５−スイツチ６−ダイオード２４−電
源２０を通して流れる。この結果、可変電圧電源
１１の端子電圧即ちキヤパシタンス３の端子電圧
も−Vpの一定電圧に保持され、第６図ａのt4〜t5
間の如くＶTはＶT＝ＶB−ＶK−2VK＝ＶB−3VKの
電圧に保持される。次にｔ＝t5の時点にスイツチ
６をOFFし、スイツチ７をONとすると可変電圧
電源１１のキヤパシタンス３の端子電圧−Vpと
容量性負荷１の−Vp相当分がダイオード９−ス
イツチ７−リアクトル５及び容量性負荷１−固定
電圧電源２−可変電圧電源１２−ダイオード９−
スイツチ７−リアクトル５を通して放電する。こ
の結果、可変電圧電源１１の端子電圧−Vpは第
６図ｃのt6時点の如く＋Vpに反転する反転時の
損失エネルギーは電源２１−ダイオード２５−ス
イツチ７−リアクトル５−キヤパシタンス３及び
電源２１−ダイオード２５−スイツチ２７−スイ
ツチ７−リアクトル５−容量性負荷１−固定電圧
電源１２を通して補充される。固定電圧電源１２
を通して流れる電流はキヤパシタンス４を流れ
ず、ダイオード３２−低インピーダンス電源３０
を通して流れ可変電圧電源１２の端子電圧は−Ｖ
Kの一定電圧に保持され、ＶTの端子電圧はＶT＝
ＶB−3VK＋2VK＝ＶB＋ＶKとなる。 t7時点以後も、前述と同様に動作しＶTの端子
電圧は各スイツチの操作により任意に切換えられ
る。 以上説明したように、従来の電圧変換回路は、
負荷１０及び各可変電圧電源１１，１２の分担保
持用のキヤパシタンス３，４の総合したものが容
量性の場合、これらの容量とリアクトル５の間に
おける電流のやりとりの特性を利用して各可変電
圧電源１１，１２の電圧をうまく反転させてお
り、従つて各スイツチ６，７，２６，２７を流れ
る電流は、上記各キヤパシタンス３，４及び負荷
１０の容量における充電が完了した時点で零とな
ると共に印加電圧が反転するから、これら各スイ
ツチ、６，７，２６，２７にサイリスタスイツチ
を用いても自然転流し上記電流零の時点に回路を
開とすることができる。 しかしながら抵抗性の負荷量の多いものでは上
記印加電圧の反転と転流が円滑に行えにくゝなる
ので単にサイリスタスイツチを用いたのみでは安
定動作の面で問題が残る。このため、この種の負
荷を取扱うものではトランジスタスイツチを用い
ざるを得なかつたが、変換電圧が高いものではト
ランジスタを多段縦続接続が必要となりバイアス
回路の構成を含め全体的に複雑な構成になる、と
いう問題があつた。 この発明は以上の点に鑑みてなされたものであ
り、転流機能を備えたサイリスタスイツチを使用
し、回路の簡素化をはかつた電圧変換回路を提供
する。 以下この発明の一実施例を図面に基づいて説明
する。第７図はこの発明に係る電圧変換回路の一
実施例、第８図はこの実施例の動作説明図、を示
す。 第７図において、第５図の構成と同一機能の部
分に同一の付号を付している。６０，７０，１６
０，１７０は、各可変電圧電源１１，１２の反転
用スイツチング素子として働らくサイリスタスイ
ツチ、２６０，２７０，３６０，３７０は、エネ
ルギー補充用スイツチング素子として働らくサイ
リスタスイツチ、である。 第５図（従来装置）と第７図（本実施例）の構
成における本質的相違点は、次の２点である。 １ 第５図の構成では無極性スイツチとダイオー
ドでスイツチング素子を構成していたが、第７
図の構成ではサイリスタスイツチを使用してい
る。 ２ 各可変電圧電源の電圧変換用の転流リアクト
ルが１コイル方式が２コイル方式（タツプ付で
もよい）のものになつている。 次に第８図を合せて用い、動作を説明する。 第８図の時点t0における可変電圧電源１１の出
力電圧（規定値Vp、実際値Vp）の極性が第７図
の矢印の方向にあるとする。 この時点では規定電圧Vpを確保するため、低
インピーダンス電源２１→補充電ルートのスイツ
チ素子であるサイリスタスイツチ２７０→転流リ
アクトル５のコイル５２、のルートを通して、負
荷１０に必要な抵抗負荷成分の電力を供給してい
る。 次に時点t1において可変電圧電源１１の出力電
圧の極性を反転させ、−Vpを供給する場合を説明
する。転流回路のサイリスタスイツチ６０のゲー
トに第８図ｃに示す点弧信号を加え、サイリスタ
スイツチ６０を閉とすると転流リアクトル５のコ
イル５１に可変電圧電源１１の出力電圧（分担保
持用キヤパシタンス３の端子電圧に等しい値）が
印加される。これによつてサイリスタスイツチ６
０を通して大略、キヤパシタンス３と負荷１０の
容量成分の合成容量と転流リアクトル５のコイル
５１のインダクタンスの直列回路が構成されるの
で、第８図ｇに示すように、コイル５２に流れて
いた電流はコイル５１の側に移行し、この電流値
を初期値として、ほゞ正弦状の電流が転流回路に
流れ始める。 こゝで転流リアクトル５の各コイルの極性を第
７図に「・」印で示す通りに接続されているとす
ると、分担保持用キヤパシタンス３の端子電圧は
コイル５１に印加される。この為コイル５２には
コイル５１〜５２の巻数比に比例した電圧が電磁
結合によつて発生するが時点t1ではキヤパシタン
ス３の端子電圧はほゞ電源２１の電圧と等しいの
でコイル５２に発生した電圧はサイリスタスイツ
チ２７０に逆電圧として印加されるが、逆電圧が
印加している時間は、第８図ｆに示すようにほゞ
サイリスタスイツチ６０に流れる電流の変化率が
反転する時点t2までの期間であり、この期間がサ
イリスタスイツチ２７０のターンオフ時間を上回
るよう回路定数を選定しておけばサイリスタスイ
ツチ２７０を開の状態にらそれを保持することが
できる。なお時点t2を経過しても前記直列共振回
路の電流値が反転するまでサイリスタスイツチ６
０には正弦状電流が流れ続ける。今この電流が零
を通過する時点を時点t3とするとこの時点t3では
可変電圧電源１１の出力電圧は反転を完了してお
りその値は前記Vp値から前記直列共振回路での
損失分を差引いた値だけ少ない電圧であるが、回
路損失を少なくなるよう設計することにより大略
−Vpとゝすることができる。従つてサイリスタ
スイツチ６０を流れる正弦波電流が零となつた時
点t3以後はサイリスタスイツチ６０は、−Vpによ
り逆バイアスされ自然に開となる。 その後、時点t4においてサイリスタスイツチ２
６０のゲートに第３図ｄに示すゲート信号を印加
しサイリスタスイツチ２６０を開として電源２０
→コンデンサ３→転流リアクトル５のコイル５２
→スイツチ２６を通して損失分を補充電する。し
かしこの補充電ルートも転流インダクタンス５と
コンデンサの直列回路である為このまゝではイン
ダクタンスに蓄積されたエネルギーにより時点t5
が後に分担保持コンデンサ３の電圧が−Vp以上
に補充電されることになるので、ダイオード２２
によりコンデンサ３の端子電圧を電源２０の電圧
値にクランプする。同時に可変電圧電源１１から
供給すべき抵抗負荷分の直流電流は、電源２０→
サイリスタスイツチ２６０（ダイオード２２のク
ランプ電流が負荷の抵抗分電流より大きい場合は
ダイオード２２を通して電源２０から供給され
る。 以上は可変電圧電源１１の出力電圧をVpか
らVpに変換する動作について説明したがVp
からVpへの動作も対応する各部の制御順序の
入替のみで説明できる。また可変電圧電源１２
（規定出力電圧）ＶK）の動作も構成要素の番号を
読みかえれば同様に容易に理解されよう。 上記実施例では、転流回路及び補充電回路のス
イツチ素子としてサイリスタスイツチを使用した
場合について説明したが、逆導通サイリスタと直
列ダイオードを組合せたスイツチ素子を使用して
も同一の効果が得られる。 更に、この実施例では、４段に電圧変換する場
合を説明したが、可変電圧電源を何段にも構成す
ることも可能であり、これによつて任意の段階の
電圧変換が可能である。 以上のように、この発明に係る電圧変換回路
は、スイツチ回路として２次コイル付の転流用リ
アクトルによつて制御されたサイリスタスイツチ
を使用したので構成を単純にできる効果を有す
る。
表の動作モードの１〜４に示すモードにＶP，ＶK
の電圧の極性を切換えると第１表のＶTに示すよ
うな４段階の電圧を得ることができる。しかし、
実際にこの第２図の方式を実施する場合でもＶ
P，ＶKの電圧切換えスイツチの構成や、容量性負
荷１へのエネルギー放出及び容量性負荷１からの
放電エネルギーの吸収方法に最良の手法がない点
や、ブラウン管をシールドする場合、陽極とアー
ス電位間に極めて大きい静電容量（図中のＣPで
示すもので、実際は容量性負荷１の容量ＣTの10
倍以上の値となる）が実在し、満足できる性能を
得るのが困難である。 このような問題を解決するものとして第５図に
示す構成のものが従来考えられている。第３図並
びに第４図を用いてこの回路の原理的な動作につ
いて説明する。第３図において、１０はブラウン
管負荷１はブラウン管負荷１０の容量性負荷、２
は容量性負荷１に印加される電圧ＶTのうちの固
定電圧分ＶBを供給する電源、３は容量性負荷１
に印加される電圧ＶTのうちの可変電圧分を分担
保持するキヤパシタンス、５は可変電圧分の電圧
極性変更時に一時的にエネルギーを保持するリア
クトル、６，７はダイオード、８，９と夫々直列
に接続した可変電圧分の極性切換えスイツチであ
る。 今動作を説明するに当り容量性負荷１の端子電
圧ＶTをＶTAからＶTBに変換したい場合を考え
る。説明を簡単にするため、回路は理想回路とし
損失がないと仮定すると、必要な固定電圧分ＶB
は ＶB＝（ＶＴＡ＋ＶＴＢ）／２ となり、可変電圧３５ΔＶは ΔＶ＝±｜ＶＴＡ−ＶＴＢ｜／２ となる。 第４図ｂの時間ｔ＝０の時点における第３図の
状態では容量性負荷１のＰ−Ｃ点間の端子電圧が
ＶTであり、容量性負荷１は電圧ＶTに充電されて
いる。またこの電圧ＶTは固定電圧源の電圧ＶBと
可変電圧源のキヤパシタンス３に充電された電圧
ΔＶの和と平衡している。 更に各部の電圧の極性は第３図に矢印で表示の
極性で、ＶTA＞ＶTBの関係にある。 この状態でスイツチ６をONにする条件を与え
ると第３図は第４図ａの如く置きかえられる。即
ち、ブラウン管負荷１０のＰ−Ｃ点間の容量性負
荷１に充電された電圧ＶTを固定電圧分ＶBに相当
する電圧分ＶT2と可変電圧分に相当する電圧分Ｖ
T1に分け、この電圧分ＶT1の電圧が可変すると考
えてよい。従つてＶT1＝＋ΔＶ、ＶT2＝ＶBであ
る。 第４図ｂのｔ＝０の時点でスイツチ６をONに
すると、第４図ａからもわかる通り、＋ΔＶに充
電された容量性負荷１とキヤパシタンス３との並
列キヤパシタンスからリアクトル５スイツチ６、
ダイオード８を通して放電する。第４図ｂはこの
場合の放電電流ｉL、ΔＶの変化を示すもので、
周知の通り、ｉLは容量性負荷１とキヤパシタン
ス３と並列容量とリアクトル５のインダクタンス
Ｌにより定まる角周波数の正弦波で流れ、キヤパ
シタンスの端子電圧＋ΔＶは余弦波で変化し、ｉ
Lが０になるｔ＝t1の時点で−ΔＶとなる。 この結果、負荷のＰ−Ｃ点間の端子電圧はＶTA
＝ＶB＋ΔＶからＶTB＝ＶB−ΔＶとなり電圧変換
を終了する。第４図ｂのｔ＝t2の時点でスイツチ
７をONとするとｉL、ΔＶの極性は反対である
が、ｔ＝０〜t1間と全く同様に動作し、容量性負
荷１の端子電圧はＶTBからＶTAに変換されること
になる。 この説明では可変電圧分を分担、保持するキヤ
パシタンス３とし容量Cpなる値を使用している
が第２図に示す如く、シールド等により発生する
陽極−アース間の浮遊キヤパシタンスを使用する
ことも可能であることはもちろん、上記説明の通
り、容量性負荷１とキヤパシタンス３との並列容
量で動作するものであるからキヤパシタンス３の
容量Cpはいかなる容量値であつてもよい。動作
性能上からはCp値は可能な限り少ない方が望ま
しい。しかし、容量性負荷１の端子電圧の脈動分
を吸収する目的等により特別なCp値を人為的に
挿入することも可能である。 次に第５図について説明する。第５図はブラウ
ン管の色切換え電圧を４種とし、第２図の考え方
を採用したものであるが、アース点が別にどの位
置に持つてくることも可能である。第６図は第５
図の動作モードの説明図である。 第５図において、１０はブラウン管負荷、１は
容量性負荷、２は容量性負荷１に印加する電圧の
内の固定電圧分の供給電源、１１，１２はそれぞ
れ容量性負荷１に印加する電圧の内の可変電圧分
を供給し、その電圧の極性の切換えを行なう可変
電圧電源、３，４はそれぞれ可変電圧電源１１，
１２の各可変電圧分の分担、保持用キヤパシタン
ス５，１５はそれぞれキヤパシタンス３，４及び
容量性負荷１に充電した可変電圧分の電圧の極性
を反転させる時に一時的にエネルギーを蓄積する
リアクトル、６，７，１６，１７はそれぞれダイ
オード８，９，１８，１９と夫々直列となつて、
上記可変電圧分の電圧の極性を反転させるスイツ
チである。 ２０，２１はそれぞれ可変電圧電源１１の可変
電圧分の極性切換え時に損失したエネルギーを補
充すると共に可変電圧電源１２の可変電圧分の極
性切換え時に容量性負荷１の電流が流れる低イン
ピーダンス電源、２４，２５はそれぞれ上記損失
分のエネルギー補充用ダイオード、２６，２７は
それぞれスイツチ、２２，２３はそれぞれ上記低
インピーダンスルート保持用ダイオード、３０，
３１はそれぞれ可変電圧電源１２の可変電圧分に
対する低インピーダンス電源、３２，３３，３
４，３５はそれぞれ上記ダイオード２２，２３，
２４，２５と同様のダイオード、３６，３７は上
記スイツチ２６，２７と同様のスイツチである。
第５図でも可変電圧を±Vpと±ＶKとしている
が、第２図の±VpとＶKと同じであり、各Vp，
ＶKの±の極性変換は第３図を用いて説明した極
性変換と同一である。従つて、 ＶT＝（±Vp）＋（±ＶK）＋ＶB の４種の切換えとなる。今、Vp＝2VKの関係で
各可変部分の電圧を選定すると、ＶTは、 ＶB＋3VK ＶB＋ＶK ＶB−ＶK ＶB−3VK の４種が得られ、2VK即ち、Vpのステツプで切
換えられる。第６図は各スイツチの動作モードと
Vp，ＶKの極性及びＶTの関係を示したものであ
る。 第６図は仮に負荷電圧ＶTを第６図ａに示すタ
イムスケールで切換えるようにした場合を示し、
各電圧、電流の極性は第５図の矢印の方向を＋方
向としている。第５図の動作を説明する前に第３
図との相異点について説明する。 第３図の場合と異なる点は () 第３図では回路動作上損失はないと仮定し
たが実際動作では、わずかではあるが損失は存
在する。従つて、各電圧の極性反転時にエネル
ギー損失があり、反転前後の電圧値は損失分だ
け低下する。 () 第３図では極性切換えは１電圧であつたが
第５図では２電圧であり、各電圧が別々に反転
した場合、負荷ＣTの充放電電流が反転切換え
をやつていない可変電圧分を通して流れる。こ
の電流の為に反転切換えをやつていない側の可
変電圧分電圧が変動する。 以上２点である。第５図はこの２点に対する万
策を付加したものである。 上記（）に対しては電圧極性反転後、損失し
たエネルギーを補充する必要があり、第５図の２
０，２１，３０，３１で示す電源はこの補充用電
源でダイオード２４，２５，３４，３５及び夫々
と直列のスイツチ２６，２７，３６，３７は補充
電ルートを構成するものである。 上記（）に対しては電圧極性反転の２つのブ
ロツク１１，１２の一方が力作したことにより容
量性負荷１の充放電電流が他方の可変電圧分の分
担用キヤパシタンス３，４を流れないようこれら
のキヤパシタンス３，４に並列の低インピーダン
スのバイパスルートが必要である。ダイオード２
２，２３及び、３２，３３は電源２１，２２及び
３０，３１と直列に接続し、各々のキヤパシタン
ス３，４の並列の低インピーダンスルートの１部
を構成するものである。 これらの万策の動作を第６図と合せて説明す
る。今、第６図の時点t1までの期間では、各可変
電圧はVp，ＶKでその極性は矢印の方向で固定電
圧分ＶBと加極性である。従つて、ＶTはＶT＝ＶB
＋Vp＋ＶK＝ＶB＋3VKとなつている。 ｔ＝t1の時点において可変電圧分１１のスイツ
チ６をONすると第３図の説明と同様に容量性負
荷１の内の電圧Vp相当分の電荷とキヤパシタン
ス３の電荷がリアクトル５のインダクタンスLp
とダイオード８を通し放電し、第６図ｄのt1〜t2
間に示す電流が流れる。容量性負荷１の放電電流
も第６図ｄと同様第６図ｂのt1〜t2間の如く流れ
る。この結果、キヤパシタンス３，４の電圧Vp
の極性は反転し、ほゞ−VpとなりｉLP，ｉTの放
電電流が零となるt2時点で、ダイオード８は逆バ
イアスされ、OFFとなる。しかし、前述の
（）の理由により反転後エネルギーを補充する
必要があるが、この補充ルートは電源２０の＋端
子−キヤパシタンス３−リアクトル５−スイツチ
６−ダイオード２４−スイツチ２６のルート、及
び電源２０−可変電圧電源１２−固定電圧電源２
−容量性負荷１−リアクトル５−スイツチ６−ス
イツチ２６−ダイオード２４の各ルートがあり、
キヤパシタンス３及び容量性負荷１の内のVp分
について完全に反転前と逆極性の同一電圧値に充
電される。この結果、第６図ｃのVpの電圧は−
Vpとなり第６図ａのＶTはＶT＝ＶB＋3VK−2VP
＝ＶB−ＶKとなりt2〜t3間保持される。 こゝで、問題は前述の（）で述べた可変電圧
電源１２を通して流れる電流である。この電流が
キヤパシタンス４を流れた場合にはキヤパシタン
ス４の端子電圧が変化するため、別ルートが必要
である。第５図ではこの場合、この容量性負荷１
からの電流は電源３１−ダイオード３３を通して
流れ、電源３１は充分に低インピーダンスである
ため、可変電圧電源１２の端子電圧即ち、キヤパ
シタンス４の端子電圧は変化せず、第６図ｇに示
す通り＋ＶKの一定電圧に保持される。 時点ｔ＝t3において、可変電圧電源１２のスイ
ツチ１６をONすると、ｔ＝t1の時点のスイツチ
６のON時と同様、可変電圧電源１２のキヤパシ
タンス４の電荷と容量性負荷１の電荷中、電圧Ｖ
Kに相当する電荷がスイツチ１６を通して放電す
る。キヤパシタンス４の放電ルートはキヤパシタ
ンス４−ダイオード１８−スイツチ１６−リアク
トル１５であり、容量性負荷１の放電ルートは容
量性負荷１−可変電圧源１１−ダイオード１８−
スイツチ１６−リアクトル１５−固定電圧電源２
のルートである。この結果、リアクトル１５の電
流ｉLKは第６図ｈ、容量性負荷１の放電電流は第
６図ｂのt3〜t4間の如く流キヤパシタンス４及び
容量性負荷１の端子電圧ＶK分は第６図ｇのt3〜t4
間の如く＋ＶKから−ＶKに反転する。反転による
損失分はキヤパシタンス４については電源３０−
ダイオード３４−スイツチ３６−スイツチ１６−
リアクトル１５−キヤパシタンス４のルートで容
量性負荷１の−ＶK分については電源３０−ダイ
オード３４−スイツチ３６−スイツチ１６−リア
クトル１５−固定電圧電源１２−容量性負荷１−
可変電圧電源１１のルートで補充され完全に−Ｖ
Kの電圧に保持される。問題の可変電圧電源１１
を通して流れる電流はキヤパシタンス３を通らず
リアクトル５−スイツチ６−ダイオード２４−電
源２０を通して流れる。この結果、可変電圧電源
１１の端子電圧即ちキヤパシタンス３の端子電圧
も−Vpの一定電圧に保持され、第６図ａのt4〜t5
間の如くＶTはＶT＝ＶB−ＶK−2VK＝ＶB−3VKの
電圧に保持される。次にｔ＝t5の時点にスイツチ
６をOFFし、スイツチ７をONとすると可変電圧
電源１１のキヤパシタンス３の端子電圧−Vpと
容量性負荷１の−Vp相当分がダイオード９−ス
イツチ７−リアクトル５及び容量性負荷１−固定
電圧電源２−可変電圧電源１２−ダイオード９−
スイツチ７−リアクトル５を通して放電する。こ
の結果、可変電圧電源１１の端子電圧−Vpは第
６図ｃのt6時点の如く＋Vpに反転する反転時の
損失エネルギーは電源２１−ダイオード２５−ス
イツチ７−リアクトル５−キヤパシタンス３及び
電源２１−ダイオード２５−スイツチ２７−スイ
ツチ７−リアクトル５−容量性負荷１−固定電圧
電源１２を通して補充される。固定電圧電源１２
を通して流れる電流はキヤパシタンス４を流れ
ず、ダイオード３２−低インピーダンス電源３０
を通して流れ可変電圧電源１２の端子電圧は−Ｖ
Kの一定電圧に保持され、ＶTの端子電圧はＶT＝
ＶB−3VK＋2VK＝ＶB＋ＶKとなる。 t7時点以後も、前述と同様に動作しＶTの端子
電圧は各スイツチの操作により任意に切換えられ
る。 以上説明したように、従来の電圧変換回路は、
負荷１０及び各可変電圧電源１１，１２の分担保
持用のキヤパシタンス３，４の総合したものが容
量性の場合、これらの容量とリアクトル５の間に
おける電流のやりとりの特性を利用して各可変電
圧電源１１，１２の電圧をうまく反転させてお
り、従つて各スイツチ６，７，２６，２７を流れ
る電流は、上記各キヤパシタンス３，４及び負荷
１０の容量における充電が完了した時点で零とな
ると共に印加電圧が反転するから、これら各スイ
ツチ、６，７，２６，２７にサイリスタスイツチ
を用いても自然転流し上記電流零の時点に回路を
開とすることができる。 しかしながら抵抗性の負荷量の多いものでは上
記印加電圧の反転と転流が円滑に行えにくゝなる
ので単にサイリスタスイツチを用いたのみでは安
定動作の面で問題が残る。このため、この種の負
荷を取扱うものではトランジスタスイツチを用い
ざるを得なかつたが、変換電圧が高いものではト
ランジスタを多段縦続接続が必要となりバイアス
回路の構成を含め全体的に複雑な構成になる、と
いう問題があつた。 この発明は以上の点に鑑みてなされたものであ
り、転流機能を備えたサイリスタスイツチを使用
し、回路の簡素化をはかつた電圧変換回路を提供
する。 以下この発明の一実施例を図面に基づいて説明
する。第７図はこの発明に係る電圧変換回路の一
実施例、第８図はこの実施例の動作説明図、を示
す。 第７図において、第５図の構成と同一機能の部
分に同一の付号を付している。６０，７０，１６
０，１７０は、各可変電圧電源１１，１２の反転
用スイツチング素子として働らくサイリスタスイ
ツチ、２６０，２７０，３６０，３７０は、エネ
ルギー補充用スイツチング素子として働らくサイ
リスタスイツチ、である。 第５図（従来装置）と第７図（本実施例）の構
成における本質的相違点は、次の２点である。 １ 第５図の構成では無極性スイツチとダイオー
ドでスイツチング素子を構成していたが、第７
図の構成ではサイリスタスイツチを使用してい
る。 ２ 各可変電圧電源の電圧変換用の転流リアクト
ルが１コイル方式が２コイル方式（タツプ付で
もよい）のものになつている。 次に第８図を合せて用い、動作を説明する。 第８図の時点t0における可変電圧電源１１の出
力電圧（規定値Vp、実際値Vp）の極性が第７図
の矢印の方向にあるとする。 この時点では規定電圧Vpを確保するため、低
インピーダンス電源２１→補充電ルートのスイツ
チ素子であるサイリスタスイツチ２７０→転流リ
アクトル５のコイル５２、のルートを通して、負
荷１０に必要な抵抗負荷成分の電力を供給してい
る。 次に時点t1において可変電圧電源１１の出力電
圧の極性を反転させ、−Vpを供給する場合を説明
する。転流回路のサイリスタスイツチ６０のゲー
トに第８図ｃに示す点弧信号を加え、サイリスタ
スイツチ６０を閉とすると転流リアクトル５のコ
イル５１に可変電圧電源１１の出力電圧（分担保
持用キヤパシタンス３の端子電圧に等しい値）が
印加される。これによつてサイリスタスイツチ６
０を通して大略、キヤパシタンス３と負荷１０の
容量成分の合成容量と転流リアクトル５のコイル
５１のインダクタンスの直列回路が構成されるの
で、第８図ｇに示すように、コイル５２に流れて
いた電流はコイル５１の側に移行し、この電流値
を初期値として、ほゞ正弦状の電流が転流回路に
流れ始める。 こゝで転流リアクトル５の各コイルの極性を第
７図に「・」印で示す通りに接続されているとす
ると、分担保持用キヤパシタンス３の端子電圧は
コイル５１に印加される。この為コイル５２には
コイル５１〜５２の巻数比に比例した電圧が電磁
結合によつて発生するが時点t1ではキヤパシタン
ス３の端子電圧はほゞ電源２１の電圧と等しいの
でコイル５２に発生した電圧はサイリスタスイツ
チ２７０に逆電圧として印加されるが、逆電圧が
印加している時間は、第８図ｆに示すようにほゞ
サイリスタスイツチ６０に流れる電流の変化率が
反転する時点t2までの期間であり、この期間がサ
イリスタスイツチ２７０のターンオフ時間を上回
るよう回路定数を選定しておけばサイリスタスイ
ツチ２７０を開の状態にらそれを保持することが
できる。なお時点t2を経過しても前記直列共振回
路の電流値が反転するまでサイリスタスイツチ６
０には正弦状電流が流れ続ける。今この電流が零
を通過する時点を時点t3とするとこの時点t3では
可変電圧電源１１の出力電圧は反転を完了してお
りその値は前記Vp値から前記直列共振回路での
損失分を差引いた値だけ少ない電圧であるが、回
路損失を少なくなるよう設計することにより大略
−Vpとゝすることができる。従つてサイリスタ
スイツチ６０を流れる正弦波電流が零となつた時
点t3以後はサイリスタスイツチ６０は、−Vpによ
り逆バイアスされ自然に開となる。 その後、時点t4においてサイリスタスイツチ２
６０のゲートに第３図ｄに示すゲート信号を印加
しサイリスタスイツチ２６０を開として電源２０
→コンデンサ３→転流リアクトル５のコイル５２
→スイツチ２６を通して損失分を補充電する。し
かしこの補充電ルートも転流インダクタンス５と
コンデンサの直列回路である為このまゝではイン
ダクタンスに蓄積されたエネルギーにより時点t5
が後に分担保持コンデンサ３の電圧が−Vp以上
に補充電されることになるので、ダイオード２２
によりコンデンサ３の端子電圧を電源２０の電圧
値にクランプする。同時に可変電圧電源１１から
供給すべき抵抗負荷分の直流電流は、電源２０→
サイリスタスイツチ２６０（ダイオード２２のク
ランプ電流が負荷の抵抗分電流より大きい場合は
ダイオード２２を通して電源２０から供給され
る。 以上は可変電圧電源１１の出力電圧をVpか
らVpに変換する動作について説明したがVp
からVpへの動作も対応する各部の制御順序の
入替のみで説明できる。また可変電圧電源１２
（規定出力電圧）ＶK）の動作も構成要素の番号を
読みかえれば同様に容易に理解されよう。 上記実施例では、転流回路及び補充電回路のス
イツチ素子としてサイリスタスイツチを使用した
場合について説明したが、逆導通サイリスタと直
列ダイオードを組合せたスイツチ素子を使用して
も同一の効果が得られる。 更に、この実施例では、４段に電圧変換する場
合を説明したが、可変電圧電源を何段にも構成す
ることも可能であり、これによつて任意の段階の
電圧変換が可能である。 以上のように、この発明に係る電圧変換回路
は、スイツチ回路として２次コイル付の転流用リ
アクトルによつて制御されたサイリスタスイツチ
を使用したので構成を単純にできる効果を有す
る。
第１図は容量性負荷の端子電圧を切換えるため
の基本回路を示す説明図、第２図は一般に用いら
れている電圧変換回路を示す説明図、第３図及び
第４図は第５図の電圧変換回路の動作を説明する
説明図、第５図は従来の電圧変換回路を示す図、
第６図は第５図に示す電圧変換回路の動作を説明
する特性図、第７図はこの発明の一実施例を示す
図、第８図は第７図に示す実施例の動作を説明す
る特性図である。 １０……負荷、２……固定電源部、３，４……
分担保持用のキヤパシタンス、５……リアクト
ル、５１……リアクトル１次捲線、５２……リア
クトル２次捲線、６０，７０，１６０，１７０…
…第１の回路用のサイリスタスイツチ、２６０，
２７０，３６０，３７０……第２の回路用のサイ
リスタスイツチ、２０，２１，３０，３１……補
充電用の低インピーダンス電源。
の基本回路を示す説明図、第２図は一般に用いら
れている電圧変換回路を示す説明図、第３図及び
第４図は第５図の電圧変換回路の動作を説明する
説明図、第５図は従来の電圧変換回路を示す図、
第６図は第５図に示す電圧変換回路の動作を説明
する特性図、第７図はこの発明の一実施例を示す
図、第８図は第７図に示す実施例の動作を説明す
る特性図である。 １０……負荷、２……固定電源部、３，４……
分担保持用のキヤパシタンス、５……リアクト
ル、５１……リアクトル１次捲線、５２……リア
クトル２次捲線、６０，７０，１６０，１７０…
…第１の回路用のサイリスタスイツチ、２６０，
２７０，３６０，３７０……第２の回路用のサイ
リスタスイツチ、２０，２１，３０，３１……補
充電用の低インピーダンス電源。
Claims (1)
- １ キヤパシタンスとリアクトルと第１のサイリ
スタスイツチの直列回路とよりなり、極性切替の
ための前記第１のサイリスタスイツチの制御によ
つてキヤパシタンスの充電電圧の極性を反転させ
得るようにした第１の回路及び、低インピーダン
ス電源が第２のサイリスタスイツチと前記リアク
トルに電磁結合した捲線を経て前記キヤパシタン
スに接続され、定常時前記キヤパシタンスに対し
充電を行う一方、前記極性反転時に前記捲線を経
て前記第１の回路がえられるリアクシヨンによつ
て第２のサイリスタスイツチを逆バイアスし充電
動作を停止するようにした第２の回路、とよりな
る少なくとも１つの可変電圧電源部を固定電源部
と直列に接続し、前記第１サイリスタスイツチの
制御に応じて出力される電圧を段階的に制御する
ようにした電圧変換装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13066079A JPS5654184A (en) | 1979-10-08 | 1979-10-08 | Voltage conversion device |
| US06/195,113 US4358688A (en) | 1979-10-08 | 1980-10-08 | Controllable voltage converter system having a high switching speed |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13066079A JPS5654184A (en) | 1979-10-08 | 1979-10-08 | Voltage conversion device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5654184A JPS5654184A (en) | 1981-05-14 |
| JPS625397B2 true JPS625397B2 (ja) | 1987-02-04 |
Family
ID=15039551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13066079A Granted JPS5654184A (en) | 1979-10-08 | 1979-10-08 | Voltage conversion device |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4358688A (ja) |
| JP (1) | JPS5654184A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE508893C2 (sv) * | 1997-03-26 | 1998-11-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Metod och regleringsanordning för kompensering av variationer i en matningsspänning till en mikrovågssändare |
| TW348907U (en) * | 1997-12-04 | 1998-12-21 | Quanta Comp Inc | Voltage automatic balance apparatus for Lithium charging battery |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2435876A1 (fr) * | 1978-09-08 | 1980-04-04 | Thomson Csf | Alimentation tres haute tension du type commutable |
-
1979
- 1979-10-08 JP JP13066079A patent/JPS5654184A/ja active Granted
-
1980
- 1980-10-08 US US06/195,113 patent/US4358688A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4358688A (en) | 1982-11-09 |
| JPS5654184A (en) | 1981-05-14 |
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