JPS62267604A - Temperature compensating circuit for semiconductor transducer - Google Patents
Temperature compensating circuit for semiconductor transducerInfo
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Abstract
Description
〔産業上の利用分野〕
〔従来の技術〕
従来、半導体変換器として、半導体ピエゾ抵抗素子を用
いた圧力変換器がよく知られている。該ピエゾ抵抗素子
のケージ率は一般に負の温度系数を示し、該ピエゾ抵抗
素子を含むブリッジ回路からなる変換器の圧力・電気変
換感度は周囲温度の上昇に伴ない低下する。この感度低
下を補償する集積化レベルの温度補償回路として、従来
(1)バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ間
順方向宵圧vBEの負の温度系数を利用し、電源電圧か
らVBIに比例した電圧を差しひくことによりブリッジ
励起電圧を温間上昇に対して直線的に増大させるように
した温度補償回路(信学技報ED80−20 )。
(2)MR密度の異なるバイポーラ・トランジスタのベ
ース・エミッタ間雷圧の差ΔvBεが絶対温度に比例す
る(アイ・イー・イー・イー・ジャーナル・オプ・ソリ
ッド・ステート・サーキツツ(I EEE J、 5
olid−8tate C1rcuits ) 6巻、
1971年、2〜7ページ)ことを利用して、ブリッジ
励起電圧に正の温度係数を与えるようにした温度補償回
路(センサーズ アンド アクチ、z−タ(Senso
ra and Actuators) 4巻、1983
年、63〜69ページ)等が報告されている。上記の2
例にはいずれもバイポーラ集積技術が用いられている。
しかしながら、集積化変換器の目標は多機能化、インテ
リジェント化にあり。
これらの目標を実決する集積回路技術と[Industrial Field of Application] [Prior Art] Pressure transducers using semiconductor piezoresistive elements are well known as semiconductor transducers. The cage factor of the piezoresistive element generally exhibits a negative temperature coefficient, and the pressure-to-electricity conversion sensitivity of a converter made of a bridge circuit including the piezoresistive element decreases as the ambient temperature rises. Conventionally, a temperature compensation circuit at an integrated level that compensates for this decrease in sensitivity utilizes the negative temperature coefficient of the base-emitter forward pressure vBE of a bipolar transistor to convert a voltage proportional to VBI from the power supply voltage. A temperature compensation circuit (IEICE Technical Report ED80-20) in which the bridge excitation voltage is increased linearly with respect to warm temperature rise by subtraction. (2) The base-emitter lightning pressure difference ΔvBε of bipolar transistors with different MR densities is proportional to the absolute temperature (IEEJ Journal of Solid State Circuits (IEEJ, 5)
solid-8tate C1rcuits) 6 volumes,
1971, pp. 2-7), we developed a temperature compensation circuit (Sensors and Acti, z-ta) that gave a positive temperature coefficient to the bridge excitation voltage.
ra and Actuators) Volume 4, 1983
2013, pp. 63-69). 2 above
Both examples use bipolar integration technology. However, the goal of integrated converters is to make them multifunctional and intelligent. Integrated circuit technology and
【うては、バイ
ポーラ技術よシもMO8技術の方が優れている。すなわ
ち、将来の集積化変換器には、半導体検知素子とP+−
基板上に、単に温度補償機能のみでなく、増幅機能、マ
ルチプレックス機能、チップ内での演算処理機能、コン
ピュータとのディジタルインターフェースを可能にする
A/Df換及びディジタル信号処理機能等を塔載するこ
とが要求される。これらの要求には、スイッチト午ヤパ
シタ回路、アナログ・スイッチ、A/D変換マイクロ・
プロセッサ等を含むアナログ・ディジタル混載回路の分
野で実績があシ、バイポーラ技術に比べ、低消費笥、力
化と大規模集積化が可能なMO8集積回路技術が適して
いる。
しかしながら、周知の集積化温度補償回路の回路構成は
、いずれもバイポーラ集積化を前提としており、根本的
にMO8集積化プロセスに適合し得ないものであった。
上記問題点を解決するために、MO8集積化に適した幅
数を備えた温度補償回路(特願昭59−187633号
)が考えられた。第4図にこの温度袖す回路の構成を示
す。図において100はピエゾ抵抗素子1. 2. 3
. 4から成るブリッジ回路、5は基準電圧発生回路、
6は演薯増幅器、7は抵抗、8は抵抗7よシも大きな正
の:IA度係数を有すする感温拡散抵抗である。この回
路では、抵抗7と感温拡散抵抗8とが、演算増幅器6の
出力常圧の一部を反転側入力端子に戻す負帰還ループを
形成している。演算増幅器6をも含めた回路としては、
基準電圧発生回路5の出力電圧知対する反転形回路にな
っておυ、該演算増幅器6の出力電圧でブリッジ回路1
00が励起される構成になっている。
このような回路の構成によれば、ブリッジ回路100の
励起電圧に感温拡散抵抗8の温度係数に基づく正の温度
勾配を与えることができるので、ピエゾ抵抗係数の負の
温度係数に基づくブリッジ回路100の圧カー電気変換
感KO負の温度係数を感温拡散抵抗8の正の温度係数で
補償することができる。
第4図の回路に使用される基準電圧発生回路5は、工/
ハンスメント形MO8FETとデブリーシッン形MO8
FETのスレッシ1ルド電圧の差を検出する回路方式(
アイ・イー・イー・イー・ジャーナル・オプ・ソリッド
・ステート・サーキy ッ(I EEE J、 5
olid−8tate C1rcuits)13巻、1
978年、767〜774ページ)を用いることにより
〜108集積化プロセスで製造町−能であり、これとM
O8演算増幅器、感温拡散抵抗、拡散形ピエゾ抵抗素子
を同一半導体基板上に一体化することによりM OS集
積化された温度補償回路が構成される。
〔発明が解決しようとする問題点1
以上、MO8集積化に適した温度補償回路の従来例につ
いて述べた。しかしながら、第4図の回路には、感温拡
散抵抗8が温度係数の高次項(主として2次項)を含む
ため、広い温度範囲にわたる感度補償が難しいという欠
点があった。
また、感温拡散抵抗を用いない感度補償回路はいずれも
バイポーラ製造プロセスを前提としておシ、その回路構
成をMO8製造プロセスで実現することは不可能であっ
た。
以上のように、従来の半導体変換器の温度補償回路には
、広い温度範囲にわたって感度温度補償を達成でき、か
つMO8集積化に適したものがなかった。
ることにある。
〔問題点を解決するための手段〕
本発明の半導体変換器の温度補償回路の構成は、各コレ
クタ及び各ベースがそれぞれ共通接続されたバイポーラ
トランジスタ対と、このトランジスタ対のベース・エミ
ッタ間電圧の差をもとに出力電圧の温度係数を設定する
抵抗回路網及び演算増幅器から成る温度係数設定回路と
、この温度係数設定回路の出力電圧により駆動され少な
くとも一辺に検知素子を含むブリッジ回路とを備えたこ
とを特徴とする。
本発明の半導体変換器の温度補償回路は、温度係数設定
回路の出力が増幅されてブリッジ回路に供給されるよう
に構成することもできる。
〔実施例〕
以下、実施例により本発明の詳細な説明する。
第1図は、本発明の一実施例を示すu略図である。図に
おいて、100は第4図に示したと同じくピエゾ抵抗素
子1,2,3.4から成るブリッジ回路、200は、コ
レクタ及びベースが共通接続された一対のバイポーラト
ランジスタ21.22、抵抗31,32.33及び演算
増幅器20から成る温度係数設定回路でメジ、演算増幅
回路20の出力電圧でブリッジ回路100が励起される
構成になっている。
本実施例におけるバイポーラトランジスタ対21.22
のコレクタ及びベースはそれぞれ共通接続されて電源電
圧供給端子23及び演算増幅器20の出力端子24に導
びかれておシ、エミッタはそれぞれ抵抗33及び抵抗3
1.32を介して接地端子に導びかれている。一方、演
算増幅器20の反転入力端子25はトランジスタ21の
エミッタに、非反転入力端子26はバイポーラトランジ
スタ22のエミッタに接続された抵抗31と抵抗32の
中間点に、それぞれ接続されている。
次に本実施例における温度係数設定回路200よυ供給
されるブリッジ励起電圧Vexcの温度特性について説
明する。第1図の回路において、トランジスタ21及び
22のベース−エミッタ間電圧をVbe1及びVbe□
、っレクタ電流を11及び工2とし、抵抗31.32.
33の抵抗値を1も1゜R2,R3とする。このとき、
演算増幅器20の反転入力端子25ば、′仮想ショート
“によp、非反転入力端子26と等電位になるので、演
算増幅回路の出力端子24に得られるブリッジ励起電圧
Vexcは次のようになる。
VeXC=Vbel +I 1・R3=Vbe1+I
21 a。
ここで
であるから、次式が得られる。
上式において、JVbeはVbe1とVbe2の差でに
:ボルツマン定数
T:絶対温度
q:電子の電荷
IJ:トランジスタ21の飽和電流
I °)ランジスタ22の飽和電流
S2 ・
で表わされるから、JVbeけ次式で表される。
上式において、右辺第1項のベース−エミッタ間電圧V
be 1は常温で0.5〜0.7 Vであり、−2,0
mV/’C程度の負の温度係数をもっている。また、右
辺第2項は絶対温度に比例するものであって、その比例
定数(K/ Q ) ・(Rz/R1)pnc (R2
/R3) (IS2/Is t) 〕に従う正の温度係
数をもつ。
したがって、回路定数(R2/R1) 、 (Rz/R
i )及びIs2/Is1の設定により、ブリッジ駆動
電圧Vexcに感度温度補償に必要な所望の正の温度係
数を付与することができる。
本実施例における回路構成上の大きな特徴は、バイポー
ラトランジスタ21および22のコレクタが電源1゛圧
供給端子23に共通接続されている点にある。バイポー
ラトランジスタを用いた従来の温度補償回路では、コレ
クタが電源電圧供給端子あるいけ接地端子等のコモン端
子に接続されるようには構成されておらず、そのような
トランジスタをMO8製造プロセスで実現することは不
可これに対して、本実施例に用いられるトランジスタ2
1及び22ば、コレクタが共通でよいので、第2図の断
面図に示すように、CMO8集積回路を形成するだめの
n型半導体基板34をコレクタ、p−ウェル領域35を
ベース、nチャネルトランジスタのンース・ドレイン領
域を形成するためのn十領域36をエミッタとする縦型
バイポーラトランジスタとして辿常のCMO8製造プロ
セスで実現できる。
まだ、本実施例で利用したベース−エミッタ間電圧Vb
e及びVbeの差ΔVbeの温度係数はともに高次項を
含まないので、感温拡散抵抗を用いた第4図の温度補償
回路に比べ、広い温度範囲にわたるg度温度補償が可能
になる。
したがって、本実施伊1によれば、広い温度範囲にわた
って感1を温度補償を達成でき、かつM OS集積化に
適した優れた半導体変換器の温度補償回路が実現される
。
上記実施例では、トランジスタ21のベース−エミッタ
間電、圧Vbe1と抵抗33の電圧降下工1・R,(=
I、・1t2)の和を演算する演算増幅器20の出力電
圧をブリッジ駆動電圧Vexcとしたが、該増幅器20
の出力♂′圧(電流、)を増幅してブリッジ駆動電圧V
excとすることは、半導体変換器の高感度化及び安定
化にとって有用である。そのような温度補償回路の一例
を第3図に示す。
第3図rt、この発明の第2の更施例を示す図で、ブリ
ッジ回路100と温度係数設定回路200は第1図と同
一構成であるが、これらのI′Pi1に演算増幅器40
と抵抗41及び42から成るブリッジ駆動回路300が
付加された構成になっている。該ブリッジ駆動回路30
0において、演算増幅器4゜の非反転入力4子46は温
度係数設定回路200の出力と接続されており、該増幅
器4oの反転入力端子45と接地端子間に抵抗41が、
反転入力端子45と出力端子44間に抵抗42がそれぞ
れ接続されている。そして、該演算増幅器4oの出力宵
、圧でブリッジ回路100が励起される構成になってい
る。
本実施例における抵抗41と抵抗42ば、演算増幅器4
0の出力電圧の一部を反転側入力端子に戻すいわゆる負
帰還ループを形成しておシ、演算増幅器40も含めた回
路としては、温度係数設定回路200の出力電圧に対す
る非反転型増幅回路を構成している。したがって、いま
抵抗41及び抵抗42の抵抗値をR11及びR12とす
ると、演算増幅器4oの出力電圧すなわちブリッジ回路
】00に供給される励起電圧Vexcは次式で表わされ
る。
RR2kT R2l5
vexC=(]十wK)・(Vbe1+π丁・]「en
π1r11)上式から明らかなように、本実施例によれ
ば、前記第1の実施例と同様、温度係数設定回路200
の(R2/R1) 、 (R2/R3)及びIs2/I
s1の設定により右辺第2項の温度係数を所望の値に設
定できる上、ブリッジ駆動回路300の抵抗42と抵抗
41の抵抗比(R12/all)の設定にょυ励起電圧
Vexcの大きさを所望の値に設定できるので、感度の
温度補償と感度調整を同時に達成することが可能な優れ
た半導体変換器の温度補償回路が得られる。
上記実施例では、ブリッジ駆動回路300を演算増幅器
40による非反転型増幅回路としたが、これは単なる一
例であって、ブリッジ駆動回路には反転型増幅回路、差
動増幅回路、ボルテージフォロア回路等、演算増幅器を
用いた種々の回路構成が使用可能である。
また、上記2実施例では、ピエゾ抵抗素子が主Kp型で
ありs n型半導体基板(p−ウェル0MO8製造プ
ロセス)が使用される関係上、バイポーラトランジスタ
をn−p−n型としたが、n型半導体基板(n−ウェル
CMO8夷造プロセス)が使用される場合にも、p−n
−p型バイポーラトランジスタを用いて同様な回路が実
現可能である。
以上、ピエゾ抵抗素子を用いた圧力変換器の場。
合を説明したが、本発明は圧力変換器のみならず、検知
対象の変化に応答して抵抗vL変化を示す半導体検知素
子を用いる半導体変換器の温度補償回路に広く適用でき
る。
〔発明の効果〕
以上のように本発明によれば、上記従来技術の欠点がこ
とごとく解消され、MO8集積化に適した極めて有用な
温度補償回路が実現される。本発明による温度補償回路
は半導体変換器のマイクロコンピュータとの組合せによ
るインテリジェント化に寄与し、その効果は大きいもの
である。[Well, MO8 technology is superior to bipolar technology. That is, future integrated converters will include semiconductor sensing elements and P+-
The board is equipped with not only a temperature compensation function, but also an amplification function, a multiplex function, an arithmetic processing function within the chip, an A/Df conversion function that enables a digital interface with a computer, a digital signal processing function, etc. This is required. These requirements include switched output circuits, analog switches, and A/D conversion microcontrollers.
MO8 integrated circuit technology, which has a proven track record in the field of analog-digital mixed circuits including processors, is more suitable than bipolar technology because it has lower consumption, more power, and can be integrated on a larger scale. However, the circuit configurations of known integrated temperature compensation circuits are all based on bipolar integration, and are fundamentally incompatible with the MO8 integration process. In order to solve the above-mentioned problems, a temperature compensation circuit (Japanese Patent Application No. 187633/1982) was devised which has a width suitable for MO8 integration. FIG. 4 shows the configuration of this temperature control circuit. In the figure, 100 is a piezoresistive element 1. 2. 3
.. 4 is a bridge circuit, 5 is a reference voltage generation circuit,
6 is an amplifier, 7 is a resistor, and 8 is a temperature-sensitive diffused resistor having a larger positive IA coefficient than resistor 7. In this circuit, the resistor 7 and the temperature-sensitive diffused resistor 8 form a negative feedback loop that returns part of the normal pressure output from the operational amplifier 6 to the inverting input terminal. As a circuit including the operational amplifier 6,
The output voltage of the reference voltage generation circuit 5 is an inverting circuit, and the output voltage of the operational amplifier 6 is used as the bridge circuit 1.
00 is excited. According to such a circuit configuration, a positive temperature gradient based on the temperature coefficient of the temperature-sensitive diffused resistor 8 can be given to the excitation voltage of the bridge circuit 100, so that a bridge circuit based on the negative temperature coefficient of the piezoresistance coefficient can be applied. The negative temperature coefficient of the 100 piezoelectric conversion sensor KO can be compensated for by the positive temperature coefficient of the temperature-sensitive diffused resistor 8. The reference voltage generating circuit 5 used in the circuit of FIG.
Hanging type MO8FET and Debris type MO8
Circuit method for detecting the difference in threshold voltage of FET (
IEEJ Journal of Solid State Research (IEEJ, 5
solid-8tate C1rcuits) Volume 13, 1
978, pp. 767-774) by using the ~108 integration process, and this and M
A MOS-integrated temperature compensation circuit is constructed by integrating an O8 operational amplifier, a temperature-sensitive diffused resistor, and a diffused piezoresistive element on the same semiconductor substrate. [Problem 1 to be Solved by the Invention Above, a conventional example of a temperature compensation circuit suitable for MO8 integration has been described. However, the circuit of FIG. 4 has the disadvantage that sensitivity compensation over a wide temperature range is difficult because the temperature-sensitive diffused resistor 8 includes a high-order term (mainly a quadratic term) of the temperature coefficient. Furthermore, all sensitivity compensation circuits that do not use temperature-sensitive diffused resistors are based on a bipolar manufacturing process, and it has been impossible to realize the circuit configuration using the MO8 manufacturing process. As described above, there is no conventional temperature compensation circuit for semiconductor converters that can achieve sensitivity temperature compensation over a wide temperature range and is suitable for MO8 integration. There are many things. [Means for solving the problem] The structure of the temperature compensation circuit of the semiconductor converter of the present invention includes a pair of bipolar transistors whose respective collectors and bases are connected in common, and a voltage between the base and emitter of this transistor pair. A temperature coefficient setting circuit consisting of a resistor network and an operational amplifier that sets the temperature coefficient of the output voltage based on the difference, and a bridge circuit driven by the output voltage of the temperature coefficient setting circuit and including a sensing element on at least one side. It is characterized by: The temperature compensation circuit of the semiconductor converter of the present invention can also be configured such that the output of the temperature coefficient setting circuit is amplified and supplied to the bridge circuit. [Example] Hereinafter, the present invention will be explained in detail with reference to Examples. FIG. 1 is a schematic diagram showing one embodiment of the present invention. In the figure, 100 is a bridge circuit consisting of piezoresistive elements 1, 2, 3.4 as shown in FIG. .33 and an operational amplifier 20, the bridge circuit 100 is excited by the output voltage of the operational amplifier circuit 20. Bipolar transistor pair 21.22 in this example
The collector and base of are connected in common and led to the power supply voltage supply terminal 23 and the output terminal 24 of the operational amplifier 20, and the emitters are connected to a resistor 33 and a resistor 3, respectively.
1.32 to the ground terminal. On the other hand, the inverting input terminal 25 of the operational amplifier 20 is connected to the emitter of the transistor 21, and the non-inverting input terminal 26 is connected to the midpoint between the resistors 31 and 32, which are connected to the emitter of the bipolar transistor 22. Next, the temperature characteristics of the bridge excitation voltage Vexc supplied by the temperature coefficient setting circuit 200 in this embodiment will be explained. In the circuit of FIG. 1, the base-emitter voltages of transistors 21 and 22 are set to Vbe1 and Vbe□.
, the collector current is 11 and the resistor is 2, and the resistance is 31.32.
Let the resistance values of 33 be 1°R2 and R3. At this time,
Since the inverting input terminal 25 of the operational amplifier 20 has the same potential as the non-inverting input terminal 26 due to a 'virtual short circuit', the bridge excitation voltage Vexc obtained at the output terminal 24 of the operational amplifier circuit is as follows. .VeXC=Vbel+I 1・R3=Vbe1+I
21 a. Here, the following equation is obtained. In the above equation, JVbe is expressed as the difference between Vbe1 and Vbe2: Boltzmann constant T: Absolute temperature q: Electron charge IJ: Saturation current of transistor 21 I°) Saturation current of transistor 22 S2 ・ Since JVbe is expressed as follows: Expressed by the formula. In the above equation, the first term on the right side is the base-emitter voltage V
be 1 is 0.5 to 0.7 V at room temperature, -2,0
It has a negative temperature coefficient of about mV/'C. Furthermore, the second term on the right side is proportional to the absolute temperature, and its proportionality constant (K/Q) ・(Rz/R1)pnc (R2
/R3) (IS2/Ist) ]. Therefore, the circuit constants (R2/R1), (Rz/R
i) and Is2/Is1, it is possible to give the bridge drive voltage Vexc a desired positive temperature coefficient necessary for sensitivity temperature compensation. A major feature of the circuit configuration of this embodiment is that the collectors of bipolar transistors 21 and 22 are commonly connected to a power supply 1' voltage supply terminal 23. Conventional temperature compensation circuits using bipolar transistors are not configured so that the collector is connected to a common terminal such as a power supply voltage supply terminal or a ground terminal, and such a transistor is realized using the MO8 manufacturing process. On the other hand, the transistor 2 used in this embodiment
1 and 22 may have a common collector, so as shown in the cross-sectional view of FIG. A vertical bipolar transistor having the n+ region 36 for forming the source and drain regions as an emitter can be realized by a conventional CMO8 manufacturing process. The base-emitter voltage Vb used in this example is still
Since both the temperature coefficients of the difference ΔVbe between e and Vbe do not include high-order terms, it is possible to perform g-degree temperature compensation over a wider temperature range than in the temperature compensation circuit of FIG. 4 using a temperature-sensitive diffused resistor. Therefore, according to the first embodiment, an excellent temperature compensation circuit for a semiconductor converter is realized which can achieve temperature compensation over a wide temperature range and is suitable for MOS integration. In the above embodiment, the base-emitter voltage of the transistor 21, the voltage Vbe1, and the voltage drop of the resistor 33, 1·R, (=
The output voltage of the operational amplifier 20 that calculates the sum of I, 1t2) is taken as the bridge drive voltage Vexc.
Amplify the output ♂′ pressure (current, ) to obtain the bridge drive voltage V
Setting it as exc is useful for increasing the sensitivity and stabilizing the semiconductor converter. An example of such a temperature compensation circuit is shown in FIG. FIG. 3 rt is a diagram showing a second modified embodiment of the present invention, in which the bridge circuit 100 and the temperature coefficient setting circuit 200 have the same configuration as in FIG. 1, but an operational amplifier 40 is added to these I'Pi1.
A bridge drive circuit 300 consisting of resistors 41 and 42 is added. The bridge drive circuit 30
0, the non-inverting input quadruple 46 of the operational amplifier 4o is connected to the output of the temperature coefficient setting circuit 200, and a resistor 41 is connected between the inverting input terminal 45 of the amplifier 4o and the ground terminal.
A resistor 42 is connected between the inverting input terminal 45 and the output terminal 44, respectively. The bridge circuit 100 is configured to be excited by the output voltage of the operational amplifier 4o. In this embodiment, the resistor 41 and the resistor 42 are connected to the operational amplifier 4.
A so-called negative feedback loop is formed in which a part of the output voltage of 0 is returned to the inverting input terminal, and the circuit including the operational amplifier 40 is a non-inverting amplifier circuit for the output voltage of the temperature coefficient setting circuit 200. It consists of Therefore, assuming that the resistance values of the resistor 41 and the resistor 42 are R11 and R12, the output voltage of the operational amplifier 4o, that is, the excitation voltage Vexc supplied to the bridge circuit 00 is expressed by the following equation. RR2kT R2l5 vexC=(]10wK)・(Vbe1+πd・]”en
π1r11) As is clear from the above equation, according to this embodiment, as in the first embodiment, the temperature coefficient setting circuit 200
(R2/R1), (R2/R3) and Is2/I
By setting s1, the temperature coefficient in the second term on the right side can be set to a desired value, and the magnitude of the excitation voltage Vexc can be set to a desired value by setting the resistance ratio (R12/all) between the resistor 42 and the resistor 41 of the bridge drive circuit 300. Therefore, an excellent temperature compensation circuit for a semiconductor converter can be obtained that can simultaneously achieve temperature compensation of sensitivity and sensitivity adjustment. In the above embodiment, the bridge drive circuit 300 is a non-inverting amplifier circuit using the operational amplifier 40, but this is just an example, and the bridge drive circuit includes an inverting amplifier circuit, a differential amplifier circuit, a voltage follower circuit, etc. , various circuit configurations using operational amplifiers can be used. In addition, in the above two embodiments, the piezoresistive element is mainly of the Kp type and the bipolar transistor is of the n-p-n type because the n-type semiconductor substrate (p-well 0MO8 manufacturing process) is used. Even when an n-type semiconductor substrate (n-well CMO8 manufacturing process) is used, p-n
A similar circuit can be realized using -p-type bipolar transistors. The above is the case for pressure transducers using piezoresistive elements. However, the present invention is widely applicable not only to pressure transducers but also to temperature compensation circuits for semiconductor transducers that use semiconductor sensing elements that exhibit a change in resistance vL in response to changes in a sensing target. [Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, all the drawbacks of the above-mentioned prior art are eliminated, and an extremely useful temperature compensation circuit suitable for MO8 integration is realized. The temperature compensation circuit according to the present invention contributes to making a semiconductor converter intelligent by combining it with a microcomputer, and its effects are significant.
第1図はこの発明の一実施例を示す回路図、第2図は本
実施例の構成要素であるバイポーラトランジスタの構造
の一例を示す模式的断面図、第3図はこの発明の第2の
実施例を示す回路図、第4図は半導体変換器の温度補償
回路の従来例の回路図である。
1〜4・・・・・・ピエゾ抵抗素子、5・・団・基st
圧発生回路、6.20.40・・・・・・演算増幅器、
7゜3]、32.33,41.42・・・・・・抵抗、
8・・・・・・感温拡散抵抗、21.22・・・・・・
バイポーラトランジスタ、23・・・・・・電圧供給端
子、24.44・旧・・出力端子、25.45.46・
・川・反・転入刃端子、26・・・・・・非反転入力端
子、34・・・・・・n型半導体基板、35・・・・・
・p−ウェル領域、36・・・・・・n+領領域100
・・・・・・ブリッジ回路、200・・・・・・温度係
数設定回路、300・・・・・・ブリッジ駆動回路。
半1回
¥−2ヅ
v3現
¥4−回FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a schematic cross-sectional view showing an example of the structure of a bipolar transistor which is a component of this embodiment, and FIG. 3 is a second embodiment of the present invention. FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional example of a temperature compensation circuit for a semiconductor converter. 1 to 4...Piezoresistance element, 5...Group/base st
Pressure generation circuit, 6.20.40... operational amplifier,
7゜3], 32.33, 41.42...Resistance,
8... Temperature-sensitive diffusion resistance, 21.22...
Bipolar transistor, 23... Voltage supply terminal, 24.44. Old... Output terminal, 25.45.46.
・River/reverse/reverse input terminal, 26...Non-inverting input terminal, 34...N-type semiconductor substrate, 35...
・p-well region, 36...n+ region 100
...Bridge circuit, 200 ... Temperature coefficient setting circuit, 300 ... Bridge drive circuit. Half a time ¥-2ㅅv3 current ¥4-times
Claims (1)
バイポーラトランジスタ対と、このトランジスタ対のベ
ースと各エミッタ間電圧の差をもとに出力電圧の湿度係
数を設定し抵抗回路網及び演算増幅器から成る温度係数
設定回路と、この温度係数設定回路の出力電圧により駆
動され少なくとも一辺に検知素子を含むブリッジ回路と
を備えたことを特徴とする半導体変換器の温度補償回路
。 2)温度係数設定回路の出力が増幅されてブリッジ回路
に供給される特許請求の範囲第1項記載の半導体変換器
の温度補償回路。[Claims] 1) A resistor circuit comprising a bipolar transistor pair in which each collector and each base are connected in common, and a humidity coefficient of the output voltage is set based on the difference in voltage between the base of this transistor pair and each emitter. 1. A temperature compensation circuit for a semiconductor converter, comprising: a temperature coefficient setting circuit comprising a network and an operational amplifier; and a bridge circuit driven by the output voltage of the temperature coefficient setting circuit and including a sensing element on at least one side. 2) A temperature compensation circuit for a semiconductor converter according to claim 1, wherein the output of the temperature coefficient setting circuit is amplified and supplied to the bridge circuit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11217286A JPS62267604A (en) | 1986-05-15 | 1986-05-15 | Temperature compensating circuit for semiconductor transducer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11217286A JPS62267604A (en) | 1986-05-15 | 1986-05-15 | Temperature compensating circuit for semiconductor transducer |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62267604A true JPS62267604A (en) | 1987-11-20 |
Family
ID=14580048
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11217286A Pending JPS62267604A (en) | 1986-05-15 | 1986-05-15 | Temperature compensating circuit for semiconductor transducer |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62267604A (en) |
-
1986
- 1986-05-15 JP JP11217286A patent/JPS62267604A/en active Pending
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