JPS6217909B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はステレオ差信号で角度変調した搬送波
を、ステレオ和信号で振幅変調してなる振幅―角
度変調方式のAMステレオ復調回路の改良に関す
る。

振幅―角度変調方式としてはAM―FM方式と
AM―PM方式とがある。AM―FM方式はステレ
オ差信号（Ｌ―Ｒ）で周波数変調した搬送波を、
ステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）で振幅変調する方式で
ある。AM―PM方式はステレオ差信号（Ｌ―
Ｒ）で位相変調した搬送波を、ステレオ和信号
（Ｌ＋Ｒ）で振幅変調する方式である。

斯る両システムはそのAMステレオ復調回路に
おいてAM検波と、FMまたはPM検波のアンテナ
入力レベル対出力レベル特性が異なるため、AM
及びFMまたはPM検波出力信号の（Ｌ＋Ｒ），
（Ｌ−Ｒ）の振幅にレベル差が生じ、オーデイオ
マトリツクス回路で前記検波ステレオ信号（Ｌ＋
Ｒ），（Ｌ−Ｒ）から左チヤンネル信号（以下Ｌ信
号という）と右チヤンネル信号（以下Ｒ信号とい
う）を取出すつまりＬ信号とＲ信号を分離する際
弱入力レベル時と強入力レベル時にその分離度が
劣化する問題がある。

以下その従来技術を第１図、第２図に示すAM
―FM方式のブロツク図をもとに説明する。第１
図はAM―FM方式の基本的な送信ブロツク図、
第２図はその復調ブロツク図である。第１図にお
いて１はＬ信号入力端子、２はＲ信号入力端子、
３はそれらのＬ，Ｒ信号をリニア加減算してステ
レオ差信号（Ｌ−Ｒ）、ステレオ和信号（Ｌ＋
Ｒ）を得るオーデイオマトリツクス回路、４はス
テレオ差信号（Ｌ−Ｒ）をプリエンフアシスする
プリエンフアシス回路、５はプリエンフアシス回
路４を通したステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）を受け、
該信号で搬送波発振器６の搬送波信号を周波数変
調する周波数変調回路、７はマトリツクス回路３
のステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）及び周波数変調回路
５の周波数変調信号を受け、周波数変調された搬
送波信号を前記ステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）で振幅
変調する振幅変調回路、８は送信アンテナであ
る。

次に復調システムについて説明する。第２図に
おいて１０は受信アンテナ、１１は周波数変換器
を含む高周波増幅回路、１２は中間周波増幅回
路、１３はAM検波回路、１４はリミツタ回路、
１５はFM検波回路、１６はデエンフアシス回
路、１７はオーデイオマトリツクス回路、１８，
１９はその出力端子である。

斯る構成においてアンテナ１０に第１図に示す
送信システムにより送信されたステレオ信号が誘
起されると、該ステレオ信号は高周波増幅回路１
１で増幅されかつ中間周波数に変換される。中間
周波信号に変換されたステレオ信号は中間周波増
幅回路１２を通してAM検波回路１３及びリミツ
タ回路１４に供給される。AM検波回路１３はそ
のステレオ信号からステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）を
周知態様により復調し、該復調信号（Ｌ＋Ｒ）を
次段のマトリツクス回路１７に導く。他方リミツ
タ回路１４はステレオ信号のステレオ和信号（Ｌ
＋Ｒ）のAM信号分を除去し、ステレオ差信号
（Ｌ−Ｒ）で変調されたFM信号をパスし、該FM
信号を次段のFM検波回路１５に導く。FM検波
回路１５はそのFM信号からステレオ差信号（Ｌ
−Ｒ）を周知態様により復調する。このステレオ
差信号（Ｌ−Ｒ）はデエンフアシス回路１６を通
してマトリツクス回路１７に供給される。マトリ
ツクス回路１７はステレオ和差信号（Ｌ＋Ｒ），
（Ｌ−Ｒ）からＬ，Ｒ信号を周知態様により分離
復調する。上記復調動作は一般に周知であるの
で、詳しい説明は省略する。

斯る復調システムにおいて、一般にはAM検波
（Ｌ＋Ｒ信号の検波）の場合、AM検波回路１３
にて得られる検波信号の直流成分を平滑回路を通
して抽出し、該直流信号にて前段の高周波増幅回
路１１、中間周波増幅回路１２の利得を制御して
なる自動利得制御回路（以下AGC回路という）
が用いられているため、そのAM検波の入出力特
性をみると、第３図の曲線３１で示す如く特性を
示し、入力レベルが小さい時には直線的に出力レ
ベルは増加するが、ある値になるとAGC動作が
作動し出力レベルは飽和する。しかし飽和レベル
は完全に一定にならず入力レベルと共に徐々に増
加して行く。

一方、FM検波の場合は第３図の曲線３２の如
く特性を示し、AM成分を除去するためにリミツ
タ回路１４の利得を大きく設定し、入力レベルが
小さい時から出力レベルを一定にしている。

このようにAM検波とFM検波の入出力特性は
異なり、ゆえに両検波ステレオ和差信号（Ｌ＋
Ｒ），（Ｌ−Ｒ）の振幅レベルに差が生じ前記した
如く問題が生じる。

この問題はAM―PM方式の復調回路において
も同様に問題となる。

第４図は前述した問題を是正してなる一実施例
を示すAM―FM方式の復調回路のブロツク図で
ある。同図において第２図と同一部分には同一番
号を付し、その詳細説明は省略する。３０はデエ
ンフアシス回路１６とマトリツクス回路１７と
AGC回路を構成する低域波器２０との間に結
合された例えば差動増幅器から構成されてなる分
離度補償回路である。

第４図に示す構成においてAM検波回路１３に
接続された低域波器２０ではアンテナ入力信号
のレベルに応じた直流電圧を発生する。該直流電
圧は高周波増幅回路１１および中間周波増幅回路
１２に帰還され、入力レベルがある程度以上大き
いときに出力をほぼ一定にするAGC電圧となる
とともに、FM検波によつて得られたステレオ差
信号（Ｌ−Ｒ）をマトリツクス回路１７に導く分
離度補償回路３０の利得を制御する制御電圧とし
て用いられる。

制御電圧は第３図の曲線３１のステレオ和信号
（Ｌ＋Ｒ）と比例した電圧を生じるので曲線３２
のステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）レベルをこの制御電
圧によりアンテナ入力レベルに対して常にステレ
オ差信号（Ｌ−Ｒ）とステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）
の振幅が等しくなるように制御することができ、
これによりＲ信号とＬ信号の分離度をアンテナ入
力レベルに依存することなく一定に保つことがで
きる。

以下この様子を第５図を用いて更に詳しく説明
する。

第５図は前記分離度補償回路３０の一具体例を
示す回路図である。同図において３１０は差動増
幅器、３３０は定電流源回路である。差動増幅器
３１０は差動対トランジスタ３１１，３１２から
なり、差動対トランジスタ３１１のベースはデエ
ンフアシス回路１６を通してFM検波回路１５に
接続され、また抵抗３１３を通して動作電圧源３
１４に接続されている。トランジスタ３１１のコ
レクタは負荷抵抗３１５を通して電源３１８に接
続されている。トランジスタ３１２のベースは抵
抗３１６を通して動作電圧源３１４に接続され、
コレクタは負荷抵抗３１７を通して電源３１８に
接続されている。トランジスタ３１１，３１２の
エミツタは互いに接続され、また定電流源回路３
３０を通してアースされている。

第５図に示す回路構成において入力端子Ｔ_IFに
入力された中間周波ステレオ信号はFM検波回路
１５によりステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）に検波さ
れ、またAM検波回路１３によりステレオ和信号
（Ｌ＋Ｒ）に検波される。FM検波回路１５にて
得られたステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）は差動増幅器
３１０に供給され、その差動対トランジスタ３１
１，３１２にて増幅される。差動対トランジスタ
３１１，３１２のコレクタにはそれぞれステレオ
差信号（Ｌ−Ｒ），−（Ｌ−Ｒ）が現らわれ、該信
号はマトリツクス回路１７に入力され、該マトリ
ツクス回路においてAM検波回路１３にて得られ
たステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）と加算される。よつ
てマトリツクス回路１７の出力端子１８，１９に
はＬ，Ｒが出力される。

低域波器２０はAM検波回路１３の検波信号
から直流電圧を周知態様により取出す。低域波
器２０にて取出される直流電圧はアンテナ入力レ
ベルに応じてつまりAM検波出力レベルに比例し
て変化する。該直流電圧は定電流源回路３３０を
制御する制御信号Vcとして作用する。

この制御信号Vcにて定電流源回路３３０の定
電流量を変化させることによりトランジスタ３１
１，３１２からなる差動増幅器３１０の利得を定
電流量に比例して変化させることができる。ここ
で定電流源回路３３０には低域波器２０が接続
されており、この低域波器２０のアンテナ入力
レベル対直流電圧特性は、第３図中の曲線３１で
示す（Ｌ＋Ｒ）信号と類似した特性を示す。この
ような低域波器２０の出力で定電流源回路３３
０が制御されるため、トランジスタ３１１，３１
２からなる差動増幅器３１０の出力レベルは、
（Ｌ＋Ｒ）信号と同様な変化をする。したがつて
マトリツクス回路１７へ入力される３つの信号
（Ｌ＋Ｒ），（Ｌ−Ｒ），−（Ｌ−Ｒ）の振幅をアンテ
ナ入力レベルに対して常に補償することができ、
該マトリツクス回路１７の出力端子１８，１９に
おいて、振幅レベル差に起因して生じる分離度の
劣化を補償することができる。

しかしカーラジオの如く移動用受信機において
は、アンテナ入力レベルの変動が早いので、その
速さに即応するために低域波器２０の時定数を
小さくする必要がある。この場合変調周波数が低
いときは、AM検波出力の低周波信号を完全に平
滑できなくなり、定電流源回路３３０がこの低周
波の変調信号で揺すられて定電流量が変化し、ト
ランジスタ３１１，３１２からなる差動増幅器３
１０の出力には低周波の変調信号が出力される。
つまり分離度補償回路３０の出力段にステレオ差
信号（Ｌ−Ｒ）以外にステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）
成分をも出力することになる。したがつて、この
ステレオ和信号成分をマトリツクス回路１７に入
力し該マトリツクス回路１７にてＬ信号、Ｒ信号
に分離する際、変調周波数が低くなるに従つて分
離度が劣化していくきらいがある。

本発明の目的は、上記した低周波の変調信号で
分離度が劣化するという欠点を、低域波器の時
定数を大きくすることなしに改善してなるAMス
テレオ復調回路を提供するにある。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。

第６図はAM―FM方式の復調回路のブロツク
図である。同図において第５図と同一部分には同
一番号を付してその詳細説明は省略する。６０は
低域波器２０と分離度補償回路３０との間に接
続された低周波変調信号補償回路を示し、該回路
は低域波器２０の出力に現らわれる低周波変調
信号の位相を反転するインバータ回路６１と、コ
ンデンサ６２と、前記インバータ回路６１により
反転された低周波変調信号と低域波器２０の低
周波変調波信号を加算する加算器６３とから構成
されている。

以上の構成によれば、低域波器２０の直流出
力電圧に重畳した変調周波数成分は、分離度補償
回路３０の制御端子においては、インバータ回路
６１の逆相に変換された変調周波数成分により打
ち消されるため、低周波の変調周波数での分離度
劣化を補償することができる。

第７図はその一具体例を示す回路図である。同
図において低域波器２０の出力は、インバータ
回路６１を構成するトランジスタ６１１のベース
に接続され、該トランジスタ６１１のエミツタは
抵抗６１２を介して接地され、コレクタは抵抗６
１３を介して電圧源６１４に接続される。ここで
抵抗６１２，６１３の値はインバータ回路６１の
利得を１とする値に選ぶ。周知のようにトランジ
スタのベース、コレクタは逆相であるから、コレ
クタの出力を抵抗６１５、容量６２を介して交流
的に抵抗６３１を介した低域波器２０の出力と
加算することにより交流分（変調周波数）を打ち
消すことができる。

次に第７図の分離度補償回路３０の利得制御動
作について第８図を用いながら説明する。第８図
ａは差動増幅器３１０の入出力関係を示す特性
図、第８図ｂはその出力特性図、第８図ｃは制御
電圧特性図である。第７図において定電流源回路
３３０の電流をIoとすると、無信号時トランジス
タ３２１，３２２にはそれぞれIo／２の電流が流
れ、トランジスタ３１１，３１２にはそれぞれ
Io／４の電流が流れる。ここで定電流源回路３３
０に印加される制御信号Vcに対して差動増幅器
３２０に流れる電流が直線的に変化するように差
動増幅器３２０のトランジスタ３２２のベース電
圧V₂（基準動作電圧）を可変動作電圧源３２４
にて調整する。

斯様に調整した第７図の回路において制御端子
Tcの制御信号Vc（＝V₁）の電圧が前記調整電圧
V₂より変化してトランジスタ３２１，３２２の
ベース電圧関係がV₁＞V₂となると、トランジス
タ３２１のコレクタ電流はその制御電圧に応じて
増加し、トランジスタ３１１，３１２のコレクタ
電流も増加し、差動増幅器３１０の出力振幅は増
加する。この時トランジスタ３２２の電流はトラ
ンジスタ３２１の増加分だけ減少する。またそれ
とは逆にV₁＜V₂となると、トランジスタ３２１
のコレクタ電流はその制御電圧に応じて減少し、
トランジスタ３１１，３１２のコレクタ電流も減
少し、その出力振幅は減少する。この時トランジ
スタ３２２の電流はトランジスタ３２１の減少分
だけ増加する。例えばトランジスタ３２１に流れ
る電流がΔIoだけ増加し、Io／２＋ΔIoになる
と、トランジスタ３１１，３１２にはそれぞれ
Io／４＋ΔIo／２の電流が流れ、トランジスタ３
２２にはIo／２−ΔIoの電流が流れる。したがつ
てトランジスタ３１１，３１２はIo／４＋ΔIo／
２からIo／２またはIo／４＋ΔIo／２から零の範
囲内で増加または減少することになる。故にこの
ΔIoの電流を制御信号Vcにより可変することに
より差動増幅器３１０の振幅レベルを可変でき、
その出力振幅を制御することができる。

差動増幅器３１０の振幅は制御信号Vcに比例
して第８図ｂの曲線８２で示す如く変化する。制
御信号Vcは前述した如くAM検波出力レベルに比
例するためステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）レベルをア
ンテナ入力レベルの変化にかかわらずステレオ和
信号（Ｌ＋Ｒ）レベルと等しくなるように制御す
る。

もちろん、この時ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）レ
ベルがステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）レベルと等しく
なるように、差動増幅器３２０の定電流量Ioは定
めておく必要がある。

以上によつてマトリツクス回路１７へ入力され
る３つの信号（Ｌ＋Ｒ），（Ｌ−Ｒ），−（Ｌ−Ｒ）
の振幅をアンテナ入力レベルに対して常に等しく
なるように補償でき、マトリツクス回路１７の出
力端子１８，１９での振幅レベル差に起因して生
ずる分離度の劣化を補償することができ、アンテ
ナ入力レベルに依存することなく、該分離度を一
定の値を保持することができる。要するにステレ
オ差信号±（Ｌ−Ｒ）を、ステレオ和信号（Ｌ＋
Ｒ）に比例した制御電圧で制御することによつ
て、Ｒ，Ｌ信号の分離度がアンテナ入力レベルで
変化する現象を改善することができる。

第９図は第５図と第７図の実施例における分離
度対変調周波数の実測データを示す特性図であ
る。第９図において曲線９１は、第５図に示す実
施例の場合であり、この場合には低域波器２０
の時定数が制限されるため変調周波数が1kHz以
下で急激に劣化して行く。曲線９２は第７図に示
す実施例の場合であり、この場合には変調周波数
に対して平坦な分離度特性を示し、十分な改善が
得られる。

第１０図は本発明の他の実施例を示し、分離度
補償回路３０のトランジスタ３２１，３２２のベ
ース間にインピーダンスの小さな容量６４を挿入
したものであり、差動増幅器３２０の同相除去作
用を利用して、制御電圧に重畳した変調周波数に
対して不感にしたものである。分離補償回路３０
の構成および動作は第７図の実施例と同様であ
る。

要するに第７図、第１０図に示す実施例によれ
ば、ステレオ和差信号の振幅をアンテナ入力レベ
ルに対して常に等しくなるように補償できるとと
もに、制御電圧に重畳された低周波の変調信号を
打ち消す補償回路により、マトリツクス回路１７
の出力端子１８，１９でのアンテナ入力レベルに
依存する分離度劣化および変調周波数に依存する
分離度劣化の問題を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図，第２図はAMステレオの一方式である
AM―FM方式の送・受信システムを示すブロツ
ク図、第３図はAM検波、FM検波の一般的な入
力―出力特性を示した図、第４図，第５図は分離
度補償手段を有する従来のAMステレオ復調回路
のブロツク図およびその一部詳細図、第６図は本
発明の１実施例のブロツク図、第７図はその具体
的な回路例を示した図、第８図は第７図の回路動
作を示す各特性図、第９図は本発明の説明に供す
る特性図、第１０図は本発明の他の実施例の回路
図である。 １３…AM検波回路、１４…振幅制限回路、１
５…FM検波回路、１７…マトリツクス回路、２
０…低域波器、６１…インバータ、６３…加算
器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 振幅―角度変調方式のAMステレオ復調回路
   において、受信ステレオ信号からステレオ和信号
   （Ｌ＋Ｒ）を得るための第１の検波手段と、受信
   ステレオ信号からステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）を得
   るための分離度補償回路を具えた第２の検波手段
   と、前記第１、第２の検波手段に結合され、前記
   ステレオ和、差信号（Ｌ＋Ｒ）、（Ｌ−Ｒ）から
   Ｌ，Ｒチヤンネル信号を分離、復調するマトリツ
   クス回路と、前記第１，第２の検波手段に結合さ
   れ、前記第１の検波手段からアンテナ入力信号レ
   ベルに比例した直流信号を抽出すると共に該直流
   信号を前記第２の検波手段の分離度補償回路に導
   く制御手段を設け、該制御手段は前記第１の検波
   手段に結合され、該検波手段から直流信号を抽出
   する低域波器と、該低域波器に結合され、該
   低域波器の出力に低周波変調信号が現らわれた
   時該信号と逆相の信号を出力するインバータと、
   前記低域波器、インバータ及び前記第２の検波
   手段に結合され、低域波器の出力信号にインバ
   ータの出力信号を加算して低域波器の出力信号
   の低周波変調波信号を打消し、低域波器の直流
   信号を前記第２の検波手段に導くところの加算器
   からなり、前記第２の検波手段の分離度補償回路
   の利得、振幅を前記直流信号に応じて制御し、前
   記アンテナ入力信号レベルに対して前記ステレオ
   差信号の振幅が前記ステレオ和信号の振幅と等し
   くなるように制御することを特徴とするAMステ
   レオ復調回路。