JPS62188512A - 表面弾性波共振器、表面弾性波共振器フイルタおよびこれらの製造方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は表面弾性波装置として形成された共振器、共振
器フィルタ及びこれらの製造方法に関し、更に詳細に述
べると同じ長さの変換器とくらべて優れた変換特性を有
していて、よりコン・ぞクトな装置を構成することがで
き、同じ長さの変換器とくらべて比較的高い入力コンダ
クタンスとより対称的なコンダクタンスとを有している
ので、印加入力信号の歪が少なくなるようにした変換器
を有する、共振器及び共振器フィルタ及びこれらの製造
方法に関する。

（従来の技術） 一波長当９２つの電極を有する従来型のＳＡＷ変換器が
インピーダンス素子として使用される場合、装置内で発
生している弾性波反射のため、インピーダンス素子の設
計周波数からオフセットした周波数において、コンダク
タンスが最大となる。従って、設計周波数におけるこの
装置のコンダクタンスは、素子内での電気的反射のため
低下する。

これにより、重要なことには、最大コンダクタンスのピ
ークが設計周波数からずれてしまう。

シュリーブに対して与えられた米国特許第４．１４４，
５０７号及びハートマンに対して与えられた米国特許第
４，４５４，４８８号に開示されている従来の２入力共
振器は、ＳＡＷ変換器素子を用いており、このＳＡＷ変
換器素子は、共振器の作動が望まれる周波数又はその近
くに大きなスゲリアスピークを有し、異なった振幅の種
々のスプリアス応答ピークを有している。

（発明が解決しようとする問題点） したがって、従来の装置では、ある条件で高振幅近接ピ
ークにおける周波数に装置がロックされてしまう可能性
がある。勿論、これは、共振器が不安定な作動状態を示
すので不具合を生じる。更に、高振幅近接ピークによっ
て装置が呈するＱの値が低くなるかもしれない。

ＳＡＷ装置では、寸法とコストのために共振器フィルタ
が数多く利用されており、従来のＬＣ帯域フィルタにと
って代わられている。これらの共振器フィルタは、基板
に形成されるくし形の入出力変換器を備えた圧電基板を
含んでいる。

周波数応答は、共振器フィルタの作用が要求される周波
数において主ピークを有するが、周波数応答は作動周波
数の近くの他の周波数における他の分離されている小振
幅のいくつかのピークを示す。これによって、もちろん
、不必要な周波数がフィルタを通シぬけていく。不必要
なピークを抑えるため、溝を使用し、格子に応じて変換
器の周波数を変たシする特別のステップをとらないとい
けないので、共振器フィルタの構成及び作用が複雑にな
ってしまう（米国特許第４，３２５，０３７号参照）。

本発明の目的は、したがって、上記従来技術の欠点を除
去することができる、新規な変換器を用いた、表面弾性
波装置として構成される、共振器、共振器フィルタ及び
これらの製造方法を提供することにある。

（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するための本発明の特徴は、弾性波の伝
ぱんが可能な圧電材料の表面層を少なくとも有する基板
手段と、基板手段の圧電表面に間隔をあけて並設される
関係に設けられた第１及び第２格子構造と、第１及び第
２格子構造の間にはさまれており間隔があけられている
入力及び出力変換器と、入力及び出力変換器と同じ周波
数で共振し入力及び出力変換器の間にはさまれている第
３格子構造とを備え、入力及び出力変換器は、夫々、信
号端子として基板に形成されている導電性変換器パッド
と、延長された変換器を形成するため上記パッドから延
びており幅がλ／４でλ／４の間隔を有する多数のくし
形電極を有しており、入力変換器の中心にある相隣る一
対の電極が幅（Ｎ）λ／２（Ｎは整数）のキャビティを
形成する間隔を有している表面弾性波共振器フィルタに
ある。

本発明の他の特徴は、弾性波の伝ぱんが可能な圧電材料
の表面層を少なくとも有する基板手段と、前記基板手段
の前記圧電表面に間隔をあけて並設された関係に設けら
れた第１及び第２格子構造と、前記第１及び第２格子構
造の間にはさまれている入力及び出力変換器とを備え、
これらの変換器は、それぞれ前記基板に形成された対向
導電性変換器パッドと多数のくし形電極とを有しており
、これらのくし形電極は、延長された変換器が形成され
るように前記対向Ａ’ラッドら延びている幅がλ／４で
λ／４の間隔を有しており、入力変換器の中心にのみあ
る相隣る一対の電極が、幅（Ｎ）λ／２（Ｎは整数）の
キャビティを形成する間隔を有している表面弾性波共振
器にある。

（作用） 変形された変換器素子を入力変換器として使用し、標準
的な従来技術の変換器素子を出力変換器として使用し、
これらの入力及び出力変換器と共に標準的な格子を使用
することにより、特殊な２ポート共振器を形成すること
ができる。これは、シュリーブに対して与えられた米国
特許第４．１４４，５０７号及びハートマンに対して与
えられた米国特許第４，４５４，４８８号において示さ
れ、説明されている現存の２ポート共振器の利点をすべ
て持っておシ、その上、設計周波数において、いくつか
の伝達ピークではなく、唯一の主伝達ピークを持ってい
る。他の近接ピークもあるが、それらは一つの主ビーク
よシ低くおさえられているので、従来の発振器でおきる
ことがあるように、共振器によって形成された発振器が
低近接ピークの周波数にロックされてしまうのを防止す
ることができる。更に、新しい入力変換器のＱは従来の
発振器とくらべて少々優れている。

本発明の共振器及び共振器フィルタは変形された入力変
換器と通常の設計の出力変換器とを使用する。新しい入
力変換器は変換器の設計周波数において比較的近いピー
クのアドミッタンス応答を与え、重みの加減によって所
望された周波数において又はその近くでおきるように調
節することのできるヌルを入力コンダクタンス中に持っ
ている。

しかしながら、出力変換器は基板材料とオーバーレイと
に従つピークがコンダクタンス中にあシ、これは設計周
波数からオフセットしておきる。入力変換器におけるヌ
ルを出力変換器のコンダクタンスピークと一致するよう
に調節することにより、共振器又は共振器フィルタのス
プリアス応答を抑えることができる。従って、従来技術
とくらべて圧倒的に改善された正味の周波数応答が得ら
れる。

これらの結果は、溝付き又はスプリットフィンガー電極
を用いず、変換器と格子との間に溝又は周波数偏位がな
いλ／４電極を使用して得られ、従ってこのようなフィ
ルタを比較的高い周波数で、且つ経済性に富む構成で設
計することができる。

（実施例） 第７図は必要な反射器を追加すれば単一ポート共振器内
で使用できるＳＡＷインピーダンス素子として形成され
た典型的な従来の変換器素子である。

インピーダンス素子１０は弾性波が伝ぱんする圧電材料
から成る表面層を少くとも有する基板１２を備えている
。対向している導電性変換器パッド１４と１６とは基板
１２の上に周知の方法で形成されており、向いあったノ
ぐラド１４と１６とから各々伸びておシ拡大された変換
器を形成している複数のくし形表面弾性波電極１８と２
０とを含んでいる。導線２４と２６とは、各々入力端子
と出力端子とになっている導電性変換器・ぞラド１４と
１６とに接続されている。変換器Ａ’ランド１つを。

例えば導電性パッド１６を、２８でアースしてもよい。

勿論、くし形電極１８と２０との数は変更してもよいが
、その多くは正常な状態で使用されると変換器１０を形
成する。電極１８と２０とのほんの一部が図をわかシや
すくするために第１図に示されている。電極１８と２０
とはλ／４の幅を有して・いてλ／４だけ間隔があけら
れておシ、この装置は１波長ごとに２つの電極を有して
いる。

端子２４．２６から見たときの、第１図に示される、１
波長当シ２電極の従来型変換器１０の典型的な入力コン
ダクタンス特性が第８図に示されている。第８図のコン
ダクタンス波形３０はかならずしも左右対称ではない。

この装置のコンダクタンスは、インピーダンス素子１０
の設計周波数よシ低いオフセットされた周波数でピーク
３１が最大となる。なぜならば弾性波、が装置内で反射
するからである。設計周波数での装置のコンダクタンス
、例えば第８図では１００　ＭＨｚ　、が３３で示され
、それかられかるようにそれはピーク３１よ如実質的に
低く、設計周波数での装置の有用性を低下させる。ピー
ク３１は基板材料や変換器の構成に使用されている電極
の金属の選択に依存する設計周波数より高い方にオフセ
ットされた周波数で起きるかもしれない。

出願人の本発明に使われた変形された新規な変換器素子
が第１図及び第２図にインピーダンス素子３２として開
示されており、インピーダンス素子３２はその上を弾性
波が伝ぱんできる圧電材料の表面層を少くとも有する基
板３４から成る。対向する導電性パッド３６と３８とは
周知の方法で基板３４上に形成されており、各々複数の
くし形電極４０と４２とを含む。それぞれの電極の幅は
。

４４で示されているようにλ／４であり、４６で示され
るようにλ／４の幅をあけた間隔で配置されている。導
電性変換器パッド３６から伸びている複数の電極４０は
、変換器パッド３８から伸びている複数の電極４２に量
大している。同一の変換器パッド３６から伸びている相
隣る１組の電極４８と５０とはほぼ変換器３２の中央±
２０％に位置している。そして相隣る電極４８と５０と
は５２で示されるようにλ／２だけ間隔があけられてお
り、キャビティ５３を形成している。図示のように電極
４８と５０とは両方とも変換器パッド３６から伸びてい
るので、両方とも同じ極性を有する。しかし本発明の重
要な特性は変換器の中央の両側の電極間の周期性をかえ
ることである。第１図において、電極４８又は５０のど
ちらかは装置の操作上の小さな変更だけで第２図のよう
にとシ除くことができる。変換器の中央（±２０％）の
キャビティ５３は幅（Ｎ）λ／２とならなければならな
い（Ｎは整数）。第１図及び第２図ではＮ＝１１である
。明らかに、Ｎが大きくなるにつれ、変換器素子の効率
は下がる。理想的なキャビティ幅はλ／２である。

第１図に示される変換器のコンダクタンス応答特性が第
３図に曲線５４として示されており、これは典型的な従
来技術のインピーダンス素子装置が描く第８図で示され
たカーブと同一の点線３０で示したものと比較されるも
のである。第１図における変換器のコンダクタンス特性
５４はカーブ３０よりも右よりになっており、従来技術
装置より大きなコンダクタンスが設計周波数（この場合
１００　ＭＨｚ　）で与えられることになる。コンダク
タンス応答カーブ５４が右よシになる理由は、キャビテ
ィ５３が第３図のヌレ５５によって示される設計周波数
よシ低い周波数で変換器３２のコンダクタンスを低下さ
せるからである。そして有効効率はコンダクタンスの最
大ピークが設計周波数によシ近くなることである。ヌル
５５の位置はいろいろかえられ、たとえば第１図におい
てキャビティ５３の両側にダミー電極５１を偶数個又は
第２図で図示されるようにキャビティ５３の片側のみに
ダミー電極を奇数個加えることによって、変換器の電極
の重さを加減することで制御できる。

第１図において、装置は第３図に示される設計周波数の
低い方にヌルがおきるようになっておシ、一方第２図の
装置は設計周波数の高い方にヌルがおきるようになって
いる。ダミー電極５１の総数がヌル５５の正確な位置を
決める。

第１図のインピーダンス素子の他の実施例は第２図に示
されている。これら２つの実施例の唯一の違いは、第２
図においてキャビティの幅が対向するノ４−）ド３８か
らのびている相隣る電極４８と５０とによって決められ
る。本質的に同じインピーダンス特性が第３図で示され
ているように得られる。ただしピークは設計周波数の低
い側におこり設計周波数の高い側にヌルができる点が異
っている。

第９図は、ＳＡＷ装置を利用した単純な従来技術の共振
器又は共振器フィルタの１０２の図である。

入出力変換器間の周期性が変化すれば、不連続部１１８
があってもなくても、装置は周波数応答において１つの
主ピークをもつ２ポート共振器である。装置が共振器フ
ィルタであれば、直接的な格子１１８は、周期性の第１
変化をおこすキャビティ１１１と周期性の第２変化をお
こすキャビティ１０９とに必要である。キャビティ１０
９と１１１とは結合格子１１８によってへたてられてい
る。

第９図かられかるように、圧電基板１０４の上には、間
隔をおいて一列に並べられた入力変換器１０６と出力変
換器１０８とが設けられている。

入力変換器１０６は信号源１１０で駆動され、負荷１１
２が出力変換器１０８に連結されている。

この分野では、周知のように、変換器１０６によって生
じた表面弾性波は圧電基板１０４を走シ変換器１０８の
出力電極によってもとに戻される。

わかりやすくするためにくし形電極のほんの１部だけが
入出力電極１０６と１０８とを形成しているように示さ
れている。多数の電極が通常これらの変換器の各々を形
成するのに使用されていることは容易に理解されるとこ
ろである。

第１．第２反射格子構造１１４，１１６が基板１０４に
設けられており、反射格子構造１１４゜１１６の各々が
、各複数の不連続部１２０．１２２を有する。これらの
不連続部１２０，１２２は基板１０４の表面に形成され
ており全ての入力表面波の少くとも一部を反射させるこ
とができる。この分野で周知のように、格子構造１１４
，１１６の不連続部１２０，１２２は、基板１０４の表
面上に狭い間隔で配置された複数の細長いフィルムフィ
ンガー又はバーで形成されている。勿論、それらは基板
１０４の表面を選択的にエツチングした部分によって形
成されてもよい。

格子構造１１４，１１６は基板１０４上に間隔をあけて
一列に並ぶように配置されている。入出力表面弾性波変
換器１０６，１０８は格子構造１１４．１１６の間の基
板１０４上に配置されている。入力変換器１０６は入力
励振源１１０に結合されている。この分野で周知のよう
に、基板１０４上に２つの反射格子構造１１４．１１６
があると、システム内の残留損失によって制御されるパ
ッド幅をもつ２つの反射構造の間で設定される定在波共
振がおきる。定在波共振の適切な実現するには、２つの
反射格子構造１１４，１１６が基板１０４の表面にそっ
てほぼ必要な数の半分の波長によって分離されることが
必要である。

装置が共振器の場合、構造を通して均一の速度にするた
めに第３の中間格子構造１１８を加えてもよい。

もし第９図の従来装置が先に開示されたように共振器で
あるなら、装置が共振する周波数を示す波形は第１０図
に示すようになる。

曲線６１は１つの主ピーク６３と相隣る抑圧されたピー
ク６５とを有し、それらピークは振幅で約１４ｄＢだけ
はなれている。それらよシさらに低い第３の相隣るピー
ク６７と６９とがある。これらのピーク６５．６７．６
９の値は、第８図で説明され図示されたように、標準Ｓ
ＡＷ変換器のコンダクタンス特性のため実質的に大きい
。第８図では、この装置は設計周波数（第８図ピーク３
１参照）より下の周波数でよく導通することがわかる。

第１０図ではピーク６５，６７．６９がこの例では９９
　ＭＨｚと１００　ＭＨｚとの間ですべて起きておシ、
１００　ＭＨｚは第８図の曲線３０のコンダクタンスの
最大ピーク６３が生じた周波数であることに注意したい
。第１０図で示される相隣るピーク６５の実質的に大き
な振幅のために、装置を発振器内で使用する場合、発振
器の周波数がピーク６３の代シにピーク６５の周波数に
突然ロックされることが生じるかも知れない。なぜなら
その２つは大きさと周波数が非常に近いからである。勿
論これは発振器内で不安定となシ、従来技術において出
合うにちがいない問題である。

第９図の従来装置が先に開示されたように共振器フィル
タだとすると、周波数応答又は変換器１０６と１０８と
の間の結合を示す波形が第１１図に示されている。第１
１図かられかるように。

２つの主なピーク１２５，１２６は、実質的に共振周波
数でおきる。例えば第１１図では５６５　ＭＨｚである
。しかし、いくつかの小さいピーク１２８゜１３０．１
３２が低い周波数で現れ、フィルタが曲線１２６によっ
て示された共振周波数よシ下のある大きさの周波数を変
換するか又はノ４スさせることを示している。勿論、こ
れは共振器フィルタの問題となる。何故ならば、ピーク
１２５と１２６とによって示された狭いパッドにおける
周波数を単にノぐスする代シに、ピーク１２８，１３０
，１３２によって示される周波数もノＪ？スするからで
ある。

フィルタが作動できるのに充分なほどピーク１２８゜１
３０．１３２をおさえるために、フィルタはこの分野で
周知なように色々な方法で変えなければならない。１つ
には格子構造１１４と１１６とを形成する不連続部のた
めに細いみそを利用する方法がある。勿論それには非常
に正確な構造が必要であるし非常に高・価なものとなる
。もう１つには格子構造１１４，１１６に関して変換器
１０６゜１０８の周波数を変えることである。この欠点
は、互いに対立し合いゆがみを生じる２つの異なる周波
数に装置が反応することである。このような構造では設
計が複雑になシ非常に高価なものとなる。

従来の共振器フィルタに関するこれらの問題点は本発明
の新規な変換器素子を利用することで解消する。第４図
の新しい装置１３４は共振器又は共振器フィルタのどち
らでもよい。装置１３４も入力変換器１３８と出力変換
器１４０とが配置されている基板１３６から成る。第１
．第２反射格子１４２，１４４が互いに間隔をおいて一
列にならんでおシ、入出力変換器１３８と１４０とによ
ってへだてられている。しかし、この場合には。

入力変換器１３８は先に説明したように幅（Ｎ）λ／２
のキャビティ１５０を有する。一方、入力変換器１３８
の残シの電極と変換器１４０を形成しているすべての電
極は幅がλ／４で、かつλ／４の間隔だけはなされてい
る。更に、スペース１４８が第３格子構造１４６と出力
変換器１４０との間に存在する場合、装置１３４は共振
器フィルタとして機能する。所望によシ、装置の操作を
特に変えることなしに、スペース、つまシキャビティ１
４８を出力変換器１４０の反対側に設けることができる
・装置が共振器として使われる時、第３の格子構造１４
６を均一の速度にするために加えてもよい。

格子構造１４６は入力変換器１３８の電極を表す不連続
部の連続を形成する。入力信号源１５６は、負荷１５８
が出力変換器１４０に連結される時、入力変換器１３８
を励振する。ダミー電極１５１を使うと第３図で示され
るヌル５５を希望の場所におくことができる・ 第４図の装置１３４を共振器として使った時の周波数応
答曲線を示すグラフが第５図に示されている。ここでも
、曲線９６ば２つのピーク９８とｌＯＯとを有する。し
かしピーク９８と１００との大きさはほぼ２５　ｄＢへ
だたっているので、発振器におけるその結合にそのよう
な広い違いを与え。

装置はピーク１００によって表わされる周波数にロック
されない。抑圧されたピーク１００は、キャビティ１５
０による第３図のヌル５５によって生じ、第４図の共振
器内のダミー電極１５１によって位置が決められる。し
たがって、共振器は非常に安定しており、従来技術にお
いて問題であった周波数変位がおこらない。

上述の如く、第１図及び第２図内の素子と第４図の共振
器又は共振器フィルタの周波数応答は、この分野で周知
のように、反射格子を必要なだけ変えてヌル５５の９位
置を決めることによシ任意に調節することができる。例
えば、共振器の電極は、第１図及び第２図に示されてい
るようにその重さを加減することができ、所望によシ、
入力アドミッタンス応答曲線のヌル５５を調節すること
ができる。電極の重さ調節がこの分野では周知のさまざ
まな方法でできる。例えば重み付けをはずしたり、電極
の上掛は材料の厚さをかえたシ、基板に細い溝を加える
などである。

第４図の装置が先に述べられたように共振器フィルタと
して使われる場合、第４図の人出力変換器間の結合を示
す周波数応答曲線が第６図に示されている。大きなピー
ク１６０に小さな山１６２゜１６４．１６６．１６８が
あることに注意されたい。

これらの小さな山１６２乃至１６８のすべては、ヌル５
５の位置決めによって曲線１６０の大きさに関して非常
に抑制されているので、それらの影響は極めて小さく、
共振器フィルタは意図された通りに機能する。横の山１
６２，１６４が非常におさえられている理由は、第４図
で利用されているキャビティ１５０を備えた新入力変換
器１３８と従来の出力変換器１４０との組み合せによる
ものである。その理由は、第３図に示される伝導波形を
使って説明できる。そこでは新入力変換器１３８が標準
出力変換器１４．０と一緒に利用されている。これら２
つの変換器は第３図に示されるような伝導反応がある。

点線で示す曲線３０は標準出力変換器１４０のコンダク
タンスであシ、曲線５４は新変換器素子１３８のコンダ
クタンスである。第３図かられかるように、入力変換器
１３８はヌル５５で証明されるように設計周波数以下の
周波数ではよく変換しない。正反対のことが標準変換器
１４０に起きる。それはピーク１７０で証明されるよう
に、設計周波数以下の周波数でよく伝導する。第４図の
所望の偶数個のダミー電極１５１を加えることによる重
さ調節により、ヌル５５はピーク１７０に関して位置決
めされ、ピーク１７０の周波数で装置１３４全体の変換
を減少させることができる。このように２つの変換器は
設計周波数からオフセットされたピーク１７０の周波数
で正反対の効果を作シ出す傾向がある。それは互いに打
消し合い、第５図のピーク１００によって図示されるサ
イド周波数伝導を減少させる。

従って、第３図から判るように、第４図において入力変
換器１３８として使用されている変形共振器は設計周波
数より高い周波数で一層よく標準共振器１４０よシ伝導
する。第５図におけるピーク１００によって示されてい
る周波数の通過の大きさはまだ最大コンダクション周波
数ピーク９８よシずっと低いので共振器フィルタには悪
い影響を与えない。

従って、次のような２．ｙ−）共振器及び共振器フィル
タを提供することができる。

−同じ長さの変換器と比べて優れたインピーダンス特性
をもっている。

−いままでのものより小型である。

−従来技術に比べ、単位長さ当シ高い入力コンダクタン
スをもっている。

一層までのものより対称的なコンダクタンスをもってい
る。

一入力及び出力変換器との間に従来よシ良好な結合を与
える。

共振器として、その新規な共振器は現在の共振器の構成
上の利点をすべて備えている。応答曲線に大きさの比較
的接近しているピークが２つある場合、周波数が従来の
技術のように勝手に変化しない。共振器フィルタとして
は、設計外の周波数を大幅におさえることと共に設計周
波数での減衰が非常に小さい。

本発明は好ましい実施例に関して説明されたが、発明の
範囲はここで述べられたものに限られたものではなく、
クレームで定義された発明の精心と範囲内に含まれるよ
うな代替の、又は変形された、若しくは同等のものは本
発明の範囲内に入るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による１ポート共振器又は共振器フィル
タに使用するための新規な入力ＳＡＷ変換器素子の平面
図、第２図は第１図のＳＡＷ変換器素子の変形例を示す
平面図、第３図は第１図に示すＳＡＷ変換素子のコンダ
クタンス特性を第８図の特性と比較して示すグラフ、第
４図は新規な変換器素子を入力変換器として使用してい
る本発明による２ポート共振器又は共振器フィルタの平
面図、第５図は第４図に示す新規な共振器の入力及び出
力変換器との間の結合特性を示すグラフ、第６図は第４
図に示す新規な共振器フィルタの入力及び出力変換器と
の間の改善された結合特性を示すグラフ、第７図は従来
のＳＡＷ変換器インピーダンス素子の平面図、第８図は
第７図の従来のインピーダンス素子の典型的な入力コン
ブクタンス対周波数の関係を示すグラフ、第９図は従来
の典型的な５ＡＷ２ポート共振器又は共振器フィルタを
示す平面図、第１０図は第９図で示されている従来の２
ポート共振器の周波数応答特性を示すグラフ、第１１図
は第９図に示されている従来の共振器フィルタの周波数
応答特性を示すグラフである。 ３２・・・インピーダンス素子、３４，１３６・・・基
板、３６．３８・・リマッド、４０．４２・・・くし形
電極、４８・・・電極、５３，１４８，１５０・・・キ
ャビティ、５１，１５１・・・ダミー電極、１３４・・
・装置（共振器又は共振器フィルタ）、１３８・・・入
力変換器、１４０・・・出力変換器、１４２・・・第１
反射格子、１４４・・・第２反射格子、１４６・・・第
３格子構造。 第２図 第３図 ２ム　　　　　　　　　　１ｎインピ一ダンス素子第９
図　ｊｌｉ２ｍ　１１２　Ａｍ 周波数（ＭＨ２） 第１０図 第１１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、少なくとも弾性波が伝ぱんしうる圧電材料の表面層
   を有する基板手段と、前記基板手段の圧電表面に間隔を
   あけて並置された第１及び第２格子構造と、前記第１及
   び第２格子構造の間に間隔をあけて整列配置された入力
   及び出力変換器と、（Ｎ）λ／２（Ｎは整数）の幅を有
   するキャビティを形成するスペースを有する前記入力変
   換器のみの中心付近にある相隣る一対の電極と、前記入
   力及び出力変換器と同一の周波数で共振し前記入力及び
   出力変換器の間にはさまれている第３格子構造とを備え
   、前記入力及び出力変換器が、前記基板に信号端子とし
   て形成されている対向導電変換器パッドと、延長された
   変換器を形成するため前記対向導電変換器パッドから延
   びており幅がλ／４でλ／４の間隔を持っている多数の
   くし形電極とを有していることを特徴とする表面弾性波
   共振器フィルタ。 ２、前記相隣る一対の電極のスペースが前記延長された
   変換器の中心から前記延長された変換器の長さより±２
   ０％の位置にあることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の表面弾性波共振フィルタ。 ３、少なくとも弾性波が伝ぱんしうる圧電材料の表面層
   を有する基板手段と、前記基板手段の圧電表面に間隔を
   あけて並置された第１及び第２格子構造と、前記第１及
   び第２格子構造の間に間隔をあけて整列配置された入力
   及び出力変換器と、（Ｎ）λ／２（Ｎは整数）の幅を有
   するキャビティを形成するスペースを有する前記入力変
   換器のみの中心付近にある相隣る一対の電極と、前記入
   力及び出力変換器と同一の周波数で共振し前記入力及び
   出力変換器の間にはさまれている第３格子構造と、前記
   入力変換器のコンダクタンスが調節できるように前記キ
   ャビティの両側に設けられた所の偶数個のダミー電極と
   を備え、前記入力及び出力変換器が、前記基板に信号端
   子として形成されている対向導電変換器パッドと、延長
   された変換器を形成するため前記対向導電変換器パッド
   から延びており幅がλ／４でλ／４の間隔を持っている
   多数のくし形電極とを有していることを特徴とする表面
   弾性波共振器フィルタ。 ４、表面弾性波共振器フィルタの製造方法において、弾
   性波の伝ぱんが可能な圧電材料の表面層を少なくとも有
   する基板を形成するステップと，第１及び第２格子構造
   を前記基板手段の圧電表面層に間隔をあけて並置された
   関係に設けるステップと、前記第１及び第２格子構造の
   間の前記基板の上に対向導電変換パッドの間隔をあけて
   整列している入力及び出力変換器を形成するステップと
   、延長変換器を形成するため幅がλ／４で間隔がλ／４
   である多数のくし形電極を前記入力及び出力変換器の前
   記パッドから延ばすステップと、（Ｎ）λ／２（Ｎは整
   数）の間隔で前記入力変換器のみの中心付近に相隣る一
   対の電極を形成するステップと、前記入力及び出力変換
   器と同一の周波数で共振する第３格子構造を前記入力及
   び出力変換器の間に設けるステップとを備えたことを特
   徴とする表面弾性波共振器フィルタの製造方法。 ５、前記相隣る一対の電極の前記スペースが前記延長さ
   れた変換器の中心から前記延長変換器の長さの±２０％
   の範囲内に位置決めされる特許請求の範囲第４項記載の
   表面弾性波共振器フィルタの製造方法。 ６、弾性波の伝ぱん可能な圧電材料の表面層を少なくと
   も有する基板手段と、前記基板手段の圧電表面に並列し
   て間隔をあけた関係に設けられた第１及び第２格子構造
   と、前記格子構造の間にありそれぞれが前記基板手段の
   上に形成された対向導電変換器パッドを備えている入力
   及び出力変換器と、入力及び出力変換器を形成するよう
   に前記パッドから延びており幅がλ／４でλ／４の間隔
   を有する多数のくし形電極と、（Ｎ）λ／２（Ｎは整数
   ）の幅をもったキャビティを形成するスペースをあけて
   前記延長された入力変換器のみの中心付近にある一対の
   相隣る電極とを備えたことを特徴とする表面弾性波共振
   器。 ７、前記相隣る一対の電極の間隔が前記延長された入力
   変換器の中心から前記延長変換器の長さの±２０％の範
   囲内に位置していることを特徴とする特許請求の範囲第
   ６項記載の表面弾性波共振器。 ８、弾性波の伝ぱん可能な圧電材料の表面層を少なくと
   も有する基板手段と、前記基板手段の圧電表面に並列し
   て間隔をあけた関係に設けられた第１及び第２格子構造
   と、前記格子構造の間にありそれぞれが前記基板手段の
   上に形成された対向導電変換器パッドを備えている入力
   及び出力変換器と、入力及び出力変換器を形成するよう
   に前記パッドから延びており幅がλ／４でλ／４の間隔
   を有する多数のくし形電極と、（Ｎ）λ／２（Ｎは整数
   ）の幅をもったキャビティを形成するスペースをあけて
   前記延長された入力変換器のみの中心付近にある一対の
   相隣る電極と、前記変換器のコンダクタンスが調節でき
   るように前記キャビティの両側に設けられた所定の偶数
   個のダミー電極とを備えて成ることを特徴とする表面弾
   性波共振器。 ９、表面弾性波共振器の製造方法において、弾性波の伝
   ぱんが可能な圧電材料の表面層を少なくとも有する基板
   を形成するステップと、第１及び第２格子構造を前記基
   板手段の圧電表面層に間隔をあけて並置された関係に設
   けるステップと、前記基板手段の上であって前記格子構
   造の間に対向導電変換パッドの間隔をあけて整列してい
   る入力及び出力変換器を形成するステップと、延長され
   た変換器を形成するため幅がλ／４で間隔がλ／４であ
   る多数のくし形電極を前記入力及び出力変換器のそれぞ
   れの前記パッドから延ばすステップと、（Ｎ）λ／２（
   Ｎは整数）の間隔で前記入力変換器のみの中心付近に相
   隣る一対の電極を形成するステップとを備えたことを特
   徴とする表面弾性波共振器の製造方法。 １０、前記相隣る一対の電極の前記スペースが前記延長
   された入力変換器の中心から前記延長された入力変換器
   の長さの±２０％の範囲内に位置決めされる特許請求の
   範囲第９項記載の表面弾性波共振器の製造方法。 １１、２ポートの表面弾性波共振器の製造方法において
   、実質的に設計周波数において生じるコンダクタンスピ
   ーク及び前記設計周波数からオフセットされたコンダク
   タンスヌルを有し前記ヌルがそのオフセット周波数にお
   ける小さなコンダクタンスを示す入力変換器を基板上に
   形成するステップと、前記入力変換器と間隔をあけて音
   響的に結合されており前記オフセット周波数においてそ
   の設計周波数からオフセットしたピークを有するコンダ
   クタンス応答を備えている出力変換器を前記基板に形成
   するステップと、前記オフセット周波数で減少される結
   合出力コンダクタンス応答が与えられこれによって前記
   共振器のスプリアス応答の数を下げるため前記入力変換
   器のコンダクタンスピークに実質的に影響を与えること
   なしに前記入力変換器の前記オフセットされたコンダク
   タンスヌルの位置を調節するステップとを備えたことを
   特徴とする２ポートの表面弾性波共振器の製造方法。