JPS6243440B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はブラシレス直流モータに関するもので
あり、特に、電源から供給される電力を効率良く
利用するようにしたものである。

従来、ブラシレス直流モータでは、出力電圧が
一定の直流電源からトランジスタ等を用いて減
圧．制御し、たとえばモータの速度に対応した駆
動電圧（または電流）を供給していた。

第１図に従来のブラシレス直流モータの構成例
を示す。同図において、１は直流電源、２は通電
制御器、３，４，５は駆動トランジスタ、Ｘ，
Ｙ，Ｚは３相のステータ駆動巻線（以下は駆動巻
線と称す）、６はロータマグネツトである。

上記通電制御器２はマグネツト６の回転に応じ
て通電状態となる駆動トランジスタを切換えると
共に、回転速度に応じた電流を駆動巻線Ｘ，Ｙ，
Ｚに供給する。従つて、直流電源１の電圧は、駆
動トランジスタ３，４，５と駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚ
に分割してかかる。その結果、直流電源の供給電
力は駆動巻線での有効消費電力と駆動トランジス
タのコレクタ損失の和となる。

通常の直流モータにおいては、駆動トランジス
タのコレクタ損失がかなり大きく、電源の供給電
力に対する有効消費電力の比（電力効率）は小さ
く、10％〜30％程度であつた。特に、速度可変範
囲の広い、たとえば多段速度切換えができる直流
モータでは、低速度動作時の効率が著しく悪くな
つていた。

本発明は、そのような点を考慮し、可変出力の
直流電圧を取り出すことのできるDC―DCコンバ
ータのごときスイツチング方式の電圧変換器を使
用した電力効率の良いブラシレス直流モータを提
供するものである。特に、本発明は可変速度電動
装置に好適なものであり、低速度動作時での電力
効率のすぐれたモータを実現可能にしたものであ
る。以下に、本発明を図示の実施例に基いて説明
する。

第２図は本発明の基本ブロツク図である。

同図において、１は直流電源、２は通電制御
器、３，４，５は駆動トランジスタ、Ｘ，Ｙ，Ｚ
は３相の駆動巻線、６はロータマグネツトであ
る。

７はスイツチング方式の電圧変換器、８は駆動
巻線への供給電流を検出する電流検出器、９は電
流検出器８の出力に基いて前記駆動巻線Ｘ，Ｙ，
Ｚに生じる電流による電圧降下に対応した電圧を
発生する降下電圧発生器、１０はロータマグネツ
ト６の定格回転速度（設定速度）において前記駆
動巻線に生じる速度発電電圧に対応した電圧を設
定することのできる速度対応電圧発生器、１１は
降下電圧発生器９の出力と速度対応電圧発生器１
０の出力を加算する加算器、１２は加算器１１の
出力に応じて電圧変換器７のスイツチング．デユ
ーテイを制御するPWM制御器であり、これは周
知の適当な構成のものを使用し得る。以上の加算
器１１とPWM制御器１１によつて電圧変換器７
の出力電圧を可変制御するスイツチング制御器１
３を構成している。１４はロータ６の回転速度誤
差に対応した指令信号Ｅが供給される端子であ
る。なお、速度検出の方法および速度一指令信号
変換の方法は周知の各種の方法を採用できるの
で、ここでの説明ならびに図示は省略する。

前記スイツチング方式の電圧変換器７は、たと
えばトランジスタ，サイリスタ，FETなどのス
イツチング半導体、インダクタンス素子，フライ
ホイール．ダイオード，コンデンサ等にて構成さ
れ、スイツチング半導体をオン・オフ動作させる
ことにより、電力供給源である直流電源１から他
の直流電圧を作つており、その出力電圧Vcはオ
ン時間、オフ時間（スイツチングのデユーテイ）
に関係して広範囲に変化できる。電圧変換器７の
出力電圧は、駆動トランジスタ３，４，５を介し
て駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚと電流検出器８に供給され
る。

通電制御器２は、駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚとロータ
マグネツト６の相対位置を検出する位置検出器を
含み、その位置検出器の出力に応じて駆動トラン
ジスタ３，４，５の通電状態を制御して順次所定
の角度間隔通電することにより、ロータマグネツ
ト６に同一方向の持続的な駆動力を発生させる。
また、通電制御器２には端子１４から指令信号Ｅ
が加えられ、その指令信号Ｅの大きさに応じ
て駆動トランジスタ３，４，５の通電電流を変化
させ、その結果、ロータマグネツト６の回転速度
を一定となすように駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚへの供給
電流を変化させる。

駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚへの供給電流は、電流検
出器８によつて検出される。電流検出器８は、供
給電流に応じた電圧信号VKを降下電圧発生器
９に入力する。降下電圧発生器９では、各駆動巻
線Ｘ，Ｙ，Ｚに生じる供給電流による電圧降下
Ｒ・（ここに、Ｒは巻線抵抗）を算出し、その
電圧降下に対応した信号Ｖ_iを出力する。また、
速度対応電圧発生器１０は速度制御状態において
各駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚに生じる速度発電電圧（通
電時の駆動巻線に生じる逆起電圧）に対応した一
定の電圧Ｖ_oを出力する。上記Ｖ_iおよびＶ_oはス
イツチング制御器１３に入力され、加算器１１に
より加算することによつて、通電時に駆動巻線
Ｘ，Ｙ，Ｚに印加される電圧を検出する。その加
算電圧は、PWM制御器１２に入力され、PWM制
御器１２の出力周波数信号のデユーテイを変化さ
せ、電圧変換器７のスイツチング．デユーテイを
制御し、その出力電圧Ｖ_cを所要の値にしてい
る。すなわち、電圧変換器７の出力電圧Ｖ_cは
（Ｖ_i＋Ｖ_o）に応じて変化し、駆動巻線への印加
電圧（電圧降下RI＋速度発電電圧）よりも常に
少し大きくなるように変化する。その結果、駆動
トランジスタ３，４，５の通電時の動作電圧は、
アクテイブ領域内の小さな値または範囲内に保た
れる。

このように、通電時の駆動トランジスタの動作
電圧をアクテイブ動作状態の小さな値とするよう
に、電圧変換器７の出力電圧を変化させるなら
ば、駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚへの供給電力に比較し
て、駆動トランジスタ３，４，５における損失は
小さくなる。また、電圧変換器７はスイツチング
動作によつて電圧変換しているために、その変換
損失は極めて少ない。従つて、本発明のブラシレ
ス直流モータの電力効率は良好に保たれる。これ
について説明する。

たとえば、第２図の駆動トランジスタ３が通電
状態にあり、駆動巻線ＸにＩ＝1Aの電流を供給
している場合を考える。ここで、駆動巻線Ｘの抵
抗値を３Ω，直流電源１の電圧を20V，駆動巻線
Ｘの速度発電電圧（逆起電力）を2Vとすると、
電圧変換器７が無い場合には、駆動トランジスタ
３の動作電圧は20V―2V―３Ω×1A＝15Vとな
り、その電力損失は15V×1A＝15Wにもなる（電
流検出器８の電力損失は小さいので無視する）。

これに対して、上記本発明の実施例のように電
圧変換器７によつて駆動トランジスタ３の動作電
圧をアクテイブ動作状態の小さな値にすれば、電
力損失は大幅に低減する。たとえば、降下電圧発
生器８の電圧信号をＶ_i＝3V，速度対応電圧発生
器１０の電圧信号をＶ_o＝2Vとし、その加算値
（Ｖ_i＋Ｖ_o）＝5Vに応じてスイツチング制御器１３
が電圧変換器７の出力電圧をＶ_c＝（Ｖ_i＋Ｖ_o）＋
2V＝7Vに制御すれば、駆動トランジスタ３の動
作電圧は2Vとなる。従つて、駆動トランジスタ
３の電力損失は2V×1A＝2Wになる。また、電圧
変換器７はスイツチングトランジスタのオン・オ
フ動作によつて電圧変換しているので、電圧変換
器７における電力損失も小さい（1A出力時に
0.5W程度）。その結果、本実施例のブラシレス直
流モータ全体の電力損失（2.5W程度）が大幅に
小さくなり（約1/6）、電力効率が向上する。

また、通電状態にある駆動トランジスタ３の動
作電圧が2Vもあるので、駆動トランンジスタ３
はアクテイブ動作（能動領域内で動作）している
から、駆動トランジスタ３によつて指令信号Ｅ
に応じた電圧または電流が駆動巻線Ｘに正確かつ
高精度に供給される。従つて、電圧変換器７によ
る制御上の亜影響はないといえる。ここに、駆動
トランジスタの能動領域とは動作電圧と通電電流
が独立に制御できる範囲を意味し、駆動トランジ
スタのアクテイブ動作とは動作電圧と通電電流が
能動領域内にあることを意味する。なお、上記の
本発明の構成では、供給電流Ｉの値にかかわら
ず、通電時の駆動トランジスタ３の動作電圧は能
動領域内の所定の小さな値（2V），もしくは所定
の範囲内に保たれている。

なお、多段速度切換えを行なう場合には、前述
の速度対応電圧発生器１０の出力電圧Ｖ_oを切換
えるようにすれば良い。また、駆動トランジスタ
はバイポーラ形トランジスタに限らず、電界効果
形トランジスタであつても良い。

次に、本発明の具体的な実施例を第３図および
第４図を参照して説明する。

第３図は本発明に適用できるブラシレス直流モ
ータの一例の要部構造図であり、第４図は本発明
の実施例の駆動回路を示す結線図である。

まず、モータ構造について説明する。第３図に
おいて、ロータ２１に取付けられた円環状のマグ
ネツト２２（第２図の６に相当）は、内面が20極
に多極着磁され、ステータを構成する電機子鉄心
２３の15個の突極と対向して回転し得る。上記各
突極には、それぞれ１個の巻線X₁，Y₁，Z₁，…
…，X₅，Y₅，Z₅が順次巻装され、Ｘ_i，Ｙ_i，Ｚ_i
（ただし、ｉ＝１，……，５）はそれぞれ直列接
続されて３組の駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚを形成し、そ
れらは星形結線されている。ロータ２１の回転軸
２４には位置検出手段を構成するところの磁性体
製の位置検出ロータ２５が取付けられ、同軸に回
転し得る。この位置検出ロータ２５にはマグネツ
ト２２の磁極周期に対応した10個の突起が等角度
間隔で設けられ、位置検出用の１次側コイル２
６，２８，３０および２次側コイル２７，２９，
３１が巻装されている電機子鉄心２３の内周の対
を成す突起と対向して位置検出ロータ２５は回転
し、その回転位置に応じて上記１次側コイルと２
次側コイルの電磁結合度を変化させるようになつ
ている。

次に、第４図の駆動回路について説明する。

同図において、２は第３図に例示したごとき位
置検出ロータ２５、位置検出用の１次側コイル２
６，２８，３０および２次側コイル２７，２９，
３１、低周波ないしは高周波の発振器４８、さら
には整流用ダイオード４９，５１，５３、平滑用
コンデンサ５０，５２，５４および共通バイアス
用直流電源５５を含めてなる位置検出器４７と、
その位置検出器４７からの各相出力に応動する３
差動回路を構成するところのトランジスタ５６，
５７，５８と、電流検出器８による電流検出信号
と端子１４に与えられる指令信号Ｅを比較し、
その差信号で駆動トランジスタ３，４，５の通電
電流を制御すべく前記トランジスタ５６，５７，
５８のエミツタ電流したがつてコレクタ電流を制
御するための電流制御器５９を含めて構成されて
いる。

また、電流検出器８は、駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚへ
の給電路に直列に接続された電流検出抵抗６０に
よつて構成され、その両端の電圧降下によつて供
給電流を検出している。

電圧変換器７は、直流電源１の正極端子から駆
動トランジスタ３，４，５のエミツタ共通接続点
へ至る給電回路中にエミツタ・コレクタ路を直列
にして挿入された給電制御用半導体スイツチング
素子を構成するところのスイツチング・トランジ
スタ４０と、そのバイアス用抵抗４１，４２と、
上記スイツチング・トランジスタ４０を制御する
ためのトランジスタ４３と、フライホイール．ダ
イオード４４と、インダクタンス素子４５と、コ
ンデンサ４６を含めて構成されている。

降下電圧発生器９は、エミツタフオロワとなる
タイプの異なるトランジスタ６１と６４および抵
抗６２，６３によつて供給電流Ｉに比例した電流
をトランジスタ６４のコレクタ電流となし、コレ
クタ抵抗６５の両端子間に駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚの
電圧降下に応じた電圧Ｖ_iを発生させる。

速度対応電圧発生器１０は、たとえば定電圧素
子やダイオードなどを利用して基準電圧源６６，
６７を作り出している。なお、スイツチ６８は定
格回転速度の切換えに連動して切換えられ、高速
回転時の電圧を大きくしている。

次に、その動作について説明する。

前記電圧変換器７の出力電圧Ｖ_cは、スイツチ
ング・トランジスタ４０のオン時間，オフ時間に
関係して変化する。このスイツチング・トランジ
スタ４０がオンの時にはＶ_p〓Ｖ_sとなり、直流電
源１はインダクタンス素子４５を通して負荷側に
電流を供給する。スイツチング・トランジスタ４
０がオフの時には、フライホイール・ダイオード
４４がオンとなり、インダクタンス素子４５に蓄
えられたエネルギーをコンデンサ４６および負荷
側に供給する。その結果、電圧変換器７の出力電
圧Ｖ_cはトランジスタ４０のオン時間のデユーテ
イに対応した値となる。

電圧変換器７の出力電圧Ｖ_cは、通電制御器２
の位置検出器４７によつて通電状態が制御された
駆動トランジスタ３，４，５を介して駆動巻線
Ｘ，Ｙ，Ｚに供給される。

このことについて更に説明するならば、１次側
コイル２６，２８，３０には、発振器４８により
50KHz程度の高周波信号が加えられている。位置
検出ロータ２５の位置に応じて１次側コイルと２
次側コイルの結合度が変調されるため、２次側コ
イル２７，２９，３１からは位置検出ロータ２５
の位置、すなわち第３図のマグネツト２２と駆動
巻線Ｘ，Ｙ，Ｚの相対位置に応じた振幅を有する
３相の交流信号が得られる。従つて、それらの２
次側コイル２７，２９，３１に生じる交流信号を
ダイオード４９，５１，５３とコンデンサ５０，
５２，５４とで整流，平滑するならば、トランジ
スタ５６，５７，５８のベースには、ロータ２１
の回転位置に応じて各々電圧を得ることができ
る。トランジスタ５６，５７，５８はエミツタが
共通接続されて３差動動作を行なう。

今、ベース電位の最も高いトランジスタ、たと
えば５６のみがオンとなつた場合を考えると、他
のトランジスタ５７，５８はオフとなり、駆動ト
ランジスタ３のみをアクテイブにし、駆動巻線Ｘ
にのみ電流を供給する。

このようにして、位置検出ロータ２５の回転に
伴つてアクテイブとなる駆動トランジスタが切換
わり、供給電圧Ｖ_cの駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚへの通
電路を順次切換え、一定方向への接続的な駆動力
を得ている。

駆動巻線への供給電流は、電流検出器８を構成
する電流検出抵抗６０の電圧降下として検出さ
れ、その電流検出信号と指令信号Ｅが電流制御
器５９にて比較され、両者の差に応じたエミツタ
電流ｉ_eをトランジスタ５６，５７，５８に与え
ている。従つて、駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚへの供給電
流は指令信号Ｅに応じた値となり、相間のバラ
ツキ等は極めて小さなものとなる。

電流検出器８の信号（抵抗６０の電圧降下
Vh′）は降下電圧発生器９に入力される。PNP型
のトランジスタ６１およびNPN型のトランジス
タ６４を、継続接続したエミツタフオロワとする
ことにより、トランジスタ６４のエミツタ抵抗６
３の両端に前述の抵抗６０の電圧降下Vh′と等し
い、または、ほぼ等しい電圧Vhを発生させてい
る。これにより、トランジスタ６４のコレクタ電
流は駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚへの供給電流Ｉに比例す
る。従つて、コレクタ抵抗６５の両端の電圧Ｖ_i
は駆動巻線での供給電流Ｉによる電圧降下に比例
する（正確には、駆動巻線と抵抗６０での供給電
流Ｉによる電圧降下に比例させる）。

トランジスタ６４のコレクタ側には、スイツチ
６８を介して速度対応電圧発生器１０の電圧源６
６または６７が接続されている。従つて、トラン
ジスタ６４のコレクタ端と直流電源１のＶ_s側の
間には、電圧降下対応電圧Ｖ_iと速度対応電圧Ｖ_o
の和が得られる。その和電圧はPWM制御器１２
に入力される。

PWM制御器１２は発振器、鋸歯状波発生器、
コンパレータ等を有し、入力電圧（Ｖ_o＋Ｖ_i）に
対応したデユーテイを持つパルス信号を発生す
る。

PWM制御器１２は電圧変換器７のトランジス
タ４３を介してスイツチング・トランジスタ４０
のスイツチング・デユーテイを制御し、その出力
電圧Ｖ_cを所要の値となしている。

すなわち、電圧変換器７の出力電圧Ｖ_cは、供
給電流Ｉによつて駆動巻線Ｘ，Ｙ，Ｚおよび抵抗
６０に生じる電圧降下と駆動巻線に生じる速度発
電電圧よりも少し大きな値となる。

その結果、駆動トランジスタ３，４，５の通電
時の動作電圧はアクテイブ動作状態内の小さな値
となり、コレクタ損失は小さくなる。

また、電圧変換器７はスイツチングによつて電
圧変換しているため、その損失も極めて小さい。
従つて、第４図のブラシレス直流モータは電力効
率のすぐれたものとなる。この場合、駆動トラン
ジスタはアクテイブ動作しているため、指令信号
Ｅに対応した電流が駆動巻線に供給され、良好
な速度制御性能が得られる。

なお、速度対応電圧発生器１０の出力電圧Ｖ_o
は、定格回転速度の設定切換えに連動してスイツ
チ６８にて切換えられ、速度が早いときには大き
な電圧値として出力される。

以上の実施例に示すように、駆動トランジスタ
の通電時の動作電圧を所定の小さな値または範囲
に保つようにブラシレス直流モータを構成する
と、次のような数々の効果が得られる。

(1) 電力利用率が極めて高い。従つて、特に、可
変速度モータに好適となる。

(2) 駆動トランジスタがアクテイブ動作するた
め、制御性能が良好となる。

(3) 駆動トランジスタとして定格電力，サイズが
小さいものを使用し得る。

(4) 電圧変換に伴うスイツチング・ノイズは駆動
巻線に生じない。従つて、ノイズに対するシー
ルドは電圧変換器の部分だけで良く、簡単とな
る。

さらに、前述のごとき電流検出器や電流制御器
等の使用により、駆動巻線への供給電流を指令信
号に応じた値とするようにしたならば、次のよう
な効果も得ることができる。

(1) 供給電流の相間のバラツキが極めて小さくな
る。

(2) 発生駆動力のむらが小さくなる。

(3) 駆動トランジスタのｈ_FEバラツキに基づく供
給電流の脈動がなくなり、または小さくなり、
供給電流の検出および駆動巻線での供給電流Ｉ
による電圧降下に対応した電圧Ｖ_iの発生が容
易になる。

(4) 電圧変換器のリツプルによる供給電流の変動
がなくなる。

なお、前述の本発明の実施例では３相のモータ
を例にとつて説明したが、本発明はそのような場
合に限らず、任意の相数のブラシレス直流モータ
を構成することができる。また、位置検出器は前
述の実施例に示したごとき高周波結合を利用する
方式に限らず、そのほか、たとえばホール素子等
の磁電変換素子を用いた方式のものでも使用でき
る。

また、前述の実施例では、電圧変換器の出力電
圧は直流電源よりも低くしたが、本発明はそのよ
うな場合に限らず、たとえば乾電池等の低電圧電
源から高い出力電圧に変換し、電動部に供給する
ようにしても良い。

以上の説明から明らかなように、本発明のブラ
シレス直流モータは、電力効率が著しく改善され
たものとなる。従つて、本発明を例えばポータブ
ル型テープレコーダのごとき音響機器またはビデ
オ機器等のの駆動源に使用した場合には、消費電
力が極めて小さく、高性能のものとし得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のブラシレス直流モータの要部構
成例図、第２図は本発明の基本的ブロツク図、第
３図は本発明に適用し得るブラシレス直流モータ
の要部構造図、第４図は本発明の実施例を示す駆
動回路の結線図である。 １……直流電源、２……通電制御器、３，４，
５……駆動トランジスタ、Ｘ，Ｙ，Ｚ……駆動巻
線、６……ロータマグネツト、７……電圧変換
器、８……電流検出器、９……降下電圧発生器、
１０……速度対応電圧発生器、１１……加算器、
１２……PWM制御器、１３……スイツチング制
御器、１４……指令信号供給用の端子、２１……
ロータ、２２……マグネツト、２３……電機子鉄
心、４０……スイツチング・トランジスタ、４７
……位置検出器、５９……電流制御器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 固定磁化されたマグネツトを有するロータ
   と、前記マグネツトが発生する界磁磁束と鎖交す
   る位置に配設された複数個のステータ駆動巻線
   と、スイツチングトランジスタとインダクタンス
   素子を含んで構成され、前記スイツチングトラン
   ジスタのオン・オフ動作によつて所定電圧の直流
   電源から可変の出力直流電圧を作り出す電圧変換
   器と、前記マグネツトと前記ステータ駆動巻線の
   相対位置を検出する位置検出器を含んで構成され
   た通電制御器と、前記電圧変換器から前記ステー
   タ駆動巻線に至る給電回路中に設けられ、前記通
   電制御器の出力信号によつて通電状態が制御され
   る複数個の駆動トランジスタと、前記ステータ駆
   動巻線に生じる供給電流による電圧降下に対応し
   た電圧信号を発生する降下電圧発生器と、前記ロ
   ータの定格回転速度において前記ステータ駆動巻
   線に生じる速度発電電圧に対応した電圧信号を設
   定する速度対応電圧発生器と、前記降下電圧発生
   器の電圧信号と前記速度対応電圧発生器の電圧信
   号の加算値に応じて前記電圧変換器の前記スイツ
   チングトランジスタのオン・オフ動作を制御する
   スイツチング制御器とを具備し、前記スイツチン
   グ制御器は、前記駆動トランジスタのアクテイブ
   動作時の電力損失を低減するように、前記加算値
   が小さいときに前記電圧変換器の出力直流電圧を
   小さくし、前記加算値が大きくなると前記電圧変
   換器の出力直流電圧も大きくしたブラシレス直流
   モータ。 ２ 固定磁化されたマグネツトを有するロータ
   と、前記マグネツトが発生する界磁磁束と鎖交す
   る位置に配設された複数個のステータ駆動巻線
   と、スイツチングトランジスタとインダクタンス
   素子を含んで構成され、前記スイツチングトラン
   ジスタのオン・オフ動作によつて所定電圧の直流
   電源から可変の出力直流電圧を作り出す電圧変換
   器と、前記電圧変換器から前記ステータ駆動巻線
   に至る給電回路中に設けられた複数個の駆動トラ
   ンジスタと、前記ステータ駆動巻線への供給電流
   を検出する電流検出器と、前記マグネツトと前記
   ステータ駆動巻線の相対位置に応じて前記駆動ト
   ランジスタの通電状態を制御する位置検出器、お
   よび前記電流検出器の出力信号と指令信号を比較
   して前記駆動トランジスタによる前記ステータ駆
   動巻線への供給電流を制御する電流制御器を含ん
   で構成された通電制御器と、前記ステータ駆動巻
   線に生じる供給電流による電圧降下に対応した電
   圧信号を発生する降下電圧発生器と、前記ロータ
   の定格回転速度において前記ステータ駆動巻線に
   生じる速度発電電圧に対応した電圧信号を設定す
   る速度対応電圧発生器と、前記降下電圧発生器の
   電圧信号と前記速度対応電圧発生器の電圧信号の
   加算値に応じて前記電圧変換器の前記スイツチン
   グトランジスタのオン・オフ動作を制御するスイ
   ツチング制御器とを具備し、前記スイツチング制
   御器は、前記駆動トランジスタのアクテイブ動作
   時の電力損失を低減するように、前記加算値が小
   さいときに前記電圧変換器の出力直流電圧を小さ
   くし、前記加算値が大きくなると前記電圧変換器
   の出力直流電圧も大きくしたブラシレス直流モー
   タ。