JPS6225293B2 - - Google Patents
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- JPS6225293B2 JPS6225293B2 JP55039403A JP3940380A JPS6225293B2 JP S6225293 B2 JPS6225293 B2 JP S6225293B2 JP 55039403 A JP55039403 A JP 55039403A JP 3940380 A JP3940380 A JP 3940380A JP S6225293 B2 JPS6225293 B2 JP S6225293B2
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- H03M1/08—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise
- H03M1/0863—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise of switching transients, e.g. glitches
- H03M1/0872—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise of switching transients, e.g. glitches by disabling changes in the output during the transitions, e.g. by holding or latching
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- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はデイジタル―アナログ変換装置のグリ
ツチ防止回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a glitch prevention circuit for a digital-to-analog converter.
デイジタル―アナログ変換装置においては、デ
イジタル信号が例えば「0,1,1,…1」から
「1,0,0,…0」に変化する場合、あるいは
「1,0,0,…0」から「0,1,1…1」に
変化する場合に、アナログ信号レベルが一時的に
「0,0,0…0」のレベルまで低下する現象、
所謂グリツチを生じることが知られている。この
グリツチの発生原因としては、デイジタル信号の
立上りと立下りの時間差があげられる。一般的に
デイジタル―アナログ変換装置の入力側に接続さ
れるデイジタル素子は、立上り及び立下りの時間
が有限であり、通常、立上り時間より立上り時間
の方が速い。このため信号がレベルの中点を上下
する場合において、例えば「1,0,0,…0」
から小さい値に変化する場合、本来「0,1,
1,…1」になる信号がその途中において一時的
に「0,0,0,…0」の状態を生じる。このた
めアナログ出力は、中点より1/2n−1(但しnはビ
ツト数)レベルだけ下がるはずの信号が一時的に
零点まで下がつてしまう。このような現象すなわ
ちグリツチは、「0,1,1…1」から「1,
0,0…0」になる時にも同様に生じる。また、
上記グリツチは、MSB(最上位ビツト)が切換
わる時が最も大きく、次いで「MSB―1」ビツ
トが切換わる時はその1/2であり、下位ビツト程
その影響は少ない。更に、聴覚上グリツチが問題
となるのは出力レベルが小の場合で、特に中心レ
ベルに出力レベルが収束する場合に大きな雑音が
生ずる。 In a digital-to-analog conversion device, when a digital signal changes from "0, 1, 1, ... 1" to "1, 0, 0, ... 0", or from "1, 0, 0, ... 0", A phenomenon in which the analog signal level temporarily drops to the level of "0, 0, 0... 0" when changing to "0, 1, 1... 1",
It is known that so-called glitches occur. The cause of this glitch is the time difference between the rise and fall of the digital signal. In general, a digital element connected to the input side of a digital-to-analog converter has a finite rise and fall time, and the rise time is usually faster than the rise time. For this reason, when the signal goes up and down the midpoint of the level, for example, "1, 0, 0,...0"
When changing from to a small value, it is originally “0, 1,
A signal that becomes "1, . . . 1" temporarily causes a state of "0, 0, 0, . . . 0" on the way. For this reason, the analog output signal, which should be lower than the midpoint by 1/2 n -1 (where n is the number of bits), temporarily drops to the zero point. This kind of phenomenon, or glitch, changes from "0, 1, 1...1" to "1,
0,0...0'' occurs similarly. Also,
The above-mentioned glitch is the largest when the MSB (most significant bit) switches, and is half as large when the "MSB-1" bit switches, and the lower the bit, the less its influence. Furthermore, glitches become an auditory problem when the output level is small, and especially when the output level converges to a central level, large noises occur.
しかして、上記グリツチの影響を除くため、従
来では第1図に示すようにD/A(デイジタル―
アナログ)変換装置1の出力側にサンプルホール
ド回路2を設け、D/A変換装置1の出力が定常
状態になつたときアナログ信号を出力するように
している。上記サンプルホールド回路2は、2段
の演算増幅器3,4間にスイツチング素子5を接
続すると共にその信号ラインと接地間にコンデン
サ6を設けた構成とし、D/A変換装置1の出力
が定常状態になつた時にサンプリングパルスによ
りスイツチング素子5を閉成駆動してコンデンサ
6にアナログ信号を保持するようにしている。第
2図は上記グリツチの除去動作を示すもので、同
図aはD/A変換装置1の出力信号波形、同図b
はサンプリングパルス、同図cはサンプルホール
ド回路2の出力波形を示している。このように
D/A変換装置1から出力されるグリツチを含む
アナログ信号を、サンプルホールド回路2におい
てサンプリングすることにより、第2図cに示す
ようにグリツチを除去することができる。 However, in order to eliminate the influence of the glitch, conventionally, as shown in Fig. 1, a D/A (digital
A sample hold circuit 2 is provided on the output side of the D/A converter 1 to output an analog signal when the output of the D/A converter 1 reaches a steady state. The sample and hold circuit 2 has a configuration in which a switching element 5 is connected between two stages of operational amplifiers 3 and 4, and a capacitor 6 is provided between the signal line and the ground, so that the output of the D/A converter 1 is in a steady state. When the analog signal reaches the capacitor 6, the switching element 5 is driven to close by the sampling pulse, and the analog signal is held in the capacitor 6. FIG. 2 shows the glitch removal operation described above, in which a shows the output signal waveform of the D/A converter 1, and b shows the output signal waveform of the D/A converter 1.
1 shows a sampling pulse, and c in the same figure shows an output waveform of the sample and hold circuit 2. By sampling the glitch-containing analog signal output from the D/A converter 1 in the sample-and-hold circuit 2 in this manner, glitches can be removed as shown in FIG. 2c.
しかしながら、上記従来のようにサンプルホー
ルド回路2を用いてグリツチの除去を行うもので
は、演算増幅器3,4等を必要とするので、回路
構成が複雑化すると共に非常に高価になる等の問
題がある。また、サンプリングパルスを用いてス
イツチング素子5をオン・オフ制御しなければな
らないので、この点からも構成が複雑になる。更
に、サンプルホールド回路2にも、フイルドスル
ー現象あるいはドループ現象を生ずることがあ
り、種々問題点があつた。 However, in the above-mentioned conventional method for removing glitches using the sample and hold circuit 2, operational amplifiers 3, 4, etc. are required, resulting in problems such as a complicated circuit configuration and a very high cost. be. Furthermore, since the switching element 5 must be controlled on and off using sampling pulses, the configuration becomes complicated from this point as well. Furthermore, the sample-and-hold circuit 2 may also cause a field-through phenomenon or a droop phenomenon, resulting in various problems.
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、簡
単な構成で確実にグリツチの発生を防止し得るデ
イジタル―アナログ変換装置のグリツチ防止回路
を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and it is an object of the present invention to provide a glitch prevention circuit for a digital-to-analog converter that can reliably prevent the occurrence of glitches with a simple configuration.
以下図面を参照して本発明の一実施例を説明す
る。第3図において11は出力ビツト数が例えば
12ビツトのデイジタル信号出力装置で、そのデイ
ジタル信号は全ビツトがそれぞれ例えば信号の立
下りに対して遅延動作を行うインバータ回路12
及び通常の信号反転動作を行うインバータ回路1
3を介してD/A(デイジタル/アナログ)変換
装置14へ送られる。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In Figure 3, 11 indicates the number of output bits, for example.
This is a 12-bit digital signal output device, and all the bits of the digital signal are connected to an inverter circuit 12 that performs a delay operation, for example, with respect to the falling edge of the signal.
and an inverter circuit 1 that performs normal signal inversion operation.
3 to a D/A (digital/analog) converter 14.
上記1段目のインバータ回路12は、各入力ビ
ツトに対応して設けられるインバータが第4図に
示すようにC―MOSトランジスタ(相補形MOS
トランジスタ)12a,12bによつて構成さ
れ、その電源端子に可変抵抗15が共通に設けら
れる。この第4図に示すC―MOSインバータ
は、入力信号INが第5図aに示すように、“1”
から“0”に立下つた場合にMOSトランジスタ
12aがオン状態、MOSトランジスタ12bが
オフ状態となる。この結果、回路の静電容量によ
つて形成されるコンデンサCに対し、トランジス
タ12aを介して充電が開始されるが、その充電
回路に可変抵抗15が直列に介在されているので
充電時定数が大きく、その充電に時間がかかる。
このため出力信号OUTの立上りが第5図bに示
すように遅延するようになる。また、入力信号が
“0”から“1”に立上つた場合は、トランジス
タ12aがオフ状態、トランジスタ12bがオン
状態となり、コンデンサCの充電電荷がトランジ
スタ12bを介して放電する。この場合、放電経
路にはトランジスタ12bのみが介在されるだけ
であり、放電時定数が非常に小さく、コンデンサ
Cの放電は瞬時に行われる。この結果、出力信号
OUTの立下りは遅延せず、入力信号INに対応し
たものとなる。このように第4図に示すC―
MOSインバータは、入力信号が与えられた場
合、その立下りに対しては遅延した出力動作を行
い、立上りに対しては入力に比例した出力動作を
行う。 In the first stage inverter circuit 12, the inverters provided corresponding to each input bit are C-MOS transistors (complementary MOS transistors) as shown in FIG.
A variable resistor 15 is commonly provided at the power supply terminals of the transistors 12a and 12b. The C-MOS inverter shown in FIG. 4 has an input signal IN of "1" as shown in FIG. 5a.
When the voltage falls from zero to "0", the MOS transistor 12a is turned on and the MOS transistor 12b is turned off. As a result, charging of the capacitor C formed by the capacitance of the circuit is started via the transistor 12a, but since the variable resistor 15 is interposed in series in the charging circuit, the charging time constant is It's big and takes a long time to charge.
Therefore, the rise of the output signal OUT is delayed as shown in FIG. 5b. Further, when the input signal rises from "0" to "1", the transistor 12a is turned off and the transistor 12b is turned on, and the charge in the capacitor C is discharged via the transistor 12b. In this case, only the transistor 12b is interposed in the discharge path, the discharge time constant is very small, and the capacitor C is discharged instantaneously. As a result, the output signal
The falling edge of OUT is not delayed and corresponds to the input signal IN. In this way, C-
When an input signal is applied to the MOS inverter, the MOS inverter performs a delayed output operation when the input signal falls, and performs an output operation proportional to the input when the input signal rises.
次に上記のように構成された本発明の動作を説
明する。デイジタル信号出力装置11から出力さ
れるデイジタル信号は、立上り時間より立下り時
間の方が速く、グリツチ発生の原因となるが、そ
の信号伝送ラインに立上りと立下りの応答時間が
異なるインバータ回路12を介在することによつ
て、D/A変換装置14へ入力端においてはデイ
ジタル信号の立上り時間と立下り時間が等しくな
り、グリツチの発生が防止される。今例えばデイ
ジタル信号出力装置11から出力されるデイジタ
ル信号が第6図のa点において「1,0,0,…
0」から「0,1,1,…1」に変化したとする
と、すなわち第6図aに示す最上位ビツトMSB
が“1”から“0”、第6図bに示す他の2〜
LSB(最下位ビツト)が“0”から“1”に変化
したとすると、最上位ビツトMSBは他のビツト
2〜LSBが未だ“0”レベルの状態にある時に立
下りを完了し、“0”レベルとなる。この結果、
デイジタル信号出力装置11の出力が一時的に
「0,0,0,…0」の状態となる。しかし、最
上位ビツトMSBは、インバータ回路12で第6
図cに示すように反転と同時に遅延される。この
場合、インバータ回路12における遅延時間は、
デイジタル信号出力装置11から出力される信号
の立上り時間に一致するように、予め可変抵抗1
5によつて調整しておく。また一方、上記デイジ
タル信号出力装置11から出力される2〜LSBの
ビツトは、“0”から“1”に立上る場合は第6
図dに示すようにインバータ回路12で遅延する
ことなく反転される。この結果、インバータ回路
12から出力されるデイジタル信号は、最上位ビ
ツトMSBの立上り時間と他の2〜LSBのビツト
の立下り時間とが一致するようになる。そして、
インバータ12の出力はインバータ回路13で反
転されて第6図e,fに示すように元の信号レベ
ルに戻され、D/A変換装置14へ送られる。こ
のようにデイジタル信号出力装置11から出力さ
れるデイジタル信号が「1,0,0,…0」から
「0,1,1,…1」に変化する場合には、最上
位ビツトのみがインバータ回路12で遅延され、
その立下りが他のビツトの立上り時に一致するよ
うになる。この結果、D/A変換装置14の入力
点においては、オール“0”という状態を生ずる
ことがなくなり、グリツチの発生が防止される。 Next, the operation of the present invention configured as described above will be explained. The digital signal output from the digital signal output device 11 has a falling time faster than a rising time, which causes glitches. By intervening, the rise time and fall time of the digital signal at the input end to the D/A converter 14 become equal, and the occurrence of glitches is prevented. For example, the digital signal output from the digital signal output device 11 is "1, 0, 0, . . . at point a in FIG.
0" to "0, 1, 1,...1", that is, the most significant bit MSB shown in Figure 6a
is "1" to "0", and the other 2 to "0" shown in Figure 6b
Assuming that the LSB (least significant bit) changes from “0” to “1”, the most significant bit MSB completes the fall while the other bits 2 to LSB are still at the “0” level and changes to “0”. “It becomes a level. As a result,
The output of the digital signal output device 11 is temporarily in the state of "0, 0, 0, . . . 0". However, the most significant bit MSB is
As shown in Figure c, it is delayed at the same time as the inversion. In this case, the delay time in the inverter circuit 12 is
The variable resistor 1 is set in advance so as to match the rise time of the signal output from the digital signal output device 11.
Adjust according to 5. On the other hand, when the 2nd to LSB bits output from the digital signal output device 11 rise from "0" to "1", the 6th
As shown in FIG. d, the signal is inverted by the inverter circuit 12 without delay. As a result, in the digital signal output from the inverter circuit 12, the rise time of the most significant bit MSB matches the fall time of the other 2 to LSB bits. and,
The output of the inverter 12 is inverted by an inverter circuit 13, returned to the original signal level as shown in FIG. 6e and f, and sent to the D/A converter 14. In this way, when the digital signal output from the digital signal output device 11 changes from "1, 0, 0, ... 0" to "0, 1, 1, ... 1", only the most significant bit is connected to the inverter circuit. delayed by 12;
Its falling edge coincides with the rising edge of other bits. As a result, an all "0" state will not occur at the input point of the D/A converter 14, and glitches will be prevented from occurring.
また、デイジタル信号出力装置11から出力さ
れるデイジタル信号が第6図のb点に示すように
「0,1,1,…1」から「1,0,0,…0」
に変化する場合は、最上位ビツトMSBを除く他
のビツト2〜LSBがインバータ回路12で遅延
し、最上位ビツトMSBと他のビツト2〜LSBの
立上り時間及び立下り時間が一致する。この結
果、上記の場合と同様にD/A変換装置12の入
力点においては、オール“0”という状態を生ず
ることがなくなり、グリツチの発生が防止され
る。 Further, the digital signal output from the digital signal output device 11 changes from "0, 1, 1, ... 1" to "1, 0, 0, ... 0" as shown at point b in FIG.
When the bit changes to , the other bits 2 to LSB except the most significant bit MSB are delayed by the inverter circuit 12, and the rise time and fall time of the most significant bit MSB and the other bits 2 to LSB coincide. As a result, as in the case described above, the all "0" state does not occur at the input point of the D/A converter 12, and glitches are prevented from occurring.
なお、上記実施例では、デイジタル信号出力装
置11から出力されるデイジタル信号の立下り時
間が立上り時間より速い場合について示したが、
立下り、立上りの時間差が逆の場合であつても同
様に実施し得るものである。 Note that in the above embodiment, the case where the fall time of the digital signal output from the digital signal output device 11 is faster than the rise time is shown.
Even if the time difference between falling and rising times is reversed, it can be implemented in the same way.
以上述べたように本発明によれば、インバータ
回路により、デイジタル信号の立上り時間または
立下り時間を遅延させて立上り時間と立下り時間
とを一致させるようにしたので、高価な演算増幅
器等を必要とせず、簡単な構成でグリツチの発生
を確実に防止でき、かつコストの低下を図り得る
ものである。そして、デイジタル信号の立上り時
間又は立下り時間の遅延をC―MOSインバータ
によつて行うようにしたので、部品点数が少な
く、また複数ビツトを共通に1個の可変抵抗によ
り制御でき、このためオン抵抗が一定となり、ア
ナログ信号に与える影響を少なくすることができ
る。 As described above, according to the present invention, an inverter circuit is used to delay the rise time or fall time of a digital signal so that the rise time and fall time match, so that an expensive operational amplifier or the like is not required. This makes it possible to reliably prevent the occurrence of glitches with a simple configuration and to reduce costs. Since the rise time or fall time of the digital signal is delayed by a C-MOS inverter, the number of components is small, and multiple bits can be commonly controlled by one variable resistor. The resistance becomes constant, and the influence on analog signals can be reduced.
第1図は従来のデイジタル―アナログ変換装置
のグリツチ防止回路を示す構成図、第2図a〜c
は第1図の動作を説明するための信号波形図、第
3図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第4
図は第3図におけるインバータ回路の詳細な構成
を示す図、第5図は第4図に示すインバータ回路
の入出力信号波形を示す図、第6図は第3図の動
作を説明するための信号波形図である。
12,13……インバータ回路、D/A(デイ
ジタル/アナログ)変換装置、15……可変抵
抗。
Fig. 1 is a block diagram showing a glitch prevention circuit of a conventional digital-to-analog converter, and Fig. 2 a to c
1 is a signal waveform diagram for explaining the operation of FIG. 1, FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG.
This figure shows the detailed configuration of the inverter circuit in FIG. 3, FIG. 5 shows the input/output signal waveforms of the inverter circuit shown in FIG. 4, and FIG. 6 shows a diagram for explaining the operation of FIG. It is a signal waveform diagram. 12, 13... Inverter circuit, D/A (digital/analog) converter, 15... Variable resistor.
Claims (1)
デイジタル信号の立上がり時間又は立下がり時間
を遅延せしめて前記デイジタル信号の立上がり時
間と立下がり時間を一致させる第1のインバータ
回路と、該第1のインバータ回路から出力された
デイジタル信号を反転せしめて元の信号レベルに
戻し前記デイジタル―アナログ変換装置に出力す
る第2のインバータ回路から構成され、前記デイ
ジタル信号の立上がり時間と立下がり時間の時間
差に基づくグリツチの発生を防止したことを特徴
とするデイジタル―アナログ変換装置のグリツチ
防止回路。 2 前記第1のインバータ回路はC―MOSトラ
ンジスタによつて構成されたことを特徴とする特
許請求の範囲第1項記載のデイジタル―アナログ
変換装置のグリツチ防止回路。[Scope of Claims] 1. A first inverter circuit that delays the rise time or fall time of a digital signal input to a digital-to-analog converter to match the rise time and fall time of the digital signal; The second inverter circuit inverts the digital signal output from the first inverter circuit, returns it to its original signal level, and outputs it to the digital-to-analog converter. A glitch prevention circuit for a digital-to-analog converter, characterized in that it prevents the occurrence of glitches due to time differences. 2. The glitch prevention circuit for a digital-to-analog converter according to claim 1, wherein the first inverter circuit is constituted by a C-MOS transistor.
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JP3940380A JPS56136025A (en) | 1980-03-27 | 1980-03-27 | Glitch preventing circuit of digital-to-analog converter |
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JPS6225293B2 true JPS6225293B2 (en) | 1987-06-02 |
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Family Applications (1)
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- 1980-03-27 JP JP3940380A patent/JPS56136025A/en active Granted
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JPS56136025A (en) | 1981-10-23 |
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