JPS62160819A - ドライバ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は、ドライバ回路、具体的にはスイッチング・ノ
イズが少なく、ドライバの出力部に現われる反射などの
線上の過渡電圧を制御する、信号スイングの小さなドラ
イバに関するものである。

Ｂ、従来技術 集積回路自体およびその相互接続の位相幾何構造はます
ます高密度になってきているが、集積回路チップ上にあ
る回路構成と、チップ外の回路構成の間で、相互接続を
介して、ある種のデジタル信号を経路指定する必要があ
る。

これらの例では、まずデジタル信号を線ドライバに印加
し、それに応じてドライバが相互接続線に電流を印加し
て、線のキャパシタンスを急速に充電し、それによって
デジタル信号を線を通って伝播させる。各相互接続線は
、特性インピーダンスを持ち、伝送線のように振舞う。

従って若しもその線の近端にあるドライバの出力インピ
ーダンス又は遠端にある負荷のインピーダンスが、線の
特性インピーダンスに等しくない場合、反射が起こる。

特に、ドライバの出力が論理０（アース付近の直流電位
であることが多い）から論理１（それよりも高い直流電
圧であることが多い）へと状態を変える場合、立上り出
力過渡電圧が線を通ってドライバから線の遠端まで伝播
する。たとえば、回路が開いている（成端しない）ため
に、遠端でインピーダンスが一致しない場合、この遷移
の一部分がこの不一致点で反射し、線の近端すなわちド
ライバの出力部に向って伝播して戻る。線の長さによっ
て決まる。ふつう（ＩＯＱ１１以下の）短い線では数ナ
ノ秒程度の時間が経過した後、ドライバ出力部に反射が
現われ、ドライバの出力電圧と組み合わされる。同様に
、線の近端でインピーダンスの不一致が起こっても、反
射が生じる。近端での反射は線を通って伝播し、遠端で
さらに反射を起こさせる。いずれにせよ、ドライバ出力
電圧の振幅に応じて、ゼロでないドライバ電圧と線の近
端に現われる反射された電圧が組み合わされて、ドライ
バ出力部でドライバ自体が生成する電圧より大きな過渡
電圧を生じることがある。生成した合成電圧がドライバ
出力トランジスタの両端間に現われる。その結果、この
電圧が充分に大きな過渡ピーク振幅をもつ場合、トラン
ジスタを破壊することがある。

線の両端でインピーダンスの不一致が生じるために、反
射エネルギが線中およびドライバ中での抵抗損によって
充分に吸収されてしまうまで、線の両端間で反射が伝播
し続ける。したがって、指数関数的に減衰する正弦波と
して過渡電圧が現われる。

他のゲートへの入力が相互接続線に接続されているため
に、別の問題が生じる。具体的にいうと、反射によって
過渡電圧が生じるとき、これらのゲートが、望ましくな
い高レベルの入力信号を感知することがある。その結果
、これらのゲートが誤まった出力値を生成し、それが正
しくないシステムの動作を引き起こすことがある。

したがって、デジタル・システムの設計で反射をできる
だけ取り除くことが是非とも必要である。

線に対するすべてのドライバ出力と負荷インピーダンス
を一致させるという解決策は、理論的には簡単であるが
、実際には相互接続線が複雑でそれに接続される回路構
成が多様なため、この解決策を実施することは極めて難
かしい。

短い過渡時間と少ないスイッチング・ノイズと大きなス
イッチング速度をもたらす小入力スイング論理を使う場
合、これらの問題は一層悪化する。

この論理では、論理レベルがたとえば＋０．５ボルトの
論理Ｏから＋１．５ボルトの論理１にスイングするとき
の異なる論理レベル間の電圧差は。

１ボルト以下の程度である。かかる論理のノイズ限界は
、他の多くの型式のデジタル論理よりもずつと小さいの
で、たとえば反射によって線上に少量のノイズ、たとえ
ば過渡電圧が生じると、容易にその線に接続されたゲー
トに誤まった入力状態が生じることがあり得る。

さらに、ゲートまたは、休止相互接続線に近接している
が接続していない他の線から、ノイズが休止線に入るこ
とがあり得る。この場合、近接するゲートまたは線中で
の高速スイッチング（数ボルト／＋１秒の程度のｄｖ／
ｄｔによって非常に大きく狭い電流スパイクがしばしば
生じる。これらのスパイクは磁界を生じ、それが休止接
続線中に過渡電圧スパイク、ここではスイッチング・ノ
イズを誘導する。これらのスパイクが充分に大きい場合
、やはりその休止線に接線された信号スイングの小さな
ゲートの入力部に誤まった入力状態を引き起こすことが
あり得る。

その上、スイッチング・ノイズがアース経路を経て、特
定の回路またはシステム内にあるすべてのゲートに入る
こともあり得る。したがって、このノイズはスイッチさ
れるゲートだけではなく、そうでないゲートにも呪われ
る。残念ながら、スイッチング速度が高まるにつれて、
スイッチング・ノイズの量と強度も増大する。

従来技術では、過渡電圧がドライバの出力段に影響を与
えるのを防止する様々な解決策がある。

たとえば、一つの解決策が、米国特許第３９７９６０７
号に記載されている。ここでは、ドライバに、プッシュ
プル出力段と分路トランジスタを組み込んである。分路
トランジスタのベースとエミ゛ツタは、それぞれドライ
バ・プルダウン出力トランジスタのベースとエミッタに
並列に接続されている。さらに１分路トランジスタのコ
レクタが、ドライバ・プルダウン出力トランジスタのベ
ースに結合されている。分路トランジスタが導通すると
、プルダウン・トランジスタが利用できるベース・ドラ
イブの量が制限され、したがってそのコレクタ電流が制
限される。残念ながら、この配置は、ドライバ自体の内
部で生じる過渡電流、すなわちプルアップ出力トランジ
スタとプルダウン出力トランジスタが同時に導通すると
きこの両トランジスタの間を流れる、ふつう″スパイク
・スルー″電流と呼ばれる過剰電流を抑制するのにしか
役立たない。このドライバは、ドライバ外の状態、たと
えば反射によって線上に呪われる過渡電圧を抑制できな
い。米国特許第４０３１４１４号には、立上りが迅速で
持続時間の短い電流パルスの生成装置の配置が示されて
いる。この配置は、連続す　　□る出力電流パルスの間
の時間間隔中に過剰電圧レベルが内部電流電源に印加さ
れるのを防止する、眼圧回路が含まれている。この配置
も、前述の米国特許第３９７９６０９号特許の配置と同
じく、ドライバ自体の内部で過渡電圧が生じるのを防止
するだけで、外部で誘導されて線上に現われる過渡電圧
は抑制しない。

Ｃ１発明が解決しようとする問題点 当技術分野では、少量のスイッチング・ノイズしか生じ
ず、かつドライバ外の状態によって線上に生じる過渡電
圧を抑制する、信号スイングの小さな論理線ドライバが
求められている。

したがって、本発明の一目的は、スイッチング・ノイズ
と相互接続上に現われる過渡電圧を減らす、小信号スイ
ング・デジタル線ドライバを提供することである。

具体的な目的は、線上に現われる過渡電圧を抑制するだ
けでなく、少量のスイッチング・ノイズしか生じない、
かかるドライバを提供することである。

より具体的な目的は、反射およびその他のドライバ外の
過渡状態によって線上に現われる過渡電圧を抑制する、
かかるドライバを提供することでである。

別のより具体的な目的は、論理状態間のスイッチング速
度（ｄｖ／ｄｔ）の制御によって自己生成スイッチング
・ノイズの量を減らし、それによって休止線に入るノイ
ズ電流の量を減らす、かかるドライバを提供することで
ある。

Ｄ０問題点を解決するための手段 これらおよびその他の目的は、本発明の教示によれば、
ドライバの出力部とドライバ内にある中間回路の一人力
部の間に接続され、線上およびドライバの出力部に現わ
れる過渡電圧を抑制し、ドライバが生成した出力信号の
過渡時間を制御する、電圧クランプ過渡出力制御回路を
備えたドライバによって達成される。

電圧クランプは、ドライバ出力部の線電圧が予め定めた
閾値を越えると、線からエネルギを吸収する。こうして
、たとえば反射によって生じた一連の過渡ピークがドラ
イバ出力部に衝突すると、クランプは各ピークに含まれ
るエネルギの一部を吸収し、それによって過渡電圧の減
衰を促進させる。こうして、クランプは過渡電圧の整定
時間を幾分短縮し、その振幅を抑制する。

さらに、このドライバは、ドライバ出力電圧の立上りお
よび立下りの過渡時間をある値、たとえば１ボルト／ナ
ノ秒に制限する。この値は、スイッチング・ノイズを比
較的僅かしか生じないが、ドライバ出力部に接続された
信号スイングの小さな論理のスイッチング速度にはほと
んど悪影響を与えないだけの速さである。ドライバ出力
信号の立下り過渡時間の制御は、ドライバの中間段（す
なわち分相器）と出力段を共にオンにするのに利用でき
るベース電流の景を制限することによって実現される。

この制御は、電圧クランプ過渡出方制御回路によっても
たらされるが、出方信号の一部分を中間段すなわち分相
器に容量的にフィードバックすることによって実現され
る。ドライバ出力信号の立上り過渡時間の制御は、ドラ
イバ内部の各種の時間定数によって実現される。

本発明の一特徴によれば、本発明のドライバは。

高インピーダンス制御段を含んでいる。この制御段は、
ドライバ出力トランジスタを非導通（オフ）状態にし、
それによってパワーアップの際に電源を入れる順序が不
適当な場合、これらのトランジスタが破壊されるのをう
まく防止する。具体的にいうと、この回路はドライバに
外部がら印加される２つの制御電圧のどちらか一方が低
レベルである限り、出力トランジスタを非導通状態にす
る。

このことは、パワーアップ状態の間に、またはその後い
つでもドライバのデータ入力部に印加されるデータには
無関係にドライバ出方部を高インピーダンス状態にする
ために生じることがあり得る。

ドライバ出力部が一度高インピーダンス状態になると、
ドライバ入力部に接続されている回路構成が出力部に接
続された回路構成から絶縁され、そのためその回路構成
のテスト性が簡単になって有利である。

Ｅ、実施例 以下の説明を読めば、当業者なら、本発明のドライバが
、小さな入力信号スイングを使用し相互接続線をドライ
ブする任意の組合せゲート（たとえばＡＮＤ、ＯＲなど
）または論理回路（演算処理装置、記憶装置など）の出
方段を形成できることを容易に理解できるはずである。

したがって。

説明を簡単にし、理解しやすくするために、このドライ
バを簡単な単−人力インバータに関連して説明すること
にする。

第２図は、線ドライバを使用するふつうの形態を示した
ものである。ここで、ドライバ１ｏは、線２０にその近
端Ａで信号を印加する。この線は、成端せず（開）、そ
の遠隔Ｂにほぼ無限の負荷インピーダンスが現われるか
、または高い有限インピーダンスをもつ特定の負荷３０
に給電することが多い。どちらの場合でも、遠端のイン
ピーダンスは線の特性インピーダンスを大幅に上回る。

特性インピーダンスはふつうは極めて低く、たとえばこ
の場合は８０オームである。

ドライバ１０が線の近端に過渡電圧を与えると、その過
渡電圧はまず線の遠端に伝播する。次に線の特性インピ
ーダンスと負荷インピーダンスが一致しないために、こ
の過渡電圧の一部が不一致点すなわち線の遠端で反射し
、近端にあるドライバ出力部に伝播して戻る。反射され
た信号の振幅は。

遠端での不一致の度合によって決まる。ドライバが近端
に過渡電圧を印加してから反射された信号が近端に達す
るまでの時間は、線の長さＱに比例する。反射は、線内
部での抵抗損によって減少するが、反射された信号は、
近端に達して、ドライバ自体が小成する出力信号の振幅
を組み合わされ、近端で合成信号を生じる。ドライバ出
力信号の振幅と反射の振幅に応じて、とくに信号スイン
グの小さな論理回路の場合、合成信号の振幅が線上に誤
まった高レベルの論理信号を引き起こし、そのためその
線に接続された信号スイングの小さな論理回路の誤まっ
た動作を起こすことがある。その上、合成信号の振幅が
ドライバ出力信号の振幅を大幅に上回る場合１合成信号
のピーク振幅が、ドライバ１０の出力部に給電する出力
トランジスタの電圧定格を越えることがある。そうなる
と、これらのトランジスタが損傷を受けたり破壊された
りする。

本発明のドライバ１０を第１図に示すが、これは自己生
成スイッチング・ノイズの量をうまく減らし、かつ線上
およびとくにドライバ出力部に現われる、たとえば反射
によって生じる過渡電圧を抑制する、信号スイングの小
さなドライバである。

具体的にいうと、ドライバ１０は、入力段１２０、高イ
ンピーダンス制御段１４０、分相器１６０、出力段１８
０、およびクランプ２００から構成される。電源電圧■
１と■２の値は、ドライバの入力端末と出力端末に現わ
れる論理レベルの許容スイングによって、部分的に規定
される。１ボルトのスイング、すなわち＋０．５ボルト
の論理０から＋１．５ボルトの論理１へのスイングの場
合、電源電圧Ｖ工とｖ２はそれぞれ約＋１．７ボルトと
＋３．４ボルトに選定する。

ドライバへのデータ入力は、入力端末６０に印加され、
そこから入力トランジスタ１２３のエミッタに送られる
。トランジスタ１２３は、そのエミッタ電圧（ドライバ
に印加されるデータ入力信号の値）が０．９ボルト（す
なわちｖｌから０゜７ボルトのベース・エミッタ接合部
での電圧降下と抵抗１２１の両端間での電圧降下を差し
引いた値）を下回った場合に導通する。入力電圧の値が
それよりも高いと、このトランジスタのベース・エミッ
タ接合部の両端間での電圧降下が不充分となり、このト
ランジスタの導通が妨げられる。したがって、このトラ
ンジスタは、ドライバの入力閾値を０．９ボルトに設定
する。抵抗１２７は、このトランジスタのコレクタに対
するプルアップ抵抗として働く。

トランジスタ１２３のコレクタ電圧が、分相器１６０内
のトランジスタ１６５のベースに印加される。トランジ
スタ１６５は、トランジスタ１２３が生成した信号を緩
衝し、リード１６８上に出力信号を、またリード１６２
上にその補数を与える。リード１６８上に現われる出力
信号は、トランジスタ１２３のコレクタに現われる信号
と同位相であり、したがって、入力端末６０に印加され
る入力データ信号とも同位相である。リード１６２と１
６８上に現われる信号が、入力として出力段１８０に印
加される。リード１６２上に現われる信号が、出力段の
トランジスタ１８３に印加される。このトランジスタは
、出力トランジスタ１９１とダーリントン構成で接続さ
れている。トランジスタ１８３のエミッタに現われる電
圧と、リード１６８上に現われる信号が、出力トランジ
スタ１９１と１９３に印加される。この２つのトランジ
スタは互いに接続されてプッシュプル出力部を形成して
いる。トランジスタ１９１のエミッタ電圧は、リード１
９２を介して出力端末９０に接続され、そこからドライ
ブ線に接続されている。

ドライバの速度を増大させるため、抵抗１８５とショッ
トキー・ダイオード１８７は、トランジスタ１９１が非
導通（オフ）のときそのコレクタ・ベース接合部内に貯
えられる電荷の放電経路を形成する。ショットキー・ダ
イオードはうまいことにある電流範囲で大きな抵抗を示
すが、ダイオード１８７は標準のｐ−ｎ接合ダイオード
を使って作成してもよいにの場合、抵抗１８５の値は、
ダイオード１８７としてショットキー・ダイオードを使
った場合に必要な値よりもその分だけ減少するはずであ
る。また、ダイオード１８７を省略してもよい。この場
合、抵抗１８５の値を増やす必要がある。しかし、ダイ
オード１８７を取り除いた抵抗１８５を直接接地接続す
ると、この抵抗中を流れる電流は、とくにトランジスタ
１８３が導通しているとき、抵抗とダイオードの両方を
通って流れる電流よりも大きくなり、したがってドライ
バの消′Ｒ’１１力が増えて不利になるはずである。

ショットキー・ダイオード１８９は、トランジスタ１９
１のコレクタ回路内にあり、電源を不適当な順序で入れ
た場合に、このトランジスタが逆方向に電流が流れて破
壊されるのを防止する。具体的には、このダイオードは
、コレクタ電源電圧Ｖ２が接地電位にまたはその付近に
あるときにトランジスタ１９１のエミッタに大きな正の
ドライブ電圧が印加された場合に、トランジスタ１９１
のコレクタ接合部を電流が逆方向に流れるのを防止する
。

クランプ２００がリード１９２に接続されており１本発
明の教示によれば、ドライバの正しい出力レベルを設定
し、かつ駆動された線に現われる過渡電圧を抑制する。

先に簡単に述べたように。

抵抗２０３，２０５，２１１，２１３、ダイオード２０
７．２０９、ショットキー・ダイオード２０１とトラン
ジスタ２１５が、すべて破線のボックス２００の内部に
あり、クランプ２００を構成している。このクランプは
、ドライバから供給される最大直流出力レベルを制限し
、かつドライバ出力部に提供された駆動された線上に現
われる過波電圧を抑制する。クランプ２００とフィード
バック・コンデンサ２１９を合わせて、電圧クランプ過
渡出力制御回路と呼ぶごとにする。フィードバック・コ
ンデンサ２１９は、クランプと分相器１６０の入力部と
の間に接続され、抵抗１２７と一緒に出力端末９０に現
われる出力信号の立下りの旅回速度を、すなわち最大出
力立下り過渡時間を約１ボルト／ナノ秒に制限する。こ
のため、ドライバが生じるスイッチング・ノイズの量が
減り、したがって休止線に結合されているノイズ電流が
減少して有利となる。また、リード９０上に現われるド
ライバ出力信号の立上り遷移の旅回速度は、トランジス
タ１９１のベースに供給される電流の量と、トランジス
タ１８３と１９１のエミッタ・ベースのキャパシタンス
および抵抗１６１の抵抗とによって決まる時間定数によ
り、約１ボルト／ナノ秒に制限される。トランジスタ１
９１が利用できるベース電流の量は、トランジスタ１８
３が生成するエミッタ電流の量から、抵抗１８５とダイ
オード１８７の直列接続によってアースに分路される電
流の量を差し引いた値によって決まる。

立上りおよび立下り過渡時間が約１ボルト／ナノ秒に制
限されるため、このドライバは、出力信号の旅回速度を
制限しない類似のドライバがふつう生じるスイッチング
・ノイズよりもずっと小さな。

僅かな量のスイッチング・ノイズしか生じない。

したがって、休止線に加わる、または電流や接地線を経
て他の論理構成に入るノイズ電流も、比較的低レベルに
保たれる。したがって、誤まった高レベルの入力信号が
生じ、それらの線に接続された論理回路構成の誤まった
動作が起こる可能性は、共に減少する。その上、スイン
グの小さな論理レベルを使うため、ドライバ出力信号の
過渡速度を１ボルト／ナノ秒に制限することによって、
ドライバの下流側に接続された回路構成のスイッチング
速度が、悪影響を受けることはない。

高インピーダンス制御段１４０は、入力端末６０に現、
ねれる入力データ信号のレベルがどうであれ、ドライバ
出力部を高インピーダンス状態にするのに使う。具体的
には、トランジスタ１４３と１５５は、抵抗１４１と１
４７と共に、高インピーダンス端末７０と″チップ・イ
ン・プレース″（ＣＩＰ）端末８０に入力が接続された
、２人力ＮＡＮＯ回路を形成する。トランジスタ１５７
は、インバータである。ふつう、高インピーダンス入力
端末とＣＩＤ入力端末の両方に高レベルの電圧が印加さ
れる。この場合、トランジスタ１４３の両方のエミッタ
が高レベルとなり、したがってこのトランジスタは非導
通（オフ）である。したがって、コレクタ電圧は高レベ
ルとなり、トランジスタ１５５がオンにスイッチされる
。その結果、トランジスタ１５７のベースに印加される
トランジスタ１５５のコレクタに現われる電圧が約０゜
２ボルト（コレクタ・ベース飽和電圧の値）に降下する
。トランジスタ１５７はオフのままであり。

したがってトランジスタ１６５．１８３．１９１の動作
に影響を与えない。

しかし、高インピーダンス入力端末に低電圧が印加され
ると、トランジスタ１４３はただちに導通し、そのため
トランジスタ１５３に印加されるベース電圧が、それを
オフにするのに充分なレベルまで減少する。したがって
、トランジスタ１５５のコレクタおよびトランジスタ１
５７のベースに現われる電圧が、抵抗１５１によって上
方にプルされる。トランジスタ１５７のコレクタは、抵
抗１６１を介して電源■２に接続されている。したがっ
て、このトランジスタに印加されるベース電圧が＋０．
７ボルトに達すると、トランジスタ１５７が導通し、そ
のコレクタ電圧が０．２ボルトに降下する。トランジス
タ１５７のコレクタが、トランジスタ１６５のコレクタ
１６５のコレクタとトランジスタ１８３のベースに配線
されているので、トランジスタ１６５のベースに現われ
る電圧がどうであれ、トランジスタ１５７のコレクタに
現われる０、２ボルトの電圧が、トランジスタ１８３を
非導通（オフ）にする。その上、トランジスタ１６５は
、図のようにそのコレクタ・ベース接合部の両端間にシ
ョットキー・ダイオードを組み込んであるので、このト
ランジスタも、そのコレクタ電圧が０．２ボルトに降下
すると、入力端末６０に印加される入力信号の状態がど
うであり、完全に非導通になる。とくに、入力端末に印
加される信号が低レベルの場合、トランジスタ１２３に
現われるコレクタ電圧は、トランジスタ１６５のベース
に印加されるとき、トランジスタ１６５をオンにするの
に不充分である。一方、入力端末６０に印加される電圧
が高レベルの場合、トランジスタ１６５内のショットキ
ー・ダイオードが抵抗１２７によって順方向バイアスさ
れ、したがってこのダイオードの両端間に約０．５ボル
トの電圧が現われる。したがって、トランジスタ１６５
のベース電圧は約０．７ボルトのままであり、そのエミ
ッタに抵抗１６９が接続されているため、トランジスタ
１６５を導通させるのに充分な正のレベルには達しない
。したがって、トランジスタ１６５中をエミッタ電流が
流れず、そのため出力トランジスタ１９３にベース電流
が供給されず、このトランジスタもオフになる。トラン
ジスタ１８３もオフなので、出力トランジスタ１９１に
ベース電流が供給されず、この出力トランジスタもオフ
になる。その結果、出力端末９０に電流が流れず、した
がって、入力端末に印加される電圧がどうであれ、この
出力端末は高インピーダンス状態をとる。

ＣＩＰ端末８０は、高インピーダンス端末７０と同様、
入力端末６０に印加される入力データ信号がどうであれ
、ドライバに高インピーダンス出力状態をとらせる。Ｃ
ＩＰ端末は、主としていくつかのドライバを含む集積回
路（チップ）のテストに使用される。具体的には、バス
などの共通回路に給電する各ドライバのすべてのＣＩＰ
端末を互いに配線して、それに共通信号を印加すること
ができる。これらのすべてのＣＩＰ入力端末に単一の低
レベル信号を印加すると、バスに拡張されたすべてのド
ライバが高インピーダンス状態をとり、それによってそ
れらの入力部に接続された回路をバスから絶縁する。こ
のようにして、バスに接続された回路構成、たとえば他
のチップや他のプリント回路板などの上に存在するもの
を容易にテストできる。したがって、適当な信号をＣＩ
Ｐ入力端子に印加することにより１選択した１個または
複数のチップやプリント回路板、さらには完全なサブシ
ステムを、他の回路構成から容易に絶縁できる。

さらに、高インピーダンス制御段１４０は、パワーアッ
プ中にドライバ用電源とドライバに接続された入力回路
および出力回路用の電源の間で電源を入れる順序が不適
当な場合に、ドライバが損傷を受けないようにする。こ
のことは、複数のドライバの入力部が共通の相互接続線
に接続されている場合にとくに重要である６従来技術に
よるドライバをこのように相互接続した場合、ドライバ
が誤まった論理状態になり、１個または複数のドライバ
に損傷を与えたり破壊されたりすることがあった。しか
し、本発明のドライバは、たとえばパワーアップ中に誤
まった論理状態が発生しても損傷を受けない。具体的に
いうと、両方のドライバ用電源が、誤まって他の回路構
成用電源より前にスイッチが入った場合、高インピーダ
ンス入力端末とＣＩＰ入力端末に現われる電圧は低レベ
ルになり、たとえばこの両方の入力端末の電圧が適正値
に達するまで、ドライバを高インピーダンス状態にする
。その結果、出力トランジスタ１９１と１９３は、電源
を入れる順序が不適当なためにその中を流れる過剰負荷
電流によってオンにスイッチされ破壊されるのを防止さ
れる。実際には、パワーアップ中に出力端末９０に誤ま
った論理値が現われないようにするため、すべての電源
が生成した電圧が整定してから一定時間遅らせて、高イ
ンピーダンス端末７０に高レベルの電圧を印加すること
もできる。こうすると、この遅延時間が経過して、ドラ
イバを含むデジタル・システム全体が動作を開始できる
状態になるまで、ドライバ出力端末に接続された回路構
成にドライバが信号を供給しないようにできる。

以上のことを念頭に置いて、次にクランプの動作、とく
にクランプがどのようにして、ドライバが生成した最大
直流レベルを制限し、また駆動された線上に現われる過
渡電圧を抑制するのかについて説明する。

抵抗２０３．２１１．２１３は、ダイオード２０９と共
に、過渡出力中にクランプが導通し始める直流閾値レベ
ル（約＋１．７ボルト）を決定し、それによって、ドラ
イバの最大直流出力レベルを設定する。具体的にいうと
、出力端末９０に高レベル（＋１．５ボルト）の信号が
現われるものと仮定すると、トランジスタ２１５のコレ
クタに約１ボルトの電圧が現われる。その結果、ダイオ
ード２０９の両端間に０．７ボルトの電圧が現われ、シ
ョットキー・ダイオード２０１の両端間に０゜５ボルト
の電圧が現われ、したがって順方向バイアスされた出力
トランジスタ１９１のベース電圧が２．２ボルトになる
。したがって、このトランジスタのエミッタ電圧は、ベ
ース電圧すなわち２゜２ボルトから順方向バイアスされ
たエミッタ・ベース接合部の電圧降下０．７ボルトを差
し引いた値になる。その結果、ダイオード２０９の両端
間に０．７ボルトの電圧が現われ、ショットキー・ダイ
オード２０１の両端間に０．５ボルトの電圧が現われ、
したがって順方向バイアスされた出カド・ランジスタ１
９１のベース電圧が２．２ボルトになる。したがって、
このトランジスタのエミッタ電圧は、ベース電圧すなわ
ち２．２ボルトから順方向バイアスされたエミッタ・ベ
ース接合部の電圧降下０．７ボルトを差し引いた値にな
る。その結果、トランジスタ１９１のエミッタ電圧、し
たがって端末９０に現われる出力電圧が１．５ボルトに
なる。その上、出力信号が高レベルのとき、入力信号は
低レベルでなければならない。この場合、トランジスタ
１２３が導通し、トランジスタ１６５は非導通（オフ）
となる。したがって、トランジスタ１６５のコレクタ電
圧を２．２ボルトに増加することができる。

さらに、トランジスタ２１５のコレクタが約１ボルトの
とき、高レベル出力電圧（約＋１．５ボルト）とこのト
ランジスタのコレクタ電圧（約＋１ボルト）の差が、ダ
イオード２０７と抵抗２０５の両端間に現われる。出力
端末９０に高レベルの出力（＋１．５ボルト）だけが現
われるとき、ダイオード２０７の両端間に現われる電圧
差（ふつう５００−６００ミリボルト）は、それを導通
させるには不充分であるか、または僅かな電流だけやつ
と導通させるものとなる。したがって、トランジスタ２
１５中に流れるベース電流は非常に僅かである。

ここでドライバの直流出力レベルが増加するか、または
線上で過渡電圧が発生して端末９０に現われるものと仮
定する。この過渡電圧は、反射によって生じるものであ
ってよく、駆動された線の近端に、したがって出力端末
９０に現われる電圧を著しく増加させることがある。こ
の過渡状態ないし過電圧状態は、次のようにしてこのク
ランプで抑制される。

過渡電圧が約１．７ボルトを越えると、ダイオード２０
７は、充分に導通し始める。このため、抵抗２１１と２
１３中を流れる電流が増加し、そのためトランジスタ２
１５のベース電流とエミッタ・ベース電圧が増加する。

したがって、トランジスタ２１５、抵抗２０５およびダ
イオード２０７がシンクする、出力端末からしたがって
駆動された線からくる電流の量が増加する。出力電圧が
１．７ボルトより高いままであると、抵抗２０５、ダイ
オード２０７、およびトランジスタ２１５は、駆動され
た線からアースに至る低抵抗の電流シンクを形成する。

その上、過渡的反射信号の各ピークが駆動された線、す
なわちドライバの出力部に達し、出力端末に現われる合
計電圧が１．７ボルトを越えると、クランプ２００は、
各ピークに含まれるエネルギの一部を吸収する。線中で
の抵抗損があり、かつクランプによってエネルギが吸収
されるため、近端に現われる過？Ｉｉ’を圧の連続する
各ピークはその前のピークより／Ｊ１さくなり、クラン
プが吸収するエネルギ量は次第に減少する。駆動される
線からのエネルギを奮い取ることで、ドレインは、各反
射信号の減衰を促進させる。近端に現われるピーク電圧
がダイオード２０７とトランジスタ２１５が共によく導
通しなくなる１、７ボル１〜まで降下し、近端出力電圧
が適正な出力レベルで安定化すると、クランプは動作し
なくなる。

このようにクランプを使うと、過渡電圧の整定時間が減
って有利である。たとえば、第２図に示す駆動される線
２０の長さが４０（至）で、クランプを使わない場合、
反射によって誘導される過渡電圧は線中の抵抗損によっ
てしか減衰されず、したがって数百ナノ秒も続くことが
ある。クランプ２００を使用し、抵抗２０５の値を１０
０オームに選定すると、クランプ２００は過渡電圧整定
時間Ｄ）ｔｅ約２５ナノ秒に短縮する。整定時間は。

主として抵抗２０５の値と駆動される線の長さＱによっ
て決まる。本発明のドライバ１０を使うとき、駆動され
る線の近端（ドライバ出力部）と遠端に現われる。反射
によって誘導された過渡電圧の波形は、大体第３図の波
形４００と５００のようになる。明らかなことに、クラ
ンプは、反射にもとずく過渡電圧だけでなく、線上にと
くにドライバの出力端末に現われるスパイクやサージな
ど、様々な種類の過渡電圧を抑制することができる。

先に指摘したように、コンデンサ２１９がだもらす容量
性フィードバックは、ドライバが生成し出力端末９０に
呪われる出力電圧の立下りの最小過渡時間を制限する。

そのために、コンデンサ２１９と抵抗２０５が一緒にな
って、リード９０に現われる出力信号の一部分を、トラ
ンジスタ１６５のベースにフィードバックする。ここで
出力が高レベルのとき、トランジスタ１６５は非導通で
ある。端末６０に現われる入力電圧の振幅が増加すると
、トランジスタ１２３のコレクタ電圧とトランジスタ１
６５のベース電圧も増加する。トランジスタ１６５のコ
レクタ中を通る電流が増加すると、トランジスタ１９３
中を流れるベース電流も増加し、そのためこのトランジ
スタのコレクタ電圧が減少する。しかし出力端末９０に
現われる電圧が増加し始めると、コンデンサの両端間に
現われる電圧の導関数に依存して変化するコンデンサ２
１９中を通る電流が急速に変化し、ドライブ電流をトラ
ンジスタ１６５のベースから分路させる。したがってこ
のトランジスタが利用できるドライブ電流が減少し、そ
のためこのトランジスタがオンになる速度が遅くなる。

トランジスタ１９３からそれるベース電流が増すため、
このトランジスタがオンになるのにかかる時間が増加す
る。

結局、トランジスタ１０５は定常状態で完全に導通し、
そのときコンデンサ２１９中を電流が流れない。コンデ
ンサ２１９、抵抗１２７と２０５の値を適切に選定する
と、ドライバ出力電圧の立下りの最大過渡時間を１ボル
ト／ナノ秒に制限することができる。

一般にドライバは入力回路と出力回路を一つずつ備えて
いる。入力回路は、直列に接続された１個または複雑な
中間段を備えることがあり、それぞれ対応する中間信号
を生成する。上記のドライバでは、入力段１２０と分相
器１６０が中間段であり、全体で入力回路を形成する。

出力段１８０が出力回路を形成する。コンデンサ２１９
は、特定の中間回路、この場合は分相器１６０内の入力
部に接続されているものとして示しであるが、やはり本
発明の教示を具体化した別のドライバでは、コンデンサ
２１９によってもたらされるフィードバックに類似した
、ドライバ出力信号の立下り過渡時間を制御するための
容量性フィードバックを、いずれかの中間段の入力部に
設けることができる。

使用する特定の段および必要な容量性フィードバックの
量は、ドライバの実際の設計に応じて決まる。

理想的には、駆動される線中で生じる反射やその他の過
渡電圧を完全に抑制するために、上記のクランプを、線
の両端に接続されている線ドライバと線レシーバの両方
に組み込むべきである。しかし、クランプを線ドライブ
のみに入れても、効果的に抑制が得られ、また線レシー
バの設計ではインピーダンスの一致と過渡電圧の抑制を
目指す必要はない。このため、レシーバの設計が簡単に
なり、かつレシーバを作成するために必要な集積回路上
の面積が少なくてすむ。

Ｆ０発明の効果 デジタル出力信号を相互接続線に印加するに際して、ス
イッチング・ノイズ及び過渡電圧の発生を抑制すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を具体化したドライバ１ｏの概略図、第
２図は、線ドライバの使用形態を示すブロック・ダイア
グラム、第３図は、第１図に示したトライバ１０を使っ
た場合の、線２０の両端にふつう呪われる電圧の波形で
ある。 １０・・・・ドライバ、１２０・・・・入力段、１４０
・・・・高インピーダンス制御段、１６０・・・・分相
器、１８０・・・・出力段、２００・・・・クランプ。 出願人　　インターナショナル・ビジネス・マシーンズ
・コーポレーション

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）デジタル出力信号を相互接続線に印加するための
   ドライバ回路であって、 少なくとも１個の中間回路を備え、上記ドライバ回路の
   データ入力部に印加されたデジタル・データ入力信号に
   応答して、少くとも１個の中間電圧信号を生成する入力
   回路と、 上記中間電圧信号に応答して、出力信号を生成し、上記
   出力信号で相互接続線をドライブする出力回路と、 ドライバの出力部と上記中間回路のうちの選択された一
   つの入力部との間に接続され、上記相互接続線上および
   ドライバの出力部に現われる過渡電圧を抑制し、上記ド
   ライバの生成した出力信号の立下り過渡時間を制御する
   、電圧クランプ過渡出力制御回路と、 を含むことを特徴とするドライバ回路。
2. （２）上記電圧クランプ過渡出力制御回路は、相互接続
   線上およびドライバの出力部に現われる電圧の振幅が予
   め選定した閾値を越えたとき、相互接続線からエネルギ
   を吸収する手段を備えていることを特徴とする、 特許請求の範囲第（１）項に記載のドライバ。