JPS6242515B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

この発明は、固定フオルマントによる楽音合成
を実現する楽音合成装置に関する。 一般に自然楽器には、その楽器固有の構造（例
えばピアノの響板の形状等）によつて生じる固定
フオルマントが存在することが知られている。ま
た、人声にも固定フオルマントが存在しており、
これによつて人声特有の音色が特徴づけられてい
る。電子楽器において、自然楽器により近い音色
を合成するため、あるいは人声を合成するために
は、夫々固有の固定フオルマントに従つて楽音合
成を行なわねばならない。 固定フオルマントによる楽音合成を実現する電
子楽器としては特願昭53−91227号（特開昭55−
18623号）に示されたものが知られている。この
先行出願に示された電子楽器においては、固定フ
オルマントの中心周波数を鍵押出によつて指定さ
れた音の倍音周波数のうち該中心周波数に最も近
い倍音周波数に変更し、変更後の中心周波数（す
なわち倍音周波数）を中心成分としてフオルマン
トを合成するようにしている。従つて、フオルマ
ント中心周波数と倍音周波数とが一致しない場合
は、合成されるフオルマントは所望の固定フオル
マントから幾分ずれたものとなる。このずれは、
発生しようとする楽音の基本周波数（_０）が高
い場合に特に問題となる。基本周波数（_０）が
低い場合のスペクトルエンベロープの一例を第１
図ａに示し、基本周波数（_０）が高い場合の一
例を第１図ｂに示す。同図において、実線は合成
しようとする固定フオルマントのスペクトルエン
ベロープを示し、破線は先行技術によつて実際に
合成されるフオルマントのスペクトルエンベロー
プを示す。基本周波数（_０）が低い場合は倍音
周波数（_０，２_０，３_０……）の間隔が比
較的狭いので、第１図ａにすように、所望の固定
フオルマントの中心周波数（_f1，_f2）とその
近傍の倍音周波数（３_０，８_０）との差はさ
ほど大きくならず、該倍音周波数（３_０，８
_０）を中心にして合成されるフオルマントと所望
の固定フオルマントとのずれはさほど問題となら
ない。しかし、基本周波数（_０）が高い場合は
倍音周波数（_０，２_０，３_０……）の間隔
が広がるので、第１図ｂに示すように、所望のフ
オルマント中心周波数（_f1，_f2）とその近傍
の倍音周波数（_０，２_０）との差が広がるこ
とがあり、その場合は該倍音周波数（_０，２
_０）を中心にして合成されるフオルマントは所望
の固定フオルマントから大きくずれたものとな
り、音質を損なう原因となる。例えば第１図ｂの
倍音周波数２_０の本来のレベルはl₀であるのに
実際には破線に示すようなフオルマントの移動に
よりそれよりもはるかに高いＬとなつてしまい、
その結果、所望の音色を得ることが困難となる。
一方、固定フオルマントと同様の多峰フイルタ特
性を実現する電子楽器は、特開昭52−63317号公
報に示されている。しかし、ここでは、個々の高
調波信号成分と各々に対応する高調波振幅係数と
を乗算して合計することにより楽音信号を得る高
調波合成方式によつて楽音信号を合成するように
しているため、上述のようなフオルマントの移動
とそれに伴うレベル不足の問題が生じない。従つ
て、上述のようなレベル不足の問題を解決しなけ
ればならない必然性は生じない。しかし、このよ
うな高調波合成方式の楽音合成装置は、演算時間
にかなりの高速が要求され、そのかわりには高調
波成分数を多くすることができない、また、高調
波合成方式の楽音合成装置において固定フオルマ
ントを実現するには高調波振幅係数をかなり多数
準備する必要がある、等の理由によつて、実用性
にとぼしいものであつた。 これに対して、指定された基本周波数の倍音周
波数のうち固定フオルマント中心周波数の近傍の
倍音周波数を中心成分とするフオルマントに従つ
て楽音信号を合成するフオルマント合成手段を使
用するもの（例えば周波数変調手段や振幅変調手
段を用いるもの）は、上述のような問題点はな
く、固定フオルマントの合成に適しているのであ
る。しかし、そのようなものにおいては、上述の
ようにフオルマントの多少の移動とそれに伴うレ
ベル不足の問題が生じていたのであつた。 この発明の目的は、上述のような音質の劣化を
改善することである。この目的の達成のため、こ
の発明では、固定フオルマントの中心周波数を鍵
操作等によつて指定された音の倍音周波数のうち
該中心周波数に最も近いものに変更し、変更後の
中心周波数を中心成分とするフオルマントに従つ
て楽音合成するようにした楽音合成装置におい
て、フオルマント中心周波数の変更によつて生じ
る信号レベルのずれを補正し、本来のレベルに戻
すようにしたことを特徴とする。この発明の基本
思想を模式的に示すと第２図のように示すことが
できる。第２図では第１図と同様に所望の固定フ
オルマントのスペクトルエンベロープを実線で示
し、中心周波数（_f）をその近傍の倍音周波数
（ｋ_０）に変更したときのフオルマントを破線
で示す。本来のフオルマントの中心成分のレベル
はＬであるため、変更後のフオルマントにおいて
倍音周波数（ｋ_０）の信号レベルはＬとなる。
しかし、本来のフオルマントにおいては倍音周波
数（ｋ_０）のレベルはl₀である。そこでこの発
明では、Ｌとl₀との差ｌを補正量としてフオルマ
ントのレベルを補正し、本来のレベルl₀を得るよ
うにしている。補正レベルｌを求めるにあたつて
は、本来の中心周波数（_f）と変更後の中心周
波数（ｋ_０）との周波数ずれ量△に応じて求
めるものとする。 この発明の好適な実施例において、固定フオル
マントによる楽音合成は、フオルマントの中心周
波数を搬送波とする周波数変調によつて実現され
る。すなわち、楽音信号ｅ（ｔ）は基本的には下
記の周波数変調式に従つて合成される。 ｅ（ｔ）＝Ａ sin（ω_cｔ＋Ｉ sinω_nｔ）
……(1) ω_cは、本来のフオルマント中心周波数（_f）
に最も近い倍音周波数（ｋ_０）の角周波数であ
る。Ｉは変調指数、ω_nは変調波の角周波数であ
る。ω_nは、一般的には押鍵等によつて指定され
た基本周波数あるいはその倍音周波数を用いる。
(1)式によれば、搬送波ω_cの両側に変調波ω_nの間
隔で多数の側帯波が生じるので、搬送波ω_cを中
心成分とするフオルマントを形成することができ
る。Ａは振幅係数であり、フオルマント全体のレ
ベルがこの振幅係数によつて設定される。 この発明の好適な実施例において、フオルマン
トのレベル補正は上記振幅係数Ａを制御すること
により行なわれる。本来のフオルマント中心周波
数（_f）のレベルをＬとし、_fとｋ_０の周波
数差△に対応する補正レベルをｌとするとき、
振幅係数Ａを Ａ＝Ｄ・（Ｌ−ｌ） ……(2) なる関数とすることによりこの発明によるレベル
補正が達成される。また、周波数差△に対応す
るレベル補正量l′を係数として与え、振幅係数Ａ
を Ａ＝Ｄ・（l′・Ｌ） ……(2′) なる関数とすることによつてもこの発明によるレ
ベル補正を達成することができる。Ｄはその他の
振幅決定要素による係数である。これにより、第
２図に１点鎖線で示すようにフオルマントの全体
レベルが下げられ、フオルマントの中心成分とし
た倍音周波数（ｋ_０）のレベルが本来のレベル
l₀となる。 尚、前記(1)式はフオルマントが１個の場合を示
すものであるが、一般的には複数のフオルマント
から成る。その場合、楽音信号ｅ（ｔ）は下記式
に従つて合成される。 ｉはフオルマントの次数（１，２，３，……
Ｎ）を示し、Ｎはフオルマントの総数である。こ
の場合、各フオルマント毎にレベル補正を施すも
のとする。 ところで、上述のようにフオルマントの全体レ
ベルを制御した場合、フオルマントの中心成分と
なる倍音周波数（ｋ_０）のレベル補正には十分
な効果を発揮するが、その周辺の倍音周波数のレ
ベル補正には不十分である。例えば第３図に実線
で示すように１個のフオルマントの中に複数の倍
音周波数（ｋ_０，（ｋ＋１）_０）が含まれる
場合、フオルマント中心周波数（_f）に最も近
い倍音周波数（ｋ_０）のみならず、その周辺の
倍音周波数（（ｋ＋１）_０）もそのフオルマン
トによつて定まるレベルl₀′を有する。フオルマン
トの中心が破線のように倍音周波数（ｋ_０）の
位置に移動することによりその周辺の倍音周波数
（（ｋ＋１）_０）のレベルが本来のレベルl₀′より
も小さくなり、更に破線のフオルマントのレベル
が上述のレベル補正によつて１点鎖線に示すよう
に制御されることにより本来のレベルl₀′よりも更
に小さくなる。この傾向は、特に、中心周波数
（_f）が倍音周波数（Ｋ_f0）と（（ｋ＋１）
_０）のほぼ中間に位置する場合に顕著となる。 この点に鑑み、この発明では、フオルマントの
中心成分を最近傍の倍音周波数（ｋ_０）に移動
することによつて生じるその周辺の他の倍音周波
数のレベルの不足を補正する対策を施すものとし
ている。そのための２つ対策を提案する。その１
つの対策（以下の実施例では「対策Ｉ」という）
は、本来のフオルマント中心周波数（_fの最近
傍の倍音周波数（ｋ_０）を中心成分とするフオ
ルマントとは別に、該周波数（_f）を挾んで該
最近傍の倍音周波数（ｋ_０）の隣に位置する倍
音周波数（（ｋ−１）_０または（ｋ＋１）
_０）を中心成分とするもう一つのフオルマントを
形成することである。例えば、第４図ａにすよう
に、本来のフオルマント中心周波数（_f）の最
近傍の倍音周波数（ｋ_０）がｋ_０＜_fのと
きはその高音側の倍音周波数（（ｋ＋１）_０）
を中心成分として２点鎖線に示すようなもう一つ
のフオルマントを形成する。また、第４図ｂに示
すように、ｋ_０＞_fのときは低音側の倍音周
波数（（ｋ−１）_０）を中心成分として２点鎖
線に示すようなもう一つのフオルマントを形成す
る。勿論、ｋ_０＝_fのときはもう１つのフオ
ルマントを形成する必要はない。もう一つのフオ
ルマントの全体レベルl₀′は本来のフオルマントの
中心周波数（_f）と該もう一つのフオルマント
の中心成分となる倍音周波数（（ｋ＋１）_０ま
たは（ｋ−１）_０）の差に応じて設定してもよ
いが、破線に示すフオルマントを主とすると、も
う一つのフオルマントは従の関係にあるので、あ
る程度のレベル補強が実現される程度の一定レベ
ルに固定してもよい。こうして、この「対策Ｉ」
によれば、所望の１つのフオルマント（第４図の
実線）が２つのフオルマント（第４図の破線及び
２点鎖線）の合成によつて実現される。 好適な実施例においては、上記「対策Ｉ」によ
る楽音信号ｅ（ｔ）は基本的には下記に示すよう
な２項の周波数変調式に従つて合成される。 ω_ciはｉ番目のフオルマントにおける中心周波
数（_f）に最も近い倍音周波数（ｋ_０）の角
周波数を示す。ω′_ciはｉ番目のフオルマントに
おける中心周波数（_f）に最も近い倍音周波数
（ｋ_０）の隣の倍音周波数（ｋ_０＜_fのとき
は（ｋ＋１）_０，ｋ_０＞_fのときは（ｋ−
１）_０）の角周波数を示す。尚、ｋ_０＝_f
のきはA′_i＝０であるとする。 もう１つの対策（以下の実施例では「対策」
という）は、周波数変調によつて得られるスペク
トルエンベロープは変調指数を大きくするほど平
担になるという性質を利用し、前記(1)式あるいは
(3)式における変調指数（Ｉ，Ｉ_i）を中心周波数
（_fと最近傍の倍音周波数（ｋ_０）との周波数
ずれ量△あるいはレベル補正量ｌ（第２図参
照）に応じて制御することである。例えば第５図
ａに示すように本来のフオルマント（実線）の中
心周波数（_f）とその最近傍の倍音周波数（ｋ
_０）との差△が小さい場合は、変調指数
（Ｉ，Ｉ_i）をその差△に応じて本来の値よりも
幾分大きくする程度とし、本来のフオルマントよ
りもやや平担なフオルマント（破線）を倍音周波
数（ｋ_０）を中心にして形成する。また、第５
図ｂに示すように、差△が大きい場合はそれに
応じて変調指数（Ｉ，Ｉ_i）を大きくし、より平
担なフオルマント（破線）を倍音周波数（ｋ
_０）を中心にして形成する。これにより、フオル
マント（破線）の中心成分となる倍音周波数（ｋ
_０）のレベルを自動的に補正することができる
のは勿論のこと、その周辺の倍音周波数のレベル
も補正することができる。 また、この発明の目的は、所望の音色対応する
固定フオルマントを合成するためのデータを各鍵
毎に予じめ準備することによつても達成すること
ができる。すなわち、所望のフオルマントの中心
周波数に最も近い倍音周波数は各鍵毎に予じめ判
明するので、その周波数差△すなわちレベル補
正量ｌも各鍵毎に予じめ判明する。そこで、所望
の固定フオルマントを合成するための諸パラメー
タを、レベル補正に必要な数値補正を各鍵に対応
して夫々予じめ施した上で、各鍵毎に夫々記憶
し、その中から押圧鍵に対応するパラメータを読
み出してフオルマント合成に使用するものとすれ
ば、各鍵毎にレベル補正のなされたフオルマント
合成を実現することができる。固定フオルマント
合成用の諸パラメータを各鍵毎に記憶するため、
記憶装置の容量が増すが、鍵数の少ない電子楽器
においてはそれほど記憶量は増えないので有効で
ある。 以下この発明の実施例を添付図面を参照して詳
細に説明しよう。 第６図に示す実施例は、前記(2)式または（2′）
式に示された関数に従つて振幅係数Ａ_iに対して
レベル補正を施し、前記(3)式に従つて楽音合成
（音声合成）を行なうようにしたものである。鍵
盤１０は複数の鍵を具えており、所望の鍵を押圧
することにより楽音の基本周波数（_０）が指定
される。なお、この発明で楽音とは、楽器音、人
声に限らず音一般を示す用語である。押鍵検出回
路１１は鍵盤１０で押圧されている鍵を検出し、
該押圧鍵を識別する複数ビツトのコード化信号か
ら成るキーコードKCを出力すると共に、鍵が押
下げられたときに１発の（短時間幅の）キーオン
パルスKONPを出力する。ボイスセレクタ１２
は、合成しようとする楽音の音色を選択するため
の手段であり、選択された音色を識別する複数ビ
ツトのコード化信号から成るボイスコードVCを
出力する。この発明では楽音は固定フオルマント
によつて合成するため、ボイスセレクタ１２によ
つて所望の音色を選択することは所望の固定フオ
ルマントを選択すことになる。従つて、ボイスコ
ードVCによつて所望の固定フオルマントが指定
される。 １つの固定フオルマントの典型例を第７図に示
す。同図に示すように、ボイスセレクタ１２によ
つて選択される１つの固定フオルマントはＮ個
（Ｎは設計上任意に設定する整数）のフオルマン
トから成る。個々のフオルマントを区別するため
にｉなる次数を用いるものとする。ｉ＝１，２，
３，……Ｎであり、中心周波数の低いものから順
に１，２，３，……Ｎなる次数（ｉ）を付して説
明するものとする。第７図ではｉ＝１，２及びＮ
の３つのフオルマントのみが示されており、その
間のものは省略されている。各フオルマントの中
心周波数_fi（すなわち_f1，_f2，……_fN）及
びレベルＬ_i（すなわちL₁，L₂，……Ｌ_N）及びそ
れらのスペクトルエンベロープの形状は、ボイス
セレクタ１２によつて選択可能な個々の音色
（個々の固定フオルマント）に対応して夫々固有
の値をとる。尚、各フオルマント（ｉ）のスペク
トルエンベロープは変調指数（Ｉ_i＝I₁，I₂，……
Ｉ_N）によつて設定される。 パラメータ計算回路１３は、周波数変調方式に
よるフオルマント合成のためのパラメータω_ci，
ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iを計算するための回路である。ω
_ciは、キーコードKCによつて指定された押圧鍵
の倍音周波数のうち、ｉ番目（ｉ＝１，２，……
Ｎ））のフオルマントの中心周波数_fiに最も近
い倍音周波数ｋ_０を示すデータ、すなわち周波
数変調における搬送波の角周波数に対応するデー
タである。ω_niは、ｉ番目のフオルマントを合成
するための周波数変調演算おける変調波の角周波
数を示すデータであり、この例の場合はキーコー
ドKCによつて指定された押圧鍵の基本周波数
_０を示すデータを用いる。（Ｌ＋ｌ）_iは、ｉ番目
のフオルマントの中心成分のレベルＬ_iを、搬送
波（ω_ci）として用いる倍音周波数ｋ_０と本来
の中心周波数_fiとの差△に応じたレベル補正
ｌ_iによつて補正した値を示すデータである。 パラメータ計算回路１３はキーオンパルス
KONPによつて押鍵当初にリセツトされ、その
後、キーコードKCとボイスコードVCにもとづい
て上記パラメータを求める計算を行なう。アドレ
ス発生器１４もキーオンパルスKONPによつてリ
セツトされ、押鍵当初はバツフアRAM（ランダ
ムアクセスメモリの略）１５を書込みモードに設
定する。また、バツフアRAM１５もキーオンパ
ルスKONPによつてその全エリアがクリアされ
る。バツフアRAM１５では、当切は、パラメー
タ計算回路１３によつて求められた各データω_c
ｉ，ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iをアドレス発生器１４によつ
て指示されたアドレスに書込む。パラメータ計算
回路１３における計算が終了すると、計算終了信
号ENDがアドレス発生器１４に与えられ、これ
にもとづきバツフアRAM１５が読み出しモード
に切換えられる。読み出しモードになると、アド
レス発生器１４によつて指示されたバツフア
RAM１５のアドレスからデータω_ci，ω_ni，（Ｌ
＋ｌ）_iが読み出される。バツフアRAM１５から
読み出されたデータω_ci，ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iはFM
演算回路１６（FMは周波数変調の略）に加えら
れる。FM演算回路１６では前記(3)式に示すよう
な周波数変調演算によつてフオルマントを形成
し、該フオルマントを成分とする楽音信号を発生
する。 第８図に示すパラメータ計算回路１３の詳細例
及び第９図に示すアドレス発生器１４の詳細例を
参照して、第６図の実施例を更に詳細に説明す
る。 第８図において、周波数ナンバテーブル１７
は、鍵盤１０の各鍵の基本周波数_０に対応する
数値（周波数ナンバ）を予じめ記憶したもので、
押鍵検出回路１１（第６図）から与えられるキー
コードKCにもとづいて押圧鍵に対応する周波数
ナンバＣ（_０）を読み出す。この周波数ナンバ
テーブル１７に記憶する周波数ナンバＣ（_０）
は、最低鍵（例えばC₂）を基準（０セント）とし
たときの各鍵の音高をセント値で表わしたもので
ある。該テーブル１７に記憶する鍵と周波数ナン
バＣ（_０）の値（セント値）との関係の一例を
第１表に示す。

【表】 フオルマント中心周波数ナンバテーブル１８は
フオルマント中心周波数_fiに対応する数値（周
波数ナンバ）を各音色毎に予じめ記憶したもの
で、ボイスセレクタ１２（第６図）から与えられ
るボイスコードVCに応じて所望の固定フオルマ
ントを構成する１組のフオルマント中心周波数
_fiが選択され、フオルマントカウンタ１９の出力
Ｘに応じてｉ番目のフオルマントの中心周波数
_fiに対応する周波数ナンバＣ（_fi）が上記１組
のフオルマント中心周波数の中から読み出され
る。このフオルマント中心周波数ナンバテーブル
１８に記憶する周波数ナンバＣ（_fi）は、前記
テーブル１７の周波数ナンンバＣ（_０）と同
様、最低鍵（C2）の周波数を基準（０セント）
としたときの各周波数_fiをセント値で表わした
ものである。フオルマントレベルテーブル２０は
各フオルマントのレベルＬ_iを各音色毎に予じめ
記憶したもので、ボイスコードVCに応じて所望
の固定フオルマントに対応する１組のレベルＬ_i
が選択され、フオルマントカウンタ１９の出力Ｘ
に応じてｉ番目のフオルマントのレベルＬ_iを示
すデータＬ_i（dB）が上記１組のレベルの中から
読み出される。このテーブル２０に記憶するレベ
ルデータＬ_i（dB）は、減衰量によつて信号レベ
ルを表わすデータである。例えば、レベルデータ
Ｌ_i（dB）が最小値（０ dB）のときは最小の減
衰量すなわち最大の信号レベルを示し、最大値
（∞dB）のときは最大の減衰量すなわち最小の信
号レベル（０レベル）を示す。 倍音周波数ナンバテーブル２１は基本周波数
_０を基準（０セント）としたときの各倍音周波数
をセント値で表わしたデータを予じめ記憶したも
のであり、ハーモニツクカウンタ２２の出力Ｙに
応じてｋ番目の倍音周波数のセント値を示す倍音
周波数ナンバＣ(k)を読み出す。ｋは倍音周波数の
次数を示す。該テーブル２１に記憶する次数ｋと
倍音周波数ナンバＣ(k)の値（セント値）との関係
を第２表に示す。

【表】 倍音中間周波数ナンバテーブル２３は、各倍音
の中間の周波数に関連する倍音中間周波数ナンバ
Ｃ（INTER）_kを予じめ記憶したものであり、ハ
ーモニツクカウンタ２２の出力Ｙに応じてｋ次の
倍音周波数とその上の（ｋ＋１）次の倍音周波数
との中間の周波数に関連する周波数ナンバＣ
（INTER）_kが読み出される。この中間周波数ナン
バＣ（INTER）_kは、基本周波数（１次倍音周波
数）_０を基準（０セント）としたときの各倍音
の中間の周波数をセント値で表わしたデータであ
る。ハーモニツクカウンタ２２の出力Ｙに対応し
て読み出される中間周波数ナンバＣ（INTER）_k
の値（セント値）を第３表に示す。

【表】 例えば、ハーモニツクカウンタ２２の出力Ｙが
「１」のときに読み出される中間周波数ナンバＣ
（INTER）_kの値「600セント」は、１次倍音と２
次倍音の中間周波数（_０＋２_０／２）を１次倍音を 基準としたセント値で表わしたものである。 ところで、各倍音の中間の周波数
（ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２）は、ｋ次の倍音周波数
ｋ_０ がフオルマントの中心周波数_fiの最近傍である
か否かを判断するために利用される。ｋ次の倍音
周波数ｋ_０がフオルマント中心周波数_fiの最
近傍である場合は、その両隣の中間周波数
（（ｋ−１）_０＋ｋ_０／２）及び（ｋ_０＋（ｋ＋
１）_０／２）の間 に中心周波数_fiが入る。すなわち、 （ｋ−１）_０＋ｋ_０／２＜_fi ≦ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２ …(5) なる条件が満足するとき中心周波数_fiに最も近
い倍音周波数はｋ_０であるといえる。そこで、
フオルマント中心周波数と倍音中間周波数とを比
較し、ｋの値を低次から高次へと順に変えて、 _fi≦ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２ …(6) なる条件が満足するか否かを調べる。ｋの値を低
次から高次へと（１，２，３……の順で）順に変
えて比較を行なう過程で上記(6)式の条件が最初に
満足されたｋの値に関して上記(5)式が成立する。
すなわち、ｋの値をそれ以上増加した場合、(6)式
は満足するが、(5)式の左辺の条件
（ｋ−１）_０＋ｋ_０／２＜_fiを満足しなくなる。
従つ て、上記(6)式の条件を最初に満足するｋの値（(6)
式の条件を満足する最小のｋの値）に対応するｋ
次の倍音周波数ｋ_０がフオルマント中心周波数
_fiの最近傍の倍音周波数である。尚、倍音中間
周波数を利用する方法は、隣合う倍音周波数とフ
オルマント中心周波数との周波数差を夫々求めて
両者を比較することにより最近傍倍音周波数を検
出する方法よりも回路構成が簡単となるという利
点がある。 第８図の比較器２４は上記(6)式の比較を行なう
ためのものである。この比較器２４のＢ入力に
は、ｋ次の倍音周波数ｋ_０に対応する倍音中間
周波数（ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２）に関連する中間
周波 数ナンバＣ（INTER）_kが入力される。比較器２
４がＡ入力には引算器２５の出力Ｃ（_fi−
_０）が入力される。引算器２５のＡ入力にはテー
ブル１７から読み出された押圧鍵の基本周波数
_０を示す周波数ナンバＣ（_０）が加えられ、Ｂ
入力にはテーブル１８から読み出されたフオルマ
ント中心周波数_fiの周波数ナンバＣ（_fi）が
加えられる。引算器２５はＢ−Ａの引算を行な
う。すなわち、フオルマント中心周波数ナンバＣ
（_fi）から基本周波数ナンバＣ（_０）を引算
し、その結果、基本周波数_０を基準（０セン
ト）としたときの中心周波数_fiのセント値を示
すデータＣ（_fi−_０）を出力（Ｂ−Ａ）から
得る。比較器２４のＢ入力に入力される中間周波
数ナンバＣ（INTER）_kは基本周波数_０を基準
（０セント）としたセント値で示されるものであ
るのに対し、テーブル１８から読み出される中心
周波数ナンバＣ（_fi）は最低鍵C2を基準（０セ
ント）としたセント値で示されるものであるの
で、両者の基準が相違する。そのため、引算器２
５において、基本周波数_０を基準（０セント）
としたときのフオルマント中心周波数_fiのセン
ト値を示すデータＣ（_fi−_０）を求め、これ
を比較器２４のＡ入力に加え、Ａ，Ｂ両入力のセ
ント値の基準を一致させているのである。 最低鍵C2の基本周波数_０を_C2で示すと、
押圧鍵の基本周波数_０をセント値によつて表わ
した周波数ナンバＣ（_０）は次式によつて示さ
れる。 Ｃ（_０）＝1200log_{2 ０}／_Ｃ２ ……(7) また、フオルマント中心周波数_fiをセント値
によつて表わした周波数ナンバＣ（_fi）は次式
によつて示される。 Ｃ（_fi）＝1200log_{2 ｆｉ}／_Ｃ２ ……(8) 引算器２５における引算の結果得られるデータ
Ｃ（_fi−_０）は上記(8)式から(7)式を引算した
ものであるので、次式によつて示される。 Ｃ（_fi−_０）＝1200（log_{2 ｆｉ}／_Ｃ２−log_2
０／_Ｃ２） ＝1200log_{2 ｆｉ}／_Ｃ２・_Ｃ２／_０ ＝1200log_{2 ｆｉ}／_０ ……(9) 上記(9)式から明らかなように、比較器２４のＡ
入力に与えられるデータＣ（_fi−_０）は、基
本周波数_０を基準（０セント）としたときのフ
オルマント中心周波数_fiのセント値を示すデー
タである。 比較器２４ではＡ入力とＢ入力に加わるデータ
の大小を比較し、Ａ≦Ｂのとき“１”を出力す
る。Ａ≦Ｂとは、倍音中間周波数を示すデータＣ
（INTER）_kがフオルマント中心周波数を示すデー
タＣ（_fi−_０）と同じかそれよりも大きいこ
と、すなわち前記(6)式の条件が満足することを示
す。比較器２４の出力（Ａ≦Ｂ）は最近傍倍音検
出信号y₁として制御回路２６に入力される。 また引算器２５では、引算結果（Ｂ−Ａ）が正
のときすなわちＢ≧Ａのときライン２７に“１”
を出力する。このライン２７の信号“１”は、フ
オルマント中心周波数_fiが基本周波数_０と同
じかそれよりも高音側に位置することを示す。ラ
イン２７の信号が“０”のときは、フオルマント
中心周波数_fiが基本周波数_０よりも低音側に
位置することを示し、その場合は該フオルマント
を形成する必要がない。ライン２７の信号はサー
チ命令信号x₁として制御回路２６に入力される。 加算器２８には、周波数ナンバテーブル１７か
ら読み出された基本周波数ナンバCC（_０）と
倍音周波数ナンバテーブル２１から読み出された
倍音周波数ナンバＣ(k)とが入力され、両者が加算
される。その結果、最低鍵C2を基準（０セン
ト）としたときの倍音周波数ｋ_０のセント値を
示すデータＣ（ｋ_０）が得られる。テーブル２
１から読み出される倍音周波数ナンバＣ(k)は基本
周波数_０を基準（０セント）とする相対的なセ
ント値であるので、加算器２８においてこれを最
低鍵C2を基準（０セント）とする絶対的なセン
ト値に直すのである。基本周波数ナンバＣ（
_０）は前記(7)式のように示され、倍音周波数ナン
バＣ(k)は次式のように示される。 Ｃ(k)＝1200log₂ｋ_０／_０ ……(10) 従つて、両者を加算した結果である絶対的な倍
音周波数ナンバＣ（ｋ_０）は、 Ｃ（ｋ_０）＝1200（log_{2 ０}／_Ｃ２＋log₂ｋ_０
／_０） ＝1200log_{2 ０}／_Ｃ２・ｋ_０／_０ ＝1200log₂ｋ_０／_Ｃ２ ……(11) と表わすことができる。上記(11)式から明らかなよ
うに、加算器２８から得られる倍音周波数ナンバ
Ｃ（ｋ_０）は最低鍵C2の周波数_C2を基準と
したときの倍音周波数ｋ_０のセント値を示すも
のである。 周波数ナンバ変換回路２９及び３０は、セント
値によつて示された周波数ナンバＣ（ｋ_０）及
びＣ（_０）を通常の周波数に比例する数値（単
位時間あたりの位相増分値を示すデータ）に変換
するための回路である。セント値Ｃ（ｘ）に対応
する周波数を（ｘ）とすると、 Ｃ（ｘ）＝1200log₂（ｘ）／_Ｃ２……(12) なる関係にあるため、（ｘ）は、 （ｘ）＝_C2・２〓〓 ……(13) なる指数関数によつて求まる。従つて、周波数ナ
ンバ変換回路２９及び３０は、セント値Ｃ（ｘ）
に対応するデータを入力して、上記（13）式によ
つて求まる周波数（ｘ）に比例する数値（
（ｘ）に適宜の定数を掛けた数値）を出力する回
路である。この周波数ナンバ変換回路２９及び３
０はリードオンリイメモリ（ROM）によつて構
成することができる。 周波数ナンバ変換回路２９は、加算器２８から
出力されたセント値形式の倍音周波数ナンバＣ
（ｋ_０）を該倍音周波数ｋ_０に比例する周波
数データ（位相増分値データ）ω_ciに変換する。
また、周波数ナンバ変換回路３０は、周波数ナン
バテーブル１７から読み出されたセント値形式の
周波数ナンバＣ（_０）を該周波数_０に比例す
る周波数データ（位相増分値データ）ω_niに変換
する。 引算器３１には、加算器２８から出力された倍
音周波数ナンバＣ（ｋ_０）とフオルマント中心
周波数ナンバテーブル１８から読み出された中心
周波数ナンバＣ（_fi）とが入力され、両ナンバ
の差が求められる。引算器３１で求めた差は絶対
値回路３２に入力され、その絶対値が求められ
る。従つて、絶対値回路３２からはフオルマント
中心周波数_fiと倍音周波数ｋ_０との差△に
対応する周波数差データＣ（△）が得られる。
周波数差データＣ（△）はフオルマント補正レ
ベルテーブル３３に入力され、周波数差△に応
じたレベル補正量ｌ_iを示すデータｌ_i（dB）が該
テーブル３３から読み出される。フオルマント補
正レベルテーブル３３においては、第２図に示す
ような、フオルマント中心周波数_fiからの周波
数ずれ量△とそれに対応して必要とされる補正
レベルｌとの関係を予じめ記憶している。なお、
テーブル３３に記憶するレベル補正量のデータｌ
_i（dB）は前記テーブル２０と同様に減衰量で表
わされているものとする。 テーブル３３から読み出された補正レベルデー
タｌ_i（dB）は加算器３４に入力され、フオルマ
ントレベルテーブル２０から読み出されたフオル
マント中心成分のレベルデータＬ_i（dB）と加算
される。この加算によつて、前記（2′）式に示し
たようなレベル補正のための演算（l′・Ｌ）が実
質的に行なわれる。すなわち、減衰量で表わされ
たデータＬ_i（dB）とｌ_i（dB）との加算は対数の
加算に相当し、実質的には、ｉ番目のフオルマン
トの中心成分のレベルＬ_iを示す減衰量データＬ_i
（dB）に対して周波数ずれ量△に対応するレベ
ル補正係数を示すデータｌ_i（dB）を乗算したこ
とになる。加算器３４の出力は、レベル補正後の
本来のレベルl₀（第２図参照）を減衰量によつて
示すデータである。すなわち、第２図を参照して
模式的に説明すれば、レベルＬを得るための減衰
量を示すデータＬ_i（dB）に対して補正レベルｌ
に相当するレベル補正データｌ_i（dB）を加算す
ることにより、減衰量が増加され、レベルＬより
も低い本来のレベルl₀を得るための（Ｌ_i（dB）
よりも大きな）減衰量を示すデータが得られる。
従つて、加算器３４における演算は前記(2)式の演
算（Ｌ−ｌ）と実質に等しい結果をもたらす。 加算器３４の出力はオアゲート群３５を通過し
て、レベル補正済みのフオルマントレベルを示す
データ（Ｌ＋ｌ）_iとして出力される。オアゲート
群３５はライン２７の信号が“０”のときにレベ
ルデータ（Ｌ＋ｌ）_iを最小レベル（∞dB）を示す
データに強制的に変更するために設けられたもの
である。通常はライン２７の信号が“１”であ
り、インバータ３６で反転された信号“０”がオ
アゲート群３５に与えられるので、加算器３４の
出力がオアゲート群３５をそのまま通過してレベ
ルデータ（Ｌ＋ｌ）_iとして出力される。ライン２
７の信号が“０”となると、インバータ３６の出
力が“１”となり、オアゲート群３５内の全オア
ゲートに“１”が入力されてレベルデータ（Ｌ＋
ｌ）_iの全ビツトが強制的に“１”となる。減衰量
を示すレベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iの全ビツトが
“１”（すなわち最大値∞dB）ということは、最
大減衰すなわち最小レベル（信号レベルが０であ
ること）を示している。 第１０図は第８図のパラメータ計算回路１３に
おける動作手順を説明するフローチヤートであ
る。一連のパラメータ計算動作はキーオンパルス
KONPが与えられたときにスタートする。「イニ
シヤライズ」においては、フオルマンの次数ｉを
最小値１に設定し（ｉ＝１）、かつ倍音次数ｋを
１次に設定する（ｋ＝１）。これは、第８図のフ
オルマントカウンタ19及びハーモニツクカウンタ
２２をキーオンパルスKONPによつてリセツトす
ることによつて行なわれる。このリセツトによ
り、カウンタ１９の出力Ｘ及びカウンタ２２の出
力Ｙが夫々「１」に設定される。カウンタ１９の
出力Ｘは、現在の計算の対象とすべきフオルマン
トの次数ｉを示し、カウンタ２２の出力Ｙは現在
の計算の対象とすべき倍音周波数の次数ｋを示
す。尚、フオルマントカウンタ１９は、１つの固
定フオルマントを構成するフオルマントの最大数
Ｎに相当するモジユロを少くとももつものとす
る。また、ハーモニツクカウンタ２２は最高倍音
次数Ｍに相当するモジユロＭであるとする。 従つて、最初は、カウンタ１９の出力（Ｘ＝
１）にもとづいてｉ＝１のフオルマントに関する
中心周波数ナンバＣ（_fi）とレベルデータＬ_i
（dB）がテーブル１８及び２０から読み出され
る。また、カウンタ２２の出力（Ｙ＝１）にもと
づいてｋ＝１すなわち１次倍音周波数（基本周波
数）_０に関する倍音周波数ナンバＣ(k)と倍音中
間周波数ナンバＣ（INTER）_kとがテーブル２１
及び２３から読み出される。 「_fi≧_０？」すなわちフオルマント中心周
波数_fiが押圧鍵の基本周波数_０以上であるか
否かの比較は、引算器２５において行なわれる。
YESのときは、引算器２５の出力（Ｂ≧Ａ）が
“１”となり、NOのときは“０”となる。最初
は、上述のようにｉ＝１のフオルマント中心周波
数ナンバＣ（_fi）がテーブル１８から読み出さ
れるので、ｉ＝１の１番目のフオルマント中心周
波数_f1に関して上記比較がなされる。YESのと
きは、比較器２５の出力（Ｂ≧Ａ）からライン２
７を介して制御回路２６に与えられるサーチ命令
信号x₁が“１”となる。これは、フオルマント中
心周波数_fiが押圧鍵の基本周波数_０より高い
ため、該押圧鍵に対応する楽音信号中にこのｉ番
目のフオルマントによる成分が含まれるべきであ
るから、このｉ番目のフオルマントの中心周波数
_fiに最も近い倍音周波数ｋ_０をサーチすべき
であることを命令するための信号である。逆に、
NOのときは、上記サーチ命令信号x₁は“０”で
あり、上記サーチを命令しない。これは、フオル
マント中心周波数_fiが押圧鍵の基本周波数_０
より低いため、該押圧鍵に対応する楽音信号中に
このｉ番目のフオルマントによる成分を含める必
要がないからである。NOの場合は、ライン２７
の信号“０”によつてオアゲート群３５を介して
レベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iを強制的にオール“１”
（レベル０）とし、レベルをなくすことによりｉ
番目のフオルマントを消去するようにしている。
（第１０図の（Ｌ＋ｌ）_i→∞）。第１０図の
「RAM１５へ」の意味は、そのとき出力されてい
るデータω_ci，ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iをバツフアRAM１
５（第６図）に取り込むことを意味する。「_fi
≧_０？」がNOの場合は、減衰量∞dB（レベル
０）のデータ（Ｌ＋ｌ）_iがRAM１５に記憶され
るので、後にFM演算回路１６で演算を行なつた
ときそのレベル０のデータ（Ｌ＋ｌ）_iに対応する
ｉ番目のフオルマントは発生されない。 「_fi≦ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２？」では、カウ
ンタ２ ２の出力Ｙによつて現在指示されている倍音次数
ｋに関して前記(6)式の条件が満足されるか否かを
判断する。前述の通り、この判断は比較器２４に
て行なわれる。NOの場合、「ｋ＝＝Ｍ？」の判断
を行なう。これがNOであれば、次数ｋに１を増
加して（ｋ＋１→ｋ）、次の倍音を指定し、再び
比較器２４による上記判断に戻る。 「_fi≦ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２？」がYESのと
きは、 現在の倍音次数ｋに対応する倍音周波数ｋ_０が
フオルマント中心周波数_fiに最も近い倍音周波
数であることを意味する。このとき、比較器２４
の出力（Ａ≦Ｂ）すなわち最近傍倍音検出信号y₁
が“１”となる。このときの倍音周波数ナンバＣ
（ｋ_０）にもとづいて引算器３１乃至加算器３
４の経路で計算されたレベル補正済みのレベルデ
ータ（Ｌ＋ｌ）_i及び周波数データω_ci，ω_niをバ
ツフアRAM１５に取り込む（RAM１５へ）。 「RAM１５へ」の処理を終えると、ｉ番目の
フオルマントに関する計算処理が終了するので、
「ｉ＝Ｎ？」へ移り、NOの場合は「ｉ＋１→ｉ」
を行なつて次のフオルマントを指定する。ｉの値
が変わり、次のフオルマントが指定されると再び
「_fi≧_０？」に戻り、前述と同様の処理を繰
返す。また、比較器２４による上記判断「_fi≦
ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２？」がYESとならないまま
次数 ｋが最大値Ｍに達したとき（ｋ＝Ｍ？がYESの
とき）も「ｉ＝Ｎ？」へ移り、次のフオルマント
を指定する。ｉの値が徐々に増加し、やがて「ｉ
＝Ｎ？」がYESとなると、全フオルマントに関
する計算が終了する。 第１０図に示す手順は、制御回路２６によつて
制御される。制御回路２６の内部は第１１図に示
すように構成されている。第１１図において、制
御回路２６は、フオルマントカウンタ１９（第８
図）の出力Ｘがフオルマントの合計数Ｎに達した
か否か（Ｘ＝Ｎは否か）を検出する検出器３７
と、ハーモニツクカウンタ２２（第８図）の出力
Ｙが最高倍音次数Ｍに達したか否か（Ｙ＝Ｍか否
か）を検出する検出器３８と、これら検出器３
７，３８の出力及び引算器２５からのサーチ命令
信号x₁及び比較器２４からの最近傍倍音検出信号
y₁及びキーオンパルスKONP及びステート信号
ST₁，ST₂，ST₃を遅延フリツプフロツプ４０，
４１，４２で１ビツトタイム遅延したものを夫々
入力したステート制御ロジツク３９とを含んでい
る。 ステート制御ロジツク３９は、入力される信号
x₁，y₁等に応じて第１２図に示す手順でステート
信号ST₁，ST₂，ST₃の状態を変え、状態の変化
に応じて倍音次数増加信号y₂、フオルマント次数
増加信号x₂、アドバンス信号Adv、計算終了信号
ENDを出力するようにロジツクが組まれてい
る。キーオンパルスKONPが与えられたとき、ス
テート制御ロジツク３９ではステート信号ST₁，
ST₂，ST₃を“000”にして、制御動作をスタート
する。この状態で、サーチ命令信号x₁が“１”で
あるか否かを調べる（x₁＝１？）。これにより、
第１０図における「_fi≧_０？」の判断が実行
される。YESのときは、最近傍倍音検出信号y₁が
“１”であるか否かを調べる（y₁＝１？）。「y₁＝
１？」がNOのときは「Ｙ＝Ｍ」が成立している
か否かを検出器３８の出力にもとづいて調べる。
前述のように、最初はＹ＝１にリセツトされるの
で「Ｙ＝Ｍ？」はNOであり、ステート信号
ST₁，ST₂，ST₃の状態を“101”に変えて倍音次
数増加信号y₂を発生し（y₂→“１”）、その後、ス
テート信号ST₁，ST₂，ST₃の状態を“000”に戻
す。 制御回路２６から出力される倍音次数増加信号
y₂はハーモニツクカウンタ２２（第８図）のカウ
ント入力に加わる。この信号Y₂が“１”になる
と、ハーモニツクカウンタ２２の内容Ｙが１カウ
ントアツプされ、Ｙによつて指定する倍音次数ｋ
を１つ上の値に増加する。例えば、最初に信号y₂
が“１”になるとＹ＝２となり、ｋ＝２すなわち
２次倍音周波数２_０に対応する倍音周波数ナン
バＣ(k)及び倍音中間周波数ナンバＣ（INTER）_k
がテーブル２１及び２２から読み出されるように
なる。これにより、比較器２４のＢ入力に加わる
Ｃ（INTER）_kの値が変わり、２次倍音周波数２
_０がフオルマント中心周波数_fiの最近傍であ
るか否かが比較される。 制御回路２６内のステート制御ロジツク３９で
は、比較器２４から出力される最近傍倍音検出信
号y₁が“１”となつたか否かを再び調べる。NO
の場合は、「Ｙ＝Ｍ」がNOであることを確認した
上で、再び倍音次数増加信号y₂を“１”にする。
ここれにより、ハーモニツクカウンタ２２（第８
図）の内容Ｙが更に１カウントアツプされ、倍音
次数ｋを１つ上の値（例えばｋ＝３）に増加す
る。 こうして、倍音次数増加信号y₂を繰返し発生し
て、ハーモニツクカウンタ２２の内容Ｙを順次カ
ウントアツプし、倍音次数ｋを初期値１から順
に、２，３，４……と増加していく。従つて、比
較器２４（第８図）では低次の倍音から順に前記
(6)式（第１０図の_fi≦ｋ_０＋（ｋ＋１）_０／２
？）が成 立するか否かを比較していく。ハーモニツクカウ
ンタ２２の出力Ｙが、フオルマント中心周波数
_fiに最も近い倍音周波数ｋ_０の次数ｋを指示し
ているとき、比較器２４の条件が成立し、最近傍
倍音検出信号y₁が“１”となる。 制御回路２６内のステート制御ロジツク３９で
は、信号y₁が“１”となつたことを確認した上で
（y₁＝１？がYES）、ステート信号ST₁，ST₂，
ST₃の状態を“001”に変え、アドバンス信号
Advを出力し（Adv→“１”）、その後ステート信
号ST₁，ST₂，ST₃の状態を“100”に変える。従
つて、アドバンス信号Advは、最近傍の倍音が検
出された１ビツトタイム後に発生され、その１ビ
ツトタイム後に消去される。すなわち、アドバン
ス信号Advはクロツクパルスφの１周期分の時間
だけ“１”となる。 アドバンス信号Advはアドレス発生器１４（第
６図、第９図）に供給される。第９図において、
アドレス発生器１４はフオルマントの最大数Ｎに
対応するモジユロＮのアドレスカウンタ４３とフ
リツプフロツプ４４を含んでいる。カウンタ４３
及びフリツプフロツプ４４はキーオンパルス
KONPによつてリセツトされる。従つて、パラメ
ータ計算回路１３（第８図）で計算処理を行なつ
ている間は該フリツプフロツプ４４はリセツト状
態となつており、その出力Ｑは“０”を保持して
いる。このフリツプフロツプ４４の出力“０”は
インバータ４５で反転され、該インバータ４５の
出力“１”が入力されたアンド回路４６を動作可
能にする。また、フリツプフロツプ４４の出力Ｑ
はリード／ライト制御信号Ｒ／Ｗとしてバツフア
RAM１５（第６図）のリード／ライト制御入力
に与えられる。このフリツプフロツプ４４の出力
Ｑすなわちリード／ライト制御信号Ｒ／Ｗが
“０”のときはバツフアRAM１５は書込みモード
に設定され、“１”のときに読み出しモードに設
定される。従つて、押鍵当初に、パラメータ計算
回路１３で計算処理が行なわれている間は、バツ
フアRAM１５は書込みモードに設定されてい
る。また、書込みモードのときはアンド回路４６
（第９図）が動作可能となつており、アドバンス
信号Advが該アンド回路４６を通過し、オア回路
４７を介してカウンタ４３のカウント入力に与え
られる。カウンタ４３の出力ADRSはバツフア
RAM１５（第６図）のアドレス入力に与えられ
る。 キーオンパルスKONPによつてリセツトされた
状態においては、アドレスカウンタ４３の出力
ADRSはアドレス０を指定している。従つて、最
初は、バツフアRAM１５のアドレス０にデータ
ω_ci，ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iが夫々書込まれる。アドバ
ンス信号Advが発生される直前、すなわち最近傍
倍音検出信号y₁が“１”となつたときは、フオル
マント中心周波数_fi（但しｉ＝１）の最近傍の
倍音周波数ｋ_０の次数ｋを示す出力Ｙがハーモ
ニツクカウンタ２２（第８図）から出力されてお
り、この最近傍倍音周波数ｋ_０を示すデータω
_ci及びこの最近傍倍音周波数ｋ_０とフオルマン
ト中心周波数_fiの差△に応じてレベル補正さ
れたレベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iがパラメータ計算回
路１３（第８図）から出力され、これらのデータ
ω_ci，（Ｌ＋ｌ）_i及びω_niがバツフアRAM１５のア
ドレス０の位置に書込まれている。アドバンス信
号Advの発生によつてアドレスカウンタ４３が１
カウントアツプされると、その出力ADRSによつ
てバツフアRAM１５の次のアドレス(1)が書込み
アドレスとして指定される。従つて、アドバンス
信号Advが発生する直前に、前のアドレス（０）
に書込まれた最近傍倍音周波数ｋ_０に関するデ
ータω_ci，（Ｌ＋ｌ）_i及びω_niが、前アドレス
（０）に保持される。 アドバンス信号Advを発生した後は、検出器３
７（第１１図）によつて「Ｘ＝Ｎ」が検出されて
いないことを確認した上で（第１２図の「Ｘ＝
Ｎ？」がNO）、ステート信号ST₁，ST₂，ST₃の
状態を“010”に変えて、フオルマント次数増加
信号x₂を発生する（x₂→“１”）。その後ステート
信号ST₁，ST₂，ST₃の状態を“000”に戻して
「x₁＝１？」の判断に戻る。 制御回路２６から出力されるフオルマント次数
増加信号x₂はフオルマントカウンタ１９（第８
図）のカウント入力に加わる。この信号x₂が
“１”になると、カウンタ１９の内容Ｘが１カウ
ントアツプされ、Ｘによつて指定するフオルマン
トの次数ｉを１つ上の値に増加する。例えば、最
初に信号x₂が“１”になつたときはカウンタ１９
の出力Ｘが「２」となり、ｉ＝２すなわち２番目
のフオルマントの中心周波数_f2に対応する周波
数ナンバＣ（_fi）とレベルデータＬ_i（dB）がテ
ーブル１８及び２０から読み出されるようにな
る。これにより、比較器２４（第８図）のＡ入力
に加わるＣ（_fi−_０）の値が変わり、２番目
（ｉ＝２）のフオルマントの中心周波数_f2の最
近傍の倍音周波数ｋ_０を検出するための比較が
なされるようになる。すなわち、前述と同様に、
「y₁＝１？」がYESとなるまですなわち最近傍倍
音検出信号y₁が発生されるまで、倍音次数増加信
号y₂を繰返し発生し（y₂→“１”）、ハーモニツク
カウンタ２２の内容Ｙを更に増加する。 最近傍倍音検出信号y₁が“１”となると、前述
と同様にアドバンス信号Advが発生され、アドレ
スカウンタ４３（第９図）が更に１カウントアツ
プされる。これにより、アドバンス信号Advによ
つて１アドレス進められる前のバツフアRAM１
５のアドレス（例えばアドレス１）に、ｉ＝２の
ときのフオルマント中心周波数_f2に最も近い倍
音周波数ｋ_０のデータω_ci，（Ｌ＋ｌ）_i，及びω
_niが取り込まれる。 以上のように、「Ｘ＝Ｎ？」がYESとなるま
で、フオルマント次数増加信号x2が繰返し発生
され（x₂→“１”）、各フオルマント毎に（ｉ＝
１，２，……Ｎ）、その中心周波数_fiに最も近
い倍音周波数ｋ_０が検出され、検出した倍音周
波数ｋ_０に対応するデータω_ci，（Ｌ＋ｌ）_i，ω
_niがバツフアRAM１５に順次取り込まれる。
尚、この例では、変調波に対応する周波数データ
ω_niとして押圧鍵の基本周波数を示すデータを用
いるので、このデータω_niはｉが変わつても変化
しない。 フオルマントカウンタ１９の出力Ｘがフオルマ
ントの最大数Ｎに達している状態で、アドバンス
信号Advが発生され、ステート信号ST₁〜ST₃の
状態が“100”となると、第１２図の「Ｘ＝
Ｎ？」はYESとなる。これにより、ステート信
号ST₁〜ST₃の状態が“110”に変えられ、計算終
了信号ENDがステート制御ロジツク３９から発
生される。（END→“１”）。その後、ステート信
号ST₁〜ST₃の状態が“111”に変わり、計算終了
信号ENDが消去され、計算処理を終える。 計算終了信号ENDはアドレス発生器１４のフ
リツプフロツプ４４（第９図）のセツト入力Ｓに
加えられる。これにより該フリツプフロツプ４４
がセツトされ、リード／ライト制御信号Ｒ／Ｗが
“１”となる。従つて、バツフアRAM１５は読み
出しモードに設定される。また、フリツプフロツ
プ４４の出力“１”がアンド回路４８（第９図）
に入力され、該アンド回路４８を介しクロツクパ
ルスφが選択され、オア回路４７を介してアドレ
スカウンタ４３のカウント入力に与えられる。他
方、インバータ４５の出力は“０”となり、アン
ド回路４６は動作不能となる。計算終了信号
ENDが発生するのは、すべてのフオルマントに
関するパラメータ（ω_ci，（Ｌ＋ｌ）_i，ω_ni）の計
算を終えたときであり、バツフアRAM１５の全
アドレスＮにそれらの計算結果が取り込まれてい
る。 ところで、「x₁＝１？」（第１２図）がNOのと
きは、直ちにアドバンス信号Advが発生される
（Adv→“１”）。このときは、引算器２５（第８
図）の出力（Ｂ≧Ａ）が“０”であり、ライン２
７の信号“０”によつてオアゲート群３５から出
力されるレベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iがすべて“１”
（レベル０）となる。従つて、レベル０を示すレ
ベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iが他のデータω_ci，ω_niと
共にバツフアRAM１５に取り込まれる。その
後、フオルマント次数増加信号x₂を発生して（x₂
→“１”）、次のフオルマントの中心周波数_fiを
示す周波数ナンバＣ（_fi）をテーブル１８から
読み出す。次数ｉが増加すると、中心周波数_fi
が高くなるので、やがて引算器２５の出力（Ｂ≧
Ａ）が“１”となり、サーチ命令信号x₁が“１”
となる。 また、最近傍の倍音周波数ｋ_０を検出するこ
とができないまま、ハーモニツクカウンタ２２の
出力Ｙが最大値Ｍに達すると、「Ｙ＝Ｍ？」（第１
２図）がYESとなり、アドバンス信号Advが発生
される（Adv→“１”）。最近傍倍音検出信号y₁が
発生されないまま（「y₁＝１？」がNO）、「Ｙ＝
Ｍ？」がYESとなつたとということは、フオル
マント中心周波数_fiが最高次（ｋ＝Ｍ）の倍音
周波数Ｍ_０よりもはるかに高いことを意味す
る。従従つてこのとき、引算器３１から絶対値回
路３２（第８図）を経て出力される周波数差△
を示すデータＣ（△_０）はかなり大きな値であ
り、フオルマント補正レベルテーブル３３から読
み出されるレベル補正量データｌ_i（dB）は無限
大の減衰量を示し、レベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iも無
限大の減衰量（レベル０）を示すオール“１”と
なる。従つて、アドバンス信号Advが発生するこ
とにより、バツフアRAM１５に最高次（ｋ＝
Ｍ）の倍音周波数Ｍ_０にもとづいて計算したデ
ータω_ci，（Ｌ＋ｌ）_i，ω_niが取り込まれるが、そ
のレベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iがレベル０を示すの
で、これに対応するフオルマントは事実上形成さ
れない。 次にFM演算回路１６における周波数変調演算
によるフオルマント合成について説明する。第９
図のアドレスカウンタ４３はモジユロＮであるの
で、フオルマントカウンタ１９（第８図）の出力
ＸがＮのときに発生されるアドバンス信号Adv
（Ｎ個目のアドバンス信号Adv）該がアドレスカ
ウンタ４３に与えらると、該カウンタ４３の出力
ADRSが初期値（アドレス０）に戻る。その直後
に発生される計算終了信号ENDによつてフリツ
プフロツプ４４（第９図）がセツトされ、読み出
しモード切換えられるので、バツフアRAM１５
ではアドレス０に記憶されているデータω_ci，ω
_ni，（Ｌ＋ｌ）_i（但しｉ＝１）から読み出しを始め
る。以後は、アンド回路４８及びオア回路４７
（第９図）を介して与えられるクロツクパルスφ
によつてアドレスカウンタ４３が順次カウンタア
ツプされるので、バツフアRAM１５のＮ個のア
ドレス（アドレス０からＮ―１）に記憶されてい
る各フオルマント（ｉ＝１，２，……Ｎ）のデー
タω_ci，ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iがクロツクパルスφに従
つて順次（ｉ＝１，２，……Ｎの順で）かつ繰返
し読み出される。すなわち、クロツクパルスφ
と、このクロツクパルスφに従つてバツフア
RAM１５からデータω_ci，ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iが時分
割的に読み出される各フオルマント（ｉ＝１，
２，３……Ｎ）とのタイミング関係を示すと第１
３図のようになる。 第６図において、バツフアRAM１５から時分
割的に読み出された各フオルマント（ｉ＝１，
２，３……Ｎ）に関する中心周波数データ（搬送
波データ）ω_ci及び押圧鍵の基本周波数データ
（変調波データ）ω_niは、アキユムレータ４９及
び５０に夫々入力され、同じ次数のもの同志が累
算される。アキユムレータ４９は加算器５１とク
ロツクパルスφによつてシフト制御されるＮステ
ージのシフトレジスタ５２とを有し、各フオルマ
ント（ｉ＝１，２，３……Ｎ）のデータω_ciを時
分割的に累算し得るようになつている。すなわ
ち、シフトレジスタ５２から出力される累算値
ｑ・ω_ciのタイミング（次数ｉ）とバツフアRAM
１５から加算器５１に与えられるデータω_ciのタ
イミング（次数ｉ）とは同期しており（同じｉで
ある）、同じ次数ｉのデータω_ciが繰返し加算さ
れてその累算値ｑ・ω_ciが各次数毎に時分割的に
出力される。ここで、ｑは繰返し加算の回数を示
す整数であり、１，２，３…というように時間経
過とともに変化する変数である。アキユムレータ
５０もアキユムレータ４９と同様に加算器とＮス
テージのシフトレジスタを含み、各次数ｉに対応
するデータω_niを時分割で累算して各々に対応す
る累算値ｑ・ω_niを時分割的に出力する。 周知のように、アキユムレータ４９及び５０は
位相角２πに対応する所定のモジユロを夫々も
ち、累算値ｑ・ω_ciあるいはｑ・ω_niがそのモジ
ユロ数に達する（あるいは越える）毎にそのモジ
ユロ数を引いた値まで該値ｑ・ω_ciあるいはｑ・
ω_niが減少する。従つて、累算値ｑ・ω_ciあるい
はｑ・ω_niは、各々の所定のモジユロ数を最大値
として増加を繰返す関数である。その繰返し周波
数は、データω_ciあるいはω_niによつて示された
フオルマント中心周波数_fiに最近傍の倍音周波
数ｋ_０あるいは押圧鍵の基本周波数_０に等し
い。 アキユムレータ５０から出力されたデータｑ・
ω_niは正弦数テーブル５３のアドレス入力に加わ
り、該データｑ・ω_niを位相角情報として正弦波
振幅値sin ｑ・ω_niを該テーブル５３から読み出
す。この正弦波振幅値sin ｑ・ω_niは前記(3)式の
変調波sin ω_niｔに相当する。テーブル５３か
ら読み出された変調波信号sin ｑ・ω_niは乗算器
５４に入力され、インデツクスROM５５（ROM
はリードオンリイメモリの略）から読み出された
変調指数Ｉ_iが乗算される。 インデツクスROM５５にはボイスセレクタ１
２からのボイスコードVCとアドレス発生器１４
（第９図のアドレスカウンタ４３）からのアドレ
ス信号ADRSとが入力されている。インデツクス
ROM５５には、ボイスセレクタ１２で選択可能
な各音色毎に（各固定フオルマント毎に）、Ｎ個
の（ｉ＝１，２，……Ｎ）フオルマントのスペク
トルエンベロープを設定する変調指数Ｉ_iを夫々
予じめ記憶している。インデツクスROM５５で
は、ボイスコードVCによつて所望の音色に対応
するＮ個のデータから成る１組の変調指数Ｉ_i
（但しｉ＝１，２，……Ｎ）を選択し、その中か
らアドレス信号ADRSに応じてバツフアRAM１
５の読み出しに同期して各次数ｉの（データω_c
ｉ，ω_ni，（Ｌ＋ｌ）_iと同じ次数ｉの）変調指数Ｉ
_iを時分割的に読み出す。従つて、乗算器５４で
は同じ次数ｉのもの同志が同期して乗算される。 加算器５６においては、アキユムレータ４９か
ら出力されたデータｑ・ω_ci（これは前記(3)式に
おける搬送波の位相角ω_ciｔに対応している）
と、乗算器５４から出力される変調波信号Ｉ_i
sin ｑ・ω_niとが加算される。加算器５６の出力
（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）は正弦波テーブル
５７のアドレス入力に与えられ、これを位相情報
として正弦波振幅値sin（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin
ｑ・ω_ni）を該テーブル５７から読み出す。とこ
ろで、この例では後段の計算の容易化のために正
弦波テーブル５７には正弦波振幅値を対数で表わ
したものが記憶されているものとする。従つて、
テーブル５７からは対数の正弦波振幅値log sin
（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）が読み出される。 こうして、正弦波テール５７からは、搬送波
（データω_ciによつて示されるフオルマント中心
周波数_fiに最近傍の倍音周波数ｋ_０をもつも
の）を変調波（データω_niによつて示される押圧
鍵の基本周波数_０をもつもの）によつて変調指
数Ｉ_iで周波数変調した信号sin（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i
sin ｑ・ω_ni）が対数表示形式で得られる。 加算器５８は、正弦波テーブル５７から出力さ
れた対数形式の周波数変調信号log sin（ｑ・ω_ci
＋Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）と対数形式の振幅係数log
Ａ_iとを加算することにより、振幅係数Ａ_iを周波
数変調信号sin（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）に
乗算するための回路である。対数同志の加算はリ
ニア値の乗算に相当するため、振幅係数Ａ_iの乗
算を簡単な構成の加算器５８によつて行なうこと
ができる。 エンベロープ発生器５９は、楽音信号の発音開
始時から消音時までに至る振幅エンベロープ信号
を各音色に対応して夫々予じめ記憶しており、ボ
イスセレクタ１２から与えられるボイスコード
VCによつて所望の音色に対応する振幅エンベロ
ープ信号が選択される。このエンベロープ発生器
５９内には読み出し制御回路を含んでおり、キー
オンパルスKONPが与えられたときに該読み出し
制御回路をトリガして、上記の如く選択された１
つの振幅エンベロープ信号を時間経過に伴つて読
み出す。このエンベロープ発生器５９から読み出
される振幅エンベロープ信号log Ｄ（ｔ）も対数
形式で表わされているものとする。 加算器６０は、バツフアRAM１５から時分割
的に読み出される各フオルマント（ｉ＝１，２…
…Ｎ）に対応するレベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iと振幅
エンベロープ信号log Ｄ（ｔ）とを加算し、各フ
オルマント（ｉ＝１，２，……Ｎ）に対応する対
数形式の振幅係数log Ａ_iを求める。レベルデー
タ（Ｌ＋ｌ）_iは減衰量を示しているので対数形式
で表わされている。従つて、加算器６０では、レ
ベル補正済みのフオルマントレベルデータに振幅
エンベロープ信号Ｄ（ｔ）を乗算すると同等の演
算が行なわれる。従つて、前記(2)式あるいは
（2′）式に示す振幅係数Ａと同等の振幅係数Ａ_i
（但しｉ＝１，２，……Ｎ）が対数表示形式（log
Ａ_i）で加算器６０から得られる。この加算器６
０から出力される振幅係数log Ａ_iが加算器５８
に与えられる。 こうして、フオルマント中心成分（ω_ci）の移
動量に対応するレベル補正のなされた振幅係数Ａ
_iによつてレベル制御された（すなわちレベル補
正された）周波数変調信号Ａ_i sin（ｑ・ω_ci＋
Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）が対数表示形式で加算器５８
から出力される。この対数表示形式の周波数変調
信号log Ａ_i sin（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）
は対数―リニア変換回路６１でリニア表示形式に
変換され、アキユムレータ６２に加えられる。 アキユムレータ６２は時分割的に与えられる各
フオルマント（ｉ＝１，２，……Ｎ）に関する周
波数変調信号Ａ_i sin（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin ｑ・
ω_ni）を波形振幅サンプリング時間毎に合計する
回路である。加算タイミングを示す信号ACCと
してクロツクパルスφがアキユムレータ６２に入
力されており、第１３図のACCの欄に示すよう
にクロツクパルスφの立下り時に、すなわち各フ
オルマント（ｉ＝１，２，３，……Ｎ）の時分割
タイムスロツトの中間タイミングにおいて、各フ
オルマントの周波数変調信号Ａ_i sin（ｑ・ω_ci
＋Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）を累算する。アキユムレー
タ６２の出力はレジスタ６３に入力される。レジ
スタ６３のロード制御信号LOADは、第１３図に
示すように、Ｎ番目のフオルマントの時分割タイ
ムスロツトの後半においてクロツクパルスφの立
下りよりやや遅れて発生する。このロード制御信
号LOADの立上り時にアキユムレータ６２の出力
をレジスタ６３に取り込む。また、アキユムレー
タ６２のクリア制御信号CLRは、第１３図に示
すように、ロード制御信号LOADと同時に発生す
るが、このクリア制御信号CLRの立下り時にア
キユムレータ６２がクリアされるものとする。従
つて、１番目（ｉ＝１）のフオルマントに対応す
る周波数変調信号（その瞬時の振幅値）Ａ_i sin
（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin ｑ・ω_ni）から順にＮ番目
（ｉ＝Ｎ）のものまでがすべてアキユムレータ６
２で加算されると、その加算結果がレジスタ６３
に取り込まれ、その直後にアキユムレータ６２の
内容がクリアされる。こうして、レジスタ６３か
らは１サンプリング時間における全フオルマント
（ｉ＝１，２……Ｎ）の周波数変調信号の合計振
幅値 が出力される。これは前記(3)式と等価である。レ
ジスタ６３の出力はデイジタル―アナログ変換路
６４でアナログ信号（前記(3)式の楽音信号ｅ
（ｔ）と同じもの）に変換され、サウンドシステ
ム６５を経由して楽音信号が発音される。 次に、前記「対策Ｉ」による改良を施す例につ
いて第１４図を参照して説明する。 第１４図において、メイン系列６６は第６図に
示した電子楽器と全く同一構成（鍵盤１０からサ
ウンドシステム６５に至る構成）を用いる。すな
わち、第６図の構成に対して第１４図のサブ系列
６７を追加することにより前記「対策Ｉ」による
改良が達成される。なお、「対策Ｉ」について再
度言及すると、第４図ａ及びｂに２点鎖線で示す
ように、フオルマント中心周波数_fiの最近傍の
倍音周波数ｋ_０の隣の倍音周波数（ｋ＋１）
_０または（ｋ−１）_０を中心成分としてもう１
つのフオルマントを形成することである。サブ系
列６７は、第４図ａまたはｂに２点鎖線で示すよ
うなもう１つのフオルマントを形成するためのも
のである。 サブ系列６７において、比較器６８のＡ入力に
はメイン系列６６内のパラメータ計算回路１３内
の引算器２５（第８図）から出力される周波数ナ
ンバ（Ｃ_fi−_０）が入力され、Ｂ入力には倍
音周波数ナンバテーブル２１（第８図）から出力
される倍音周波数ナンバＣ(k)が入力される。周波
数ナンバＣ（_fi−_０）は基本周波数_０を０
セントとしたときのフオルマント中心周波数_fi
のセント値を示し、倍音周波数ナンバＣ(k)は基本
周波数_０を０セントとしたときの倍音周波数ｋ
_０のセント値を示す。従つて、この比較器６８
においてフオルマント中心周波数_fiと倍音周波
数ｋ_０の高低が比較される。すなわち、_fi＝
ｋ_０のとき比較器６８の出力（Ａ＝Ｂ）が
“１”となり、_fi＞ｋ_０のとき（第４図ａに
該当するとき）比較器６８の出力（Ａ＞Ｂ）が
“１”となり、_fi＜ｋ_０のとき（第４図ｂに
該当するとき）比較器６８の出力（Ａ＜Ｂ）が
“１”となる。 他方、ハーモニツクカウンタ２２（第８図）の
出力Ｙが加算器６９及び引算器７０に加えられて
おり、加算器６９ではＹの値に対して１を加算
し、引算器７０ではＹの値から１を引算する。比
較器６８の出力（Ａ＞Ｂ）が“１”のときはセレ
クタ７１で加算器６９の出力（ｋ＋１）を選択
し、比較器６８の出力（Ａ＜Ｂ）が“１”のとき
はセレクタ７１で引算器７０の出力（ｋ−１）を
選択する。倍音周波数ナンバテーブル７２は第８
図の倍音周波数ナンバテーブル２１と同様に基本
周波数（１次倍音周波数）_０を０セントとした
ときの各倍音周波数のセント値を夫々記憶してお
り、セレクタ７１で選択されたデータ（ｋ＋１）
または（ｋ−１）に応じて倍音周波数ナンバＣ
（k′）を読み出す。_fi＞ｋ_０のとき（第４図ａ
のとき）はデータ（ｋ＋１）にもとづいて、ハー
モニツクカウンタ２２（第８図）の出力Ｙが示す
倍音次数ｋの１つ上の倍音周波数（ｋ＋１）_０
を示す倍音周波数ナンバＣ（k′）を読み出す。ま
た、_fi＜ｋ_０のとき（第４図ｂのとき）はデ
ータ（ｋ−１）にもとづいてＹが示す倍音次数ｋ
の１つ下の倍音周波数（ｋ−１）_０を示す倍音
周波数ナンバＣ（k′）を読み出す。 テーブル７２から読み出された倍音周波数ナン
バＣ（k′）は加算器７３に入力され、メイン系列
６６の周波数ナンバテーブル１７（第８図）から
与えられる押圧鍵の周波数ナンバＣ（_０）と加
算される。この加算器７３は第８図の加算器２８
と同様に、倍音周波数ナンバＣ（k′）を最低鍵
C2の周波数_C2を基準とするセント値に直すた
めのものである。加算器７３から出力された修正
済みのセント値から成る倍音周波数ナンバＣ
（k′_０）は周波数ナンバ変換回路７４に加えら
れ、通常の周波数に比較するデータω_c′_iに変換さ
れる。このデータω_c′_iは前記(4)式の第２項におけ
る搬送波の角周波数ω_c′_iに対応するものである。
また、変調波の角周波数に対応するデータω_n′_i
としては、メイン系列６６の周波数ナンンバ変換
回路３０（第８図）から与えられる押圧鍵の基本
周波数_０に対応するデータω_niを用いるものと
する。 また、メイン系列６６のフオルマントカウンタ
１９（第８図）の出力Ｘがフオルマント補強レベ
ルテーブル７５に入力されている。このテーブル
７５は各音色毎に、各フオルマント（ｉ＝１，
２，３……Ｎ）の補強レベル（第４図のレベル
l₀′を得るためのもの）を減衰量で予じめ記憶した
もで、ボイスコードVCに応じて１組（ｉ＝１，
２，……Ｎ）の補強レベルが選択され、その中か
ら出力Ｘに応じてｉ番目（ｉ＝１，２，……Ｎ）
のフオルマントの補強レベルデータL′_iが読み出
される。テーブル７５から読み出された補強レベ
ルデータL′_iはオアゲート群７６を通過してバツ
フアRAM７７に入力される。また、データω_n′_i
及びω_c′_iもバツフアRAM７７に入力される。 比較器６８の出力（Ａ＝Ｂ）が“１”のときは
オアゲート群７６内の全オア回路に“１”が入力
され、補強レベルデータL′_iが強制的にオール
“１”（最大減衰量すなわちレベル０）に設定され
る。これにより、_fi＝ｋ_０のときは、サブ系
列６７においてもう１つのフオルマント（第４図
の２点鎖線）は形成されない。 バツフアRAM７７には第６図のバツフアRAM
１５と同様にアドレス発生器１４から出力される
アドレス信号ADRSとリード／ライト制御信号
Ｒ／Ｗが与えられる。従つて、バツフアRAM７
７はメイン系列６６におけるバツフアRAM１５
（第６図）に完全に同期して書込み及び読み出し
が制御される。 読み出しモード時にバツフアRAM７７から読
み出された各データω_c′_i，ω_n′_i，L′_iはFM演算回
路７８に入力される。このFM演算回路７８はメ
イン系列６６のFM演算回路１６（第６図）と全
く同一構成であり、キーオンパルスKONP、ボイ
スコードVC、及びアドレス信号ADRSがメイン
系列６６から与えられる。従つて、FM演算回路
７８においては、前記(4)式の第２項に相当する周
波数変調演算 を実行し、これにより第４図ａまたはｂに２点鎖
線で示すもう１つのフオルマントが合成される。
FM演算回路７８の出力信号e′（ｔ）はメイン系
列６６に加えられ、該メイン系列６６で実行され
た前記(4)式の第１項に相当する周波数変調演算の
結果 とミキシングされた後、サウンドシステム６５
（第６図）に供給される。 次に、前記「対策」による改良を施す例につ
いて第１５図を参照して説明する。 第１５図は第６図及び第８図の実施例の変更部
分のみを抽出して示す図であり、その他の部分は
第６図、第８図、第９図に示すものと全く同一の
ものを用いるものとする。すなわち、前述の第６
図及び第８図の実施例において、第１５図に示す
変更を施すことにより前記「対策」による改良
が達成される。ここで「「対策」について再度
言及すると、フオルマント中心周波数_fiとその
最近傍の倍音周波数ｋ_０との差△に応じて変
調指数Ｉ_iを制御することにより、第５図ａ及び
ｂに破線で示すように△が増す程フオルマント
のスペクトルエンベロープを平担にすることであ
る。 この「対策」を実現する場合、第８図に示す
パラメータ計算回路１３において、フオルマント
補正レベルテーブル３３及び加算器３４を除去
し、フオルマントレベルテーブル２０から読み出
したレベルデータＬ_i（dB）をオアゲート群３５
に直接入力する。従つて、FM演算回路１６（第
６図）で利用するレベルデータ（Ｌ＋ｌ）_iはレベ
ル補正されていないデータすなわちＬ_i（dB）と
同じデータである。また、第６図のインデツクス
ROM５５と乗算器５４との間に第１５図に示す
ように修正回路７９を設けると共に、インデツク
ス修正テーブル８０を設ける。パラメータ計算回
路１３内の絶対値回路３２（第８図）から出力さ
れる周波数差データＣ（△）をインデツクス修
正テーブル８０にアドレス入力する。 インデツクス修正テーブル８０には、フオルマ
ント中心周波数_fiからの周波数ずれ△と変調
指数修正値Ｓとの関係を予じめ記憶しておき、周
波数差データＣ（△）に応じて変調指数修正値
Ｓを読み出す。この修正値Ｓは修正回路７９に入
力され、インデツクスROM５５から読み出され
た変調指数Ｉ_iの値を修正する。修正回路７９は
乗算器あるいは加算器によつて構成するとよい。
周波数ずれ△が大きくなる程、変調指数Ｉ_iが
大きな値SI_iになるよう修正されるものとする。
修正回路７９で修正された変調指数SI_iは乗算器
５４で変調波sin ｑ・ω_niに乗算される。 以上の構成により、FM演算回路１６（第６
図）における演算において搬送波（ω_ci）として
用いる倍音周波数ｋ_０と本来のフオルマント中
心周波数_fiとのずれ△が大きくなる程、該演
算において用いる変調指数SI_iの値を大きくし、
その結果得られるフオルマントのスペクトルエン
ベロープを第５図ａ，ｂに示すように平担にす
る。これにより「対策」によるレベル補正の目
的を達成することができる。 次に、パラメータ計算回路１３（第６図、第８
図）の代わりにパラメータROM８１を用いてこ
の発明の目的を達成するようにした実施例につい
て第１６図を参照して説明する。 パラメータROM８１は、フオルマント合成の
ための周波数変調演算に必要な１組（ｉ＝１，
２，……Ｎ）のパラメータ（搬送波の周波数を示
すデータω_ci、変調波の周波数を示すデータω_n
ｉ、変調指数Ｉ_i、レベルデータＬ_i）を鍵盤８２
の各鍵毎にかつボイスセレクタ８３で選択可能な
各音色（各固定フオルマント）毎に夫々予じめ記
憶したリードオンリイメモリ（ROM）から成
る。１つのデータω_ci，ω_ni，Ｉ_i、あるいはＬ_iを
１ワードとすると、１つのフオルマントのための
パラメータ（ω_ci，ω_ni，Ｉ_i、及びＬ_i）は４ワー
ドから成り、１つの鍵に対応する１組（ｉ＝１，
２，３……Ｎ）のパラメータ（ω_ci，ω_ni，Ｉ_i及
びＬ_i）は４・Ｎワードから成る。鍵盤８２の全
鍵数をＲ個とし、ボイスセレクタ８３で選択可能
な音色数をＴとすると、パラメータROM８１に
要求される容量は、４・Ｎ・Ｒ・Ｔワードであ
る。ここで、１個の固定フオルマントを構成する
フオルマントの数Ｎを８とし、鍵盤８２の全鍵数
Ｒを25鍵とし、音色数Ｔを４音色とすると、４・
Ｎ・Ｒ・Ｔ＝４×８×25×４＝3200ワードとな
る。 パラメータROM８１の記憶フオーマツトの一
例を第４表に示す。音色数は、音色TA，TB，
TC，TDから成る４音色とし、鍵数は鍵F₃から
F₅までの25鍵とし、フオルマント数はＮ＝８で
あるとしている。パラメータROM８１は、各音
色TA，TB，TC，TDに対応する４つの大エリア
を具え、各大エリアは鍵F₃乃至F₅に対応する25
個の中エリアから成り、各中エリアは１組のフオ
ルマントの各次数ｉ＝１，２，……８に対応する
８個の小エリアから成る。そして、各小エリアに
はそのフオルマントを合成するための４つのパラ
メータω_ci，ω_ni，Ｉ_i，Ｌ_iを示すデータω_ci，ω_n
ｉ，I₁，L₁……が夫々記憶されている。

【表】 搬送波の周波数データω_ciとしてパラメータ
ROM８１の各小エリアに記憶されるデータω_c
１，ω_c2，ω_c3，……は、その音色（TA，TB，
TC，またはTD）を実現するための固定フオルマ
ントにおけるｉ番目（ｉ＝１，２……８）のフオ
ルマント中心周波数_fi（すなわち_fi，_f2ω，
……_f8）に最も近い倍音周波数Ｋ_０（これは
鍵F₃……F₅によつて夫々異なる）を示すデータ
である。変調波の周波数データω_niとして記憶さ
れるデータω_n1，ω_n2，……は、一般的には、そ
の鍵（F₃……F₅）の基本周波数_０を示すデータ
である。変調指数Ｉ_iを示すデータI₁，I₂，……
は、その音色（TA，TB，TCまたはTD）を実現
するための固定フオルマントにおけるｉ番目（ｉ
＝１，２，……８）のフオルマントのスペクトル
エンベロープを設定する変調指数である。ここ
で、前記「対策」と同様と変調指数Ｉ_iの制御
によつてレベル補正を行なう場合は、本来のフオ
ルマント中心周波数_fiと搬送波（ω_ci）との周
波数ずれ△に応じた修正Ｓを本来の変調指数に
対して施した値SI_iを変調指数Ｉ_iを示すデータ
I₁，I₂……として夫々予じめ記憶するものとす
る。レベルデータＬ_iは、その音色（TA，TB，
TC，またはTD）を実現するための固定フオルマ
ントにおけるｉ番目（ｉ＝１，２，……８）のフ
オルマントのレベル（L₁，L₂……）を示すデー
タである。ここで、前記第６図の実施例と同様に
振幅レベルの補正によつてこの発明に係るレベル
補正を行なう場合は、本来のフオルマント中心周
波数_fiと搬送波（ω_ci）との周波数ずれ△に
応じたレベル補正量ｌ_iによつて本来のレベルＬ_i
を補正したデータ（第８図のレベルデータ（Ｌ＋
ｌ）_iに相当するデータ）をレベルデータL₁，L₂，
L₃……として夫々予じめ記憶するものとする。 ボイスセレクタ８３からパラメータROM８１
の大エリアアドレス入力AD₁に入力されるボイス
コードVCによつて所望の１つの音色（TA，
TB，TCまたはTD）に対応する１つの大エリア
が選択される。押鍵検出回路８４は鍵盤８２で押
圧されている鍵を検出し、該押圧鍵を示すキーコ
ードKCとキーオン信号KONを発生する。キーコ
ードKCはパラメータROM８１の中エリアアドレ
ス入力AD₂に加えられ、押圧鍵に対応する１つの
中エリアを前記ボイスコードVCによつて選択さ
れた大エリアの中から選択する。フオルマントカ
ウンタ８５はフオルマント数Ｎに対応するモジユ
ロＮ＝８をもち、クロツクパルスφによつてカウ
ントアツプされる。このカウント出力はフオルマ
ント番号指定コードiCとしてパラメータROM８
１の小エリアアドレス入力AD₃に入力され、前記
ボイスコードVC及びキーコードKCによつて特定
された１つの中エリア内の各小エリアからフオル
マント（ｉ＝１，２，……８）のデータω_ci，ω
_ni，Ｉ_i，Ｌ_iを時分割的に読み出す。各フオルマ
ント（ｉ＝１，２，……８）の時分割タイミング
は前記第１３図のｉと同様である（但しＮ＝
８）。 FM演算回路８６は、第６図のFM演算回路１
６と同様に、パラメータROM８１から時分割的
に読み出された各フオルマント（ｉ＝１，２，…
…８）の演算パラメータデータω_ci，ω_ni，Ｉ_i，
Ｌ_iにもとづいて前記(3)式に示すような周波数変
調演算を行なう。すなわち、データω_ciは加算器
８７及び８（＝Ｎ）ステージのシフトレジスタ８
８から成るアキユムレータにおいて同じ次数のも
の同志が時分割的に累算され、搬送波の位相角デ
ータｑ・ω_ciが得られる。また、データω_niは加
算器８９及び８（＝Ｎ）ステージのシフトレジス
タ９０から成るアキユムレータにおいて同じ次数
のものが同志が時分割的に累算され、変調波の位
相角データｑ・ω_niが得られる。この位相角デー
タｑ・ω_niに対応して正弦波テーブル９１か変調
波振幅データsin ｑ・ω_niが読み出される。乗算
器９２では変調波振幅データsin ｇ・ω_niに対し
てパラメータROM８１から読み出された変調指
数Ｉ_iが乗算され、Ｉ_i sin ｑ・ω_niが得られ
る。加算器９３では、搬送波の位相角データｑ・
ω_ciに対して変調波振幅データＩ_i sin ｑ・ω_ni
が加算され、その出力によつて正弦波テーブル９
４から周波数変調信号sin（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin
ｑ・ω_ni）が読み出される。正弦波テーブル９４
から読み出された周波数変調信号は乗算器９５に
与えられ、振幅係数Ａ_iが乗算される。 他方、押鍵検出回路８４から出力されたキーオ
ン信号KONがエンベロープ発生器９６に与られ
楽音信号の発音開始時から消音時に至るまでの振
幅エンベロープを示す信号Ｄ（ｔ）が鍵押圧に対
応して発生される。乗算器９７においては、パラ
メータROM８１から読み出された各フオルマン
トのレベルデータＬ_iと振幅エンベロープ信号Ｄ
（ｔ）とが乗算され、周波数変調信号の振幅係数
Ａ_iが求められる。 乗算器９５から時分割出力された各フオルマン
トの周波数変調信号Ａ_i sin（ｑ・ω_ci＋Ｉ_i sin
ｑ・ω_ni）はアキユムレータ９８で合計され、レ
ジスタ９９に取り込まれる。アキユムレータ９８
の加算タイミング信号ACCとしてクロツクパル
スφが用いられ、第１３図と同様に発生されるク
リア制御信号CLRによつて最後の（ｉ＝Ｎ＝８
の）フオルマントの時分割タイミングの終わりに
クリアされる。また、レジスタ９９のロード制御
信号LOADは第１３図と同様に、最後の（ｉ＝Ｎ
＝８の）フオルマントの時分割タイミングの後半
で発生され、アキユムレータ９８がクリアされる
直前にその加算結果を取り込む。こうして、レジ
スタ９９からは、前記(3)式と同等の周波数変調信
号 が得られる。このレジスタ９９の出力はデイジタ
ル―アナログ変換器１００でアナログ信号に変換
され、サウンドシステム１０１を介して楽音信号
が発音される。 尚、上記各実施例では単音式電子楽器を想定し
てこの発明を説明しているが、複音式電子楽器に
もこの発明を適用することができるのは勿論であ
る。また、周波数変調演算によつてフオルマント
合成を行なうためのFM演算回路１６，７８，８
６では最も基本的な周波数変調演算を行なうもの
として実施例では説明されているが、これに限ら
ず、周波数変調演算を含む複雑な演算（例えば多
項あるいは多重の周波数変調あるいは周波数変調
と振幅変調を組合せたもの等）によつてフオルマ
ント合成を行なうようにしてもよい。 また、上記実施例では、周波数変調によつて固
定フオルマントを実現するものにおいてこの発明
を適用した例が示されているが、それ以外の方式
によつて最近傍の倍音周波数を中心成分として固
定フオルマントを実現するもの（例えば高調波合
成方式）においてもこの発明に係るレベル補正を
適用することができる。また、基本周波数_０を
指定する手段は鍵盤に限らず、その他適宜のもの
を用いてもよい。 以上説明したようにこの発明によれば、フオル
マント中心周波数をその最近傍の倍音周波数に移
動してフオルマント合成する電子楽器において、
中心成分の周波数ずれによつて生じる信号レベル
のずれを適正に補正するようにしたので、中心成
分が本来の位置から移動することによつて生じる
音質の劣化を改善することができるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本来の固定フオルマントのスペクトル
エンベロープとその中心周波数を最近傍の倍音周
波数に移動したときのスペクトルエンベロープの
一例を示す図。第２図はこの発明によるフオルマ
ントのレベル補正を模式的に説明するためのスペ
クトルエンベロープ図。第３図はフオルマントの
中心周波数をその最近傍の倍音周波数に移動した
ときにその隣の倍音周波数成分のレベルに誤差が
生じることを示すスペクトルエンベロープ図。第
４図、第３図に示す誤差を解消するための１つ解
決策としてもう１つのフオルマントを形成するこ
とを示すスペクトルエンベロープ図。第５図は第
３図に示す誤差を解消するためのもう１つの解決
策として変調指数を制御してスペクトルエンベロ
ープの形状を制御することを示すスペクトルエン
ベロープ図。第６図はこの発明に係る楽音合成装
置の一実施例を示す全体構成ブロツク図。第７図
は固定フオルマントの典型例をスペクトルエンベ
ロープによつて示す図。第８図は第６図のパラメ
ータ計算回路の詳細例を示すブロツク図。第９図
は第６図のアドレス発生器の詳細例を示すブロツ
ク図。第１０図は第８図のパラメータ計算回路の
動作手順の概略を示すフローチヤート。第１１図
は第８図の制御回路の構成を示すブロツク図。第
１２図は第１１図のステート制御ロジツクの動作
を示すフローチヤート。第１３図は第６図のFM
演算回路内における時分割的な演算タイミングを
説明するためのタイミングチヤート。第１４図は
この発明の別の実施例すなわち第４図に示す解決
策を実現する実施例の要部を示すブロツク図。第
１５図はこの発明の更に別の実施例すなわち第５
図に示す解決策を実現する実施例の要部を示すブ
ロツク図。第１６図はこの発明の更に他の実施例
を示す電子楽器全体構成ブロツク図。 １０，８２……鍵盤、１１，８４……押鍵検出
回路、１２，８３……ボイスセレクタ、１３……
パラメータ計算回路、１４……アドレス発生器、
１５，７７……バツフアRAM、１６，７８，８
６……フオルマント合成のための周波数変調
（FM）演算回路、２４……フオルマント中心周
波数と倍音中間周波数とを比較する比較器、３１
……フオルマント中心周波数からの周波数ずれを
求める引算器、３３……フオルマント補正レベル
テーブル、３４……レベル補正のための加算器、
６７……サブ系列（サブフオルマント合成手
段）、７９……変調指数を制御するための修正回
路、８０……インデツクス修正テーブル、８１…
…パラメータROM。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 押鍵等によつて指定された基本周波数の倍音
   成分を含む楽音信号を所望の固定フオルマントに
   従つて合成する楽音合成装置であつて、 指定された基本周波数の倍音周波数のうち固定
   フオルマント中心周波数の近傍の倍音周波数を中
   心成分とするフオルマントに従つて楽音信号を合
   成するフオルマント合成手段と、 前記固定フオルマント中心周波数と前記中心成
   分とした前記倍音周波数との周波数差を求める手
   段と、 この差に応じてレベル補正データを出力する手
   段と、 前記フオルマント合成手段で合成するフオルマ
   ントの少なくとも中心の周波数のレベルが前記固
   定フオルマントにおける該周波数のレベルに対応
   するように、該フオルマント合成手段において合
   成する楽音信号のレベルを前記レベル補正データ
   に応じて制御するレベル制御手段と を具えることを特徴とする楽音合成装置。 ２ 前記フオルマント合成手段は、指定された基
   本周波数の倍音周波数のうち前記固定フオルマン
   ト中心周波数の近傍の倍音周波数を検出する手段
   と、検出した倍音周波数を搬送波とし、前記基本
   周波数またはその何倍音かを変調波とする周波数
   変調によつて該倍音周波数を中心成分とするフオ
   ルマントを形成する周波数変調手段とを含み、該
   周波数変調手段によつて得た周波数変調信号を成
   分とする楽音信号を合成するものである特許請求
   の範囲第１項記載の楽音合成装置。 ３ 前記近傍の倍音周波数を検出する手段は、指
   定された基本周波数の各倍音周波数の中間に位置
   する周波数を示す中間周波数データを夫々発生す
   る手段と、 各中間周波数データと前記固定フオルマント中
   心周波数を示すデータとを夫々比較して、該固定
   フオルマント中心周波数を挾む位置にある隣合う
   中間周波数を探し出し、この隣合う中間周波数に
   挟まれる位置にある倍音周波数を前記最近傍の倍
   音周波数として検出する手段と から成るものである特許請求の範囲第２項記載
   の楽音合成装置。 ４ 前記レベル制御手段は、前記レベル補正デー
   タに応じて前記フオルマント合成手段において合
   成する楽音信号の振幅係数を制御することにより
   該楽音信号のレベルを制御するものである特許請
   求の範囲第１項記載の楽音合成装置。 ５ 前記フオルマント合成手段は、指定された基
   本周波数の倍音周波数のうち前記固定フオルマン
   ト中心周波数の近傍の倍音周波数を検出する手段
   と、検出した倍音周波数を搬送波とし、前記基本
   周波数またはその何倍音かを変調波とする周波数
   変調によつて該倍音周波数を中心成分とするフオ
   ルマントを形成する周波数変調手段とを含み、該
   周波数変調手段によつて得た周波数変調信号を成
   分とする楽音信号を合成するものであり、 前記レベル制御手段は、前記レベル補正データ
   に応じて前記周波数変調手段における変調指数を
   制御することにより、前記フオルマント合成手段
   で合成する前記楽音信号のレベルを制御するもの
   である特許請求の範囲第１項記載の楽音合成装
   置。 ６ 押鍵等によつて指定された基本周波数の倍音
   成分を含む楽音信号を所望の固定フオルマントに
   従つて合成する楽音合成装置であつて、 指定された基本周波数の倍音周波数のうち固定
   フオルマント中心周波数の近傍の第１の倍音周波
   数を検出する手段と、 この第１の倍音周波数を中心成分とするメイン
   フオルマントに従つて第１の楽音成分を合成する
   メインフオルマント合成手段と、 前記固定フオルマント中心周波数と前記第１の
   倍音周波数との周波数差を求める手段と、 この差に応じてレベル補正データを出力する手
   段と、 前記メインフオルマントの少なくとも中心の周
   波数のレベルが前記固定フオルマントにおける該
   周波数のレベルに対応するように、前記メインフ
   オルマント合成手段において合成する第１の楽音
   成分のレベルを前記レベル補正データに応じて制
   御するレベル制御手段と、 前記固定フオルマント中心周波数を挟んで前記
   第１の倍音周波数の隣に位置する第２の倍音周波
   数を検出する手段と、 前記メインフオルマントの周辺帯域のレベルが
   前記固定フオルマントにおける対応する帯域のレ
   ベルに近づくよう補正するサブフオルマントを前
   記第２の倍音周波数を中心成分にして形成し、こ
   のサブフオルマントに従つて第２の楽音成分を合
   成するサブフオルマント合成手段と を具え、前記第１の楽音成分と第２の楽音成分
   とを含む楽音信号を合成することを特徴とする楽
   音合成装置。 ７ 指定された音高における基本周波数の倍音成
   分を含む楽音信号を所望の固定フオルマントに従
   つて合成する楽音合成装置であつて、 合成すべき楽音信号の基本周波数である音高を
   指定する音高指定手段と、 固定フオルマント中心周波数の最近傍の倍音周
   波数を示すデータ及び該固定フオルマント中心周
   波数と最近傍倍音周波数とのずれに応じたレベル
   制御データを、前記音高指定手段で指定可能な各
   音高に対応して予め記憶し、該音高指定手段で指
   定された音高に応じて該データが読み出される記
   憶手段と、 該記憶手段から読み出された最近傍倍音周波数
   データによつて示された周波数を中心とするフオ
   ルマントに従つて楽音信号を合成するフオルマン
   ト合成手段と、 前記フオルマント合成手段で合成するフオルマ
   ントの少なくとも中心の周波数のレベルが前記固
   定フオルマントにおける該周波数のレベルに対応
   するように、該フオルマント合成手段において合
   成する楽音信号のレベルを前記記憶手段から読み
   出されたレベル制御データに応じて制御するレベ
   ル制御手段と を具える楽音合成装置。 ８ 前記フオルマント合成手段が、前記最近傍倍
   音周波数データによつて示された周波数を搬送波
   周波数とし、指定された音高における基本周波数
   を変調波周波数として周波数変調を実行すること
   により該搬送波周波数を中心成分とするフオルマ
   ントを形成する周波数変調演算手段を含み、該周
   波数変調演算手段によつて得た周波数変調信号を
   成分とする楽音信号を合成するものであり、 前記レベル制御手段が、前記レベル制御データ
   によつて前記周波数変調演算手段における振幅係
   数または変調指数を制御するものである特許請求
   の範囲第７項記載の楽音合成装置。