JPS62146049A - 同期再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本弁明は同！１１１信号再生回路に関し、特に、例えば
、２ｎ（ｎは自然数）相ＰＳＫ　（フェーズ・シフト・
キーインク）通信システムの斐信機における信号復調の
際に用いる同期副搬送波信号を発生する同１男再生回路
に関する。

（従来の技術） ＰＳＫ通信システムにおいて、伝送信号成分は信号搬送
波の位相成分であるので、伝送信号の復調を行なうため
には信号搬送波と同一周波数で、かつ、信号搬送波と所
定の位相差を有する信号復調用の副搬送波信号、及びこ
のｎ１搬送波信号を用いて伝送信号の復調を行なう位相
検波器が必要となる。

また、復調の際にはＰＳＫ信号より副搬送波信号を発生
するための同期再生回路が必要となる。

この同期再生回路の動作を説明するにあたって、２ｎ（
ｎは自然数）相ＰＳＫ信号の通信システムの中で、特に
４相ＰＳＫ信号を復調する際に用いる同期再生回路を例
にとって説明する。

第３図は４相ＰＳＫ信号を復調する際に用いる同期再生
回路のブロック系統図である。

第３図において、１１は４相ＰＳＫ信号が入力される入
力端子、１２及び１３は第１及び第２の位相検波器、１
４は切換回路、１５は低域濾波器（以下、ＬＰＦと記す
）、１６は電圧制御発成器（以下、■ＣＯと記す）、１
７は移相器である。

入力端子１１に入力された４相ＰＳＫ信号は位相検波器
１２の一方の入力端子に供給され、また、位相検波器１
２の他方の入力端子にはＶＣＯｌ６から出力される副搬
送波信号ＣＭ、が供給される。

ＶＣＯｌ　６の出力信号である副搬送波信号ＣＷ。

は入力端子１１に入力される４相ＰＳＫ信号の搬送波信
号と同一の周波数であり、かつ、その発振位相はＬＰＦ
１５より出力される電圧に対応したものとなる。

（Ｏ相検波器１２は一方の入力端子に供給された４相Ｐ
ＳＫＩ言号と他方の入力端子に供給された０１搬送波信
ＲＣＷ＋との位相差を検出し、その位相検波出力信号が
符号信号として出力端子１８より出力される。具体的に
は入力される２信号の位相差０の余弦ＣＯＳθに比例し
た信号が出力端子１８より出力される。

また、入力端子１１に入力された４相ＰＳＫ信号は位相
検波器１３の一方の入力端子にも供給され、位相検波器
１３の他方の入力端子には■Ｃ０１６から出力される副
搬送波信号ＣＷＩが移相器１７で寺π（ラジアン、以下
、特に断わらない限り角度の中位としてラジアンを用い
る）移相された副搬送波信号Ｃ讐２が供給される。

位相検波器１３は一方の入力端子に供給された４相ＰＳ
Ｋ信号と他方の入力端子に供給された副搬送波化ｑｃｗ
２との位相差を検出し、その位相検波出力信号が符号信
号として出力端子１９より出力される。具体的には入力
される２信号の位相差θの余弦ｃｏｓ　Ｏに比例した信
号が出力端子１９より出力される。

さらに位相検波器１２及び１３の出力信号は切換回路１
４の一方の入力端子１４Ａ及び他方の入力端子１４Ｂに
それぞれ供給される。

切換回路１４の具体的な構成・動作については後に説明
するが、切換回路１４は一方の入力端子１／ＩＡ及び他
方の入力端子１４Ｂに供給される位相検波器１２及び１
３の出力信号を基にして寺π（ラジアン）の周期を有す
る信号を生成する。

切換回路１４より出力されたｆＡ　’ｊ４は雑＆成分を
除去するためにしＰＦ１５を介した後、位相誤差信号と
してＶＣＯ１６の制御端子に供給される。

ＶＣＯ１６はＬＰＦ１５を介して供給される位相誤差信
号に対応した位相の副搬送波信号を出力する。

次に上述した切換回路１４の具体的回路の一例について
第４図を参照して説明する。

切換回路１４は、例えば、第４図に示すようにゲート回
路２１．２２．２３．２４、オア回路２５．２６．２７
、及び反転回路２８．２９により構成されている。

位相検波器１２より出力される信ｑａ１は入力端子１４
Ａを介してゲート回路２１に被制御信号として供給され
ると共に、ゲート回路２４に一す御信号として供給され
、また、反転回路２８を介した後、ゲート回路２２に被
制御信号として入力されると共に、ゲート回路２３に制
御信号として供給される。

位相検波器１３より出力される信号ａ２は入力端子１４
Ｂを介してゲート回路２３に被制御信号として供給され
ると共に、ゲート回路２１に制御信号として供給され、
また、反転回路２９を介した後、ゲート回路２４に被制
御信号として供給されると共に、ゲート回路２２に制御
信号として供給される。

ゲート回路２１〜２４は制御信号の振幅が正の期間のみ
導通状態となり、オア回路２５，２６゜２７でゲート回
路２１〜２４の出力信号は論理和演算が施され、後述す
るように信号Ｇ３として合成された後、ＬＰＦ１５に入
力される。

従来、第４図に示すような切換回路１４を実現するには
ディスクリート素子を組合せて構成するか、あるいは、
第５図に示すように演算増幅器３１．３２、反転回路３
３．３４、アンド回路３５．３６．３７．３８、及びオ
ア回路３９゜４０．４１を組合せて回路を構成していた
。

つまり、演惇増幅器３１．３２は入力される信号ａ１．
ａ２の振幅が正の期間に論理１に対応したトルベルの信
号を出力するように構成されており、また、反転回路３
３．３４は第４図に示した反転回路２８．２９に対応し
、アンド回路３５゜３６．３７．３８は第４図に示した
ゲート回路２１．２２．２３．２４に相当し、オア回路
３９゜４０．４１は第４図に示したオア回路２５，２６
゜２７に対応している。

次に第３図、第４図、及び第５図に示した同期再生回路
の動作を第６図（△）〜（Ｅ）を参照して説明する。

第６図（Ａ）〜（Ｆ）にＪ３いて横軸には４相ＰＳＫ信
号と副搬送波信号との位相差θをとり、縦軸には振幅Ｖ
をとる。

デジタルコードに基づいて位相変調された入力信号（４
相ＰＳＫ信号）は第３図に示した位相検波器１２でＶＣ
Ｏ１６の出力信号と位相比較され、位相検波器１２から
は両信号間の位相差θの余弦ＣＯＳθに比例した第６図
（Ａ＞に承す信号ａ１が出力される。

また、デジタルコードに基づいて位相変調された入力信
号（４相ＰＳＫ信号）は、移相器１７で＋π（ラジアン
）だけ移相されたＶＣ０１６の出力信号と第３図に示し
た位相検波器１３で位相比較され、位相検波器１３から
は両信号間の位相差θの正弦−５ｉｎθに比例した第６
図（Ｂ）に示した信号ａ２が出力される。

上述したように第４図に示した切換回路１４のゲート回
路２１〜２４はそれぞれに供給される１、制御信号の振
幅が正の期間のみ導通状態となるように構成されている
。よって、例えば、端子１４Ａより入力される第６図（
△）に示した信号ａ１（位相検波器１２の出力信号）が
彼制６＋１信号として入力されるゲート回路２１は端子
１４Ｂより入力される第６図（Ｂ）に示した信号ａ２が
制御信号として供給されるので、制御信舅（位相検波器
１３から出力される信号ａ２）の振幅が正の期間、つま
り、θがπ〜２πの期間だ【づ導通状態となる。

また、端子１４Ａより入力される第６図（△）に示した
信号ａ１を反転回路２８で反転した１５号が被制御信号
として入力されるゲート回路２２は、端子１４Ｂより入
力される第６図（Ｂ）に示した信号ａ２を反転回路２つ
で反転した信号が制御信号として入力されるので、制御
信号（信号ａ２を反転した信号）の振幅が正の期間、つ
まり、θが０〜πの期間だけ導通状態となる。

従って、ゲート回路２１の出力信号とゲート回路２２の
出力信号とはオア回路２５で論理和信号として合成され
、第６図（Ｄ）に示した信号Ｇ２としてオア回路２７に
供給される。

同様にしてゲート回路２３の出力信号とゲート回路２４
の出力信号とはオア回路２６で論理和信号として合成さ
れ、第６図（Ｃ）に示した信号Ｇ１としてオア回路２７
に供給される。

従って、オア回路２７の出力信号は第６図（Ｃ）に示し
た信号Ｇ１と第６図（Ｄ）に示した信号Ｃ２どの合成信
号である第６図（Ｅ）に示した信号Ｇ３、つまり、位相
誤差信号Ｇ３となり、位相誤差信号Ｇ３は一ムーπ（ラ
ジアン）の周期関数の信号となる。

なお、第６図（Ｃ）において、信号ｇ１は信号ａ１の極
性を示しており、信号０１がトルベルの期間に信号ａ１
の振幅は正で、信号ｇ１がトルベルの期間に信号ａ１の
振幅は負となり、同様にして、第６図（Ｄ）において、
信号ｇ２は信号ａ２の極性を示しており、信号ｑ２がＨ
レベルの期間に信＠ａ２の振幅は正で、信号ｇ２がトル
ベルの期間に信号ａ２の振幅は負となる。

つまり、入力される４相ＰＳＫ信号が４相のうちいずれ
の位相であっても、第６図（Ｅ）に示した位相誤差信号
Ｇ３の振幅Ｖは同じレベルであり、例えば、４相ＰＳＫ
、信号の搬送波信号と副搬送波信号との位相差が から Δθ（−＋π〈Δθく＋π） たけずれたとすると、位相誤差信号Ｇ３の振幅Ｖのレベ
ルはｓｉｎΔθに比例した信号になる。

上述した位相誤差信号Ｇ３はＬＰＦ１５を介して雄昌成
分が除去された後、ＶＣ○１６に供給される。

また、位相誤差信号Ｇ３の振幅■が零レベルとなるよう
にＶＣＯ１６から出力される信号は発振位相が制御され
るので、４相ＰＳＫ信号の搬送波信号とＲ１１１ｉ送波
信号との位相差θはのいずれかに、初期条件によって決
定されて安定する。

従って、第３図に示した同期再生回路は４相ＰＳＫ信号
を復調するための副搬送波信号を発生することかできる
。

（発明が解決しようとする問題点） しかし、第３図に示した同期再生回路では切換回路１４
を構成する個々の論理回路及σ素子の特性のばらつき・
温度係数の違い等により、直流オフセットが生じて出力
のレベルがずれて、ＶＣＯ１６の発振周波数に誤差が生
じ、信号復、Ｊ！ｉ誤りが発生する虞があり、また、切
換回路１４に第５図に示したようなデジタル論理素子を
用いると、位相誤差信号Ｇ３の出力が線形特性とならな
いため、ＶＣＯ１６の発振精度が低下し、さらに、切換
回路１４にデジタル論理素子をそのまま使用すると、演
算増幅器、位相検波器、発振器等のアナログ素子との整
合がとれず、集積化してワンチップの集積回路を構成す
ることが困難となり、部品点数の増加により製造コスト
・消費電力が増大し、信頼性も乏しく、また、切換回路
１４を構成するゲート回路に供給される制御信号は反転
回路を介して供給される反転信号であるので、グー１−
回路の制御タイミングのずれによる瞬時パルス（ひげ状
パルス）が発生し、誤動作をする箸の種々の問題点があ
るため、切換回路１４を用いて構成された同期再生回路
では高周波数の２ｎ　（ｎは自然数）相ＰＳＫ信号の復
調を良好に行なうことｌメできないという問題点を有し
ていた。

そこで、本発明は２ｎ（ｎは自然数）相ＰＳＫ信号と電
圧制御発振器の出力信号とを位相比較した位相比較器の
出力信号に対応した差動信号をアナログスイッチに被制
御信号として供給し、この差動信号とは位相が異なる差
動信号をレベルシフトした信号をアナログスイッチに制
御信号として供給してアナログスイッチの選択切換を行
なうように切換回路を構成することにより、直流オフセ
ットを解消して、入力される２ｎ（ｎは自然数）相ＰＳ
Ｋ信号に対して正確な位相差を有する復調用の副搬送波
信号を発生でき、この副搬送波信号により良好な復調動
作が可能で、また、アナログ素子と整合が容易で集積回
路化による部品点数の削減、信頼性の向上を図ることか
できる同期再生回路を提供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 上述した問題点を解決するために本発明は、第１図に示
す如き構成の同期再生回路を提供するものである。第１
図に示した同期再生回路は、位相誤差信号に対応した周
波数の信号を出力すル１ａ圧ｎ＋１Ｉ１１１ＵｉｆｉＳ
　（Ｖ　Ｇｏ　）　１６　（！：、豆いの出力信号の位
相が責なるように電１制御発振器（ＶＣＯ）１６の出力
信号の位（ｌを移相して出力する移相器１７と、 一方の入力端子には２ｎ（ただし、ｎは自然数）相ＰＳ
Ｋ　（フェーズ・シフト・キーインク）信号がそれぞれ
供給され、他方の入力端子には電圧制御発振器（ＶＣＯ
）１６　（移相器１７）の出力信号がそれぞれ供給され
、それぞれの一方の入力端子に供給される信号の位相と
そ、れぞれの他方の入力端子に供給される信号の位相と
を比較して、両信号間の位相差に対応した信号をそれぞ
れ出力する位相検波器１２（１３）と、 位相検波器１２（１３）の出力信号にそれぞれ対応した
２種類の差動信号ａ１１．ａｄ２（ａ２＋。

ａ２７）をそれぞれ出力する差動増幅器４△（４Ｂ）と
、 差動増幅器４Ａ　（４Ｂ）の出力信号をそれぞれレベル
シフトシてレベルシフト信号ｂｌｌ、ｂ１２（ｔ）２１
．ｔ）２２）をそれぞれ生成する複数のレベルシフト回
路５Ａ　（５Ｂ）と、 差動増幅器４Ａ　（４Ｂ＞から出力される２梗類の差動
信号ａｎ、ａｄ２（ａ２＋、ａ２２）がそれぞれ被制御
信号として供給され、この被１ＩＩＩＩ２１Ｉ信号とし
て供給される差動信号とは位相が異なる差動信号をレベ
ルシフ１〜回路５Ｂ　（５Ａ）でレベルシフトして生成
したレベルシフト化Ｆ５ｂ２＋　＊　１）ｚｚ　（ｂｏ
。

ｂ１２）が制御１８号として供給され、この制御信号に
対応してこの被制御信号として供給される２種類の差動
信号ａ　１１．　ａ　１２　（ａ　２１　、　ａ　２２
　）のうちの一方の信号を選択切換してそれぞれ出力す
るアブ１コグスイツチ６Ａ　（６Ｂ）と、 アナ【］グスイッチ６Δ（６Ｂ）の出力信号の全てを加
算した加算信号Ｇ３を出力する加算回路７と、 １１１１　ｇ７回路７の出力信号Ｇ３を平滑した位相誤
差信号を電圧制ｉｌＯ光振器（ＶＣＯ）１６に供給する
低域４１波器（１−ＰＦ）１５とＪ、す（１へ成される
。

（実　施　例） 第１図は本弁明になる同期再生回路の一実施例のブロッ
ク系１１５図、第２図は第１図に示した同期再生回路の
切換回路の具体例の回路図である。

なお、第２図に示した切換回路は、例えば、４相ＰＳＫ
信号の復調の際に用いる第１図に示した同期再生回路に
適用される切換回路で、第２図に示した第３図に示した
切換回路１４に相当する回路である。また、第１図にお
いて第３図と同一の構成部分には同一の符号を付してそ
の説明を省略する。

第１図において、１．２は第３図に示した位相検波器１
２．１３から出力される信号ａｌ、ａ２が入力される入
力端子、３は第３図に示したり、　Ｐ　Ｆ　１５への信
号が出力される出力端子、４Ａ。

４Ｂは差動増幅器、５Ａ、５Ｂはレベルシフト回路、６
Ａ、６Ｂはアナログスイッチ、７は加Ｑ回路である。

なお、第１図に示した差動増幅器４△、４Ｂ、レベルシ
フト回路５Ａ、５Ｂ、アナログスイッチ６Ａ、６Ｂ、加
９回路７は第３図に丞した切換回路１４に相当する切換
回路を構成している。

第３図に示した位相検波器１２から出力される信号ａ１
は入力端子１を介して差動増幅器４Ａに供給゛され、第
３図に示した位相検波器１３から出力される信ｇａ２は
入力端子２を介して差動増幅器４Ｂに供給される。

差動増幅器４Ａに供給された信号ａ１は差動増幅器４Ａ
で差動信号ａ１１（正転信号）、ａ１２（反転信号）に
変換された後、アナログスイッチ６Ａの端子６ＡＡ、　
６ＡＢｋｍ供給される。

また、差動信号ａｎ、ａ＋２はレベルシフ１〜回路５Ａ
を介してアナログスイッチ６Ｂに制御信号ｂ１１．ｂ１
２として供給される。

差動増幅器４Ｂに供給された信号ａ２は差動増幅器４Ｂ
で差動信号ａ２１（正転信号）、ａ２２（反転信号）に
変換された後、アナログスイッチ６Ｂの端子６１鯖及び
端子６ＢＢに供給される。

また、差動信号ａ２１．ａ２２はレベルジット回路５Ｂ
を介してアナログスイッチ６Ａに制御信号ｂ２１．ｂ２
２として供給される。

アナログスイッチ６Ａ及び６Ｂから出力される信号Ｇ２
及びＧ１は加萼回路７の一方の入力端子及び他方の入力
端子に供給され、加算回路７は信号Ｇ１と信号Ｇ２どを
加口した信号Ｇ３を出力端子３より出力する。

次に、第２図を参照して第１図に示した切換回路の具体
的構成について説明する。なお、第２図において第１図
と同一の構成部分には同一の？ｖ号を付してその説明を
省略する。

差動増幅器４Ａから出力された差動信号ａ１１゜ａ　１
２のうち、正転信号である差動信号ａｌｌはレベルシフ
ト回路５ＡのトランジスタＱ１のベース及びアナログス
イッチ６ＡのトランジスタＱ７のベースにそれぞれ供給
され、反転信号である差動信号ａ　１２はレベルシフト
回路５ＡのトランジスタＱ２のベース及びアナログスイ
ッチ６ＡのトランジスタＱ８のベースにそれぞれ供給さ
れる。

レベルシフト回路５Ａにおいて、トランジスタＱ＋のエ
ミッタは直列に接続されたダイオードＤ１．Ｄ２．Ｄ３
を介して電流源Ｉ７に接続されており、ダイオードＤ３
のカソードより差動信号ａ　Ｉ＋をレベルシフトした制
御信号ｂｌ＋が出力される。

同様にして、レベルシフト回路５Ａにおいて、トランジ
スタＱ２の、エミッタは直列に接続されたダイオードＤ
４．Ｄ５，０８を介して電流源Ｉ８にＩｕ続されており
、ダイオードＤ６のカソードより差動信号ａ　１２をレ
ベルシフトした制御信号ｂ　＋２が出力される。

アナログスイッチ６Ａにおいて、トランジスタＱ７のエ
ミッタはダイオードＤ７のカソード及びトランジスタＱ
９のコレクタと接続され、トランジスタＱ８のエミッタ
はダイオードＤ８のカソード及びトランジスタＱ　＋ｏ
のコレクタと接続されている。

このトランジスタＱ９とＱ　＋ｏとはそれぞれのエミッ
タが電流源１６に共通接続されていて、７動対を（１４
成しており、ダイオードＤ７とＤ８どはイれぞれの７ノ
ードが電流源Ｉ５に共通接続され、この接続点にリアブ
「］グスイッヂ６Ａの出力信号Ｇ２が加算回路７の抵抗
器１＜１０に供給される。

なお、トランジスタＱ９のベースにはレベルシフト回路
５ＢのダイオードＤりのカソードから出力される制御信
号ｂ　’２＋が供給され、１ヘランジスタＱ　＋ａのベ
ースにはレベルシフト回路５ＢのダイオードＤ　＋ａの
カソードから出力される制御信号ｂ２２が供給されてい
る。

差動信号ａ１１．ａ１２を信号処理する回路は１−ラン
ジスタＱ１．Ｑ２．Ｑ７〜Ｑ＋ｏ、ダイオードＤ１〜Ｄ
８．電流源１５〜Ｉ８、及び抵抗器Ｒｓ。

から構成されているのに対して、差動信ｐａ、、、。

８、２２を信号処理する回路はトランジスタＱ１１゜Ｑ
１２１Ｑ１７′Ｑ２０、ダイオードＤＩＩ′０Ｘ８１電
流源１１５〜１曵８、及び抵抗器Ｉで２０から構成され
ている。

差動増幅器４Ｂから出力された差動信号ａ２１゜ａ　７
．２のうち、正転信号である差動（８弓ａＺ＋はレベル
シフト回路５ＢのトランジスタＱ＋＋のベース及びアナ
ログスイッチ６ＢのトランジスタＱ　１７のベースにそ
れぞれ供給され、反転信号であるＸ・仙（３号８２２は
レベルシフト回路５ＢのトランジスタＱ　１２のベース
及びアナログスイッチ６ＢのトランジスタＱ　＋８のベ
ースにそれぞれ供給される。

レベルシフト回路５Ｂにおいて、トランジスタＱ１１の
エミッタは直列接続されたダイオードＤ１１゜Ｄ１２．
ＤＩ３を介して電流源１１７に接続されており、ダイオ
ードＤ　＋３のカソードより差動信号ａ２１をレベルシ
フトした制ｔｎ＋＋ｉ号ｂ２１が出力される。

同様にして、レベルシフト回路５Ｂにおいて、トランジ
スタＱ　１２のエミッタは直列接続されたダイオードＤ
　Ｉ４　、　Ｄ　＋５　、０　＋ａを介して電流源１　
＋８に）妄続されており、ダイオードＤ　＋ｓのカソー
ドより差動信号ａ　２２をレベルシフトした制御信号ｂ
２２が出力される。

アブログスイッチ６Ｂにおいて、トランジスタＱ　１７
のエミッタはダイオードＤ　＋７のカソード及びトラン
ジスタＱ　１９のコレクタと接続され、トランジスタ（
１＋ｓのエミッタはダイオードＤ　＋ｓのカソード及び
トランジスタＱ２０の］レクタと接続されている。

このトランジスタＱ　１９と０２０とはそれぞれのエミ
ッタが電流源１　＋ｓに共通接続されていて、差動対を
構成しており、ダイオードＤ　（７とＤ　＋ｓとはそれ
ぞれアノードが電流源１１５に共通接続され、この接続
点よりアナログスイッチ６Ｂの出力信号Ｇ１が加口回路
７の抵抗器Ｒ２０に供給される。

また、トランジスタＱ１りのベースにはレベルシフト回
路５ＡのダイオードＤ６のカソードがら制御信号ｔ）　
＋２が供給され、トランジスタＱ２０のベースにはレベ
ルシフト回路５ＡのダイオードＤ３のカソードから出力
される制御信号ｂｌ＋が供給されている。

ところで、上述したトランジスタＱ９．ＱＩＯ。

及び電流源Ｉ６より構成される差動対は周知の如く、制
御信号１）２１．ｂ２２に対応して導通状態あるいは非
導通状態となり、これに対応してｌ・ランジスタＱ７．
Ｑｅ、ダイオードＤ７．Ｄ８が導通状態、非導通状態と
なり、切換動作が行なわれる。

なお、電流’ＩＱ、　Ｉ　ａの電流値は電流源１５の電
流値より大なる値に設定されている。

トランジスタＱ９のベースには差動信号ｂ２１が供給さ
れ、トランジスタＱ　ｔｏのベースには制御信号ｂ　２
２が供給される。従って、信号ａ２が負の期間（８２＜
Ｏ）は 制御信号ｂ２１〈制御信＠ｂ２２ であるから、トランジスタＱ　ｔｏが導通（トランジス
タＱ９が非導通）状態となり、信号ａ２が正の期間（ａ
２＞Ｏ）は 制御信号ｂ２１〉制御信号ｂ　２２ であるからトランジスタＱ９が導通（トランジスタＱ　
ｔｏが非導通）状態となる。

ところで、トランジスタＱ９が導通している状態ではト
ランジスタＱ７とダイオードＤ７とが導通状態となり、
トランジスタＱ８とダイオード［〕８とが非導通状態と
なるので、１〜ランジスタＱ７のベースに供給される差
動信号ａ　Ｉ＋がそのままアナログスイッチ６△の出力
端子（電流源Ｉ５とダイオードＤ５の７ノードとダイオ
ードＤ７のアノードとの接続点）より出力され、差動信
号ａ　Ｉ＋が信号Ｇ２として加算回路７の抵抗器ＲＩＱ
に供給される。

また、逆に、トランジスタＱ　ｔｏが導通している状態
ではトランジスタＱ８とダイオードＤＢとが導通状態と
なり、トランジスタＱ７とダイオードＤ７とが非導通状
態となるので、トランジスタＱ８のベースに供給される
差動信号ａ　１２がそのまま、アナログスイッチ６Ａの
出力端子より出力され、差動信号ａ　１２が信号Ｇ２と
して加算回路７の抵抗器Ｒｔｏに供給される。

同様にして、トランジスタＱ１９．Ｑ２０、及び電流源
１　＋ｅより構成される差動対、において、トランジス
タＱ　１９のベースには制御信号ｂ　１２が供給され、
トランジスタＱ２Ｑのベースには制御信号ｂｌ＋が供給
される。

従って、信号ａ１が負の期間（ａ　＋　＜０）は制御信
号ｂ　Ｉ＋　＜制御信号ｂ゛１２であるから、トランジ
スタＱ　１９が導通（トランジスタＱ２０は非導通）状
態となり、信号ａ１が正の期間（ａ　＋　＞Ｏ＞は 制御信号ｂ１１〉制御信号ｂ　１２ であるから、１〜ランジスタＱ２０が導通（トランジス
タＱ　＋ｑは非導通）状態となる。

ところで、トランジスタＱ　１９が導通している状態で
はトランジスタＱ　１７とダイオードＤ　Ｉ７とが導通
状態となり、トランジスタＱ　＋ｓとダイオードＤ　＋
ａとが非導通状態となるので、１〜ランジスタＱ　１７
のベースに供給される差動信号ａ２１がそのままアナロ
グスイッチ６Ｂの出力端子（電流源１１５とダイオード
Ｄ　Ｉ７のアノードとダイオードＤ　＋ａのアノードと
の接続点）より出力され、差動信号ａ２１は信号Ｇ１と
して加算回路７の抵抗器Ｒ２０に供給される。

また、逆に、トランジスタＱ２０が導通している状態で
は］・ランジスタＱ　＋ａとダイオードＤ　＋ｓとが導
通状態となり、トランジスタＱ　１７とダイオードＤτ
７とが非導通状態となるので、トランジスタＱ　＋ａの
ベースに供給される差動信＠ａ２２がそのまま、アナロ
グスイッチ６Ｂの出力端子より出力され、差動信Ｆｒ　
ａ　２２は信号Ｇ１どして加の回路７の抵抗器Ｒ２０に
供給される。

側口回路７の抵抗器Ｒ＋ｏに供給された信号Ｇ１と加算
回路７の抵抗器Ｒ２０ド供給された信号Ｇ２とは抵抗器
Ｒ１０と抵抗器Ｒ２０との接続点で加算され、信号Ｇ３
として出力端子３より出力される。

上述したように第１図及び第２図に示したり１り回路の
アナログスイッチ６Ａ、６Ｂからは第６図（Ｃ）（Ｄ）
に示す信号Ｇ１．Ｇ２が出力される。

アナログスイッチ６Ｂより出力される信号Ｇ１は入力さ
れる信号ａ１の極性に対応した信号となる。

つまり、信号ａ１く０の際に、アブログスイッチ６Ｂか
らは信号ａ２の差動信号ａ２１（正転信号）が出力され
、信号ａ１＞Ｑの際にアナログスイッチ６Ｂからは信号
ａ２の差動信号ａ２２（反転信号）が出力される。

従って、 θ＝π／２〜３π／２の期間に信号８２１゜がそれぞれ
出力され、第６図（Ｃ）に示した信号Ｇ１となる。これ
をまとめると表１の通りになる。

表１ なお、信号ａ１が正となる期間は第６図（Ｃ）中に示し
た方形波ｑ１がトルベルとなる期間に対応し、信￥−Ｊ
ａ１が角となる期間は第６図（Ｃ）中に示した方形波ｇ
１がＬレベルとなる期間に対応している。

また、アナログスイッチ６Ａより出力される信号Ｇ２は
入力される１言号ａ２の極性に対応した信号となる。

つまり、信号ａ　２　＜　０の際に、アナログスイッチ
６Ａからは信号ａ１の差動信号ａ１２（反転信号）が出
力され、信号ａ２〉０の際にアナログスイッチ６Ｂから
は信号ａｌの差動信号ａ１１（正転信号）が出力される
。

従って、 ０＝０〜πの期間に信号ａ　１２、 θ＝π〜２πの期間に信号ａｌｌ がそれぞれ出力され、第６図（Ｄ）に示した信号Ｇ２と
なる。これをまとめると１表２の通りになる。

表２ なお、信号ａ２が正となる期間は第６図（Ｄ）中に示し
た方形波ｑ２が１−ルベルとなる期間に対応し、信号ａ
２が負となる期間は第６図（Ｄ）中に示した方形波ｑ２
がＬレベルとなる期間に対応している。

よって、出力端子３からは第６図（Ｃ）に示した信号Ｇ
１と第６図（Ｄ）に示した信号Ｇ２とを加専混合した第
６図（Ｅ）に示した周期がπ／２の信号Ｇ３が出力され
ることになる。

この信号Ｇ３がしＰ　Ｆ　１５を介して位相誤差信号と
してＶＣＯ１６に供給され、ＶＣＯ１６では信号Ｇ３の
振幅ＶがＯとなるようにＶＣＯ１６から出力される信号
の発振位相が制御されるので、４相ＰＳＫ信号の搬送波
信号と副搬送波信号との位相差０は （ただし、ｉ＝０．≦１．≦２．・・・）のいずれかの
初期条件によって安定する。

従って、正確な位相差を有する副搬送波信号が得られる
ので、この正確な位相差を有する副搬送波信号を用いて
２ｎ（ｎは自然数）相ＰＳＫ変調信号を良好に復調でき
る。

また、上記実施例は２ｎ１（ＩＰＳＫ変調信号のうち、
ｎ＝２の場合の４相ＰＳＫ変調信号を復調するための副
搬送波信号を発生する場合について説明したが、本発明
は４相ＰＳＫ変調信号を復調する場合に限定されること
はなく、２ｎ　（ｎは自然数）相ＰＳＫ変調信号の復調
に用いられる副搬送波信号を発生する同期再生回路に応
用することも容易に可能である。

（発明の効果） 本発明は上述の如き構成であるので、直流オフセットを
解消して、正確な位相差を有する副搬送信号を発生し、
この副搬送波信号を用いて２ｎ（ｎは自然数）相ＰＳＫ
変調信号信号を良好に復調することができ、また、アナ
ログ素子と整合が容易で集積回路化による部品点数の削
減、信頼性の向上を図ることができるという利点を有す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる同期再生回路の一実施例のブロッ
ク系統図、第２図は第１図に示した同期再生回路の切換
回路の具体例を示す回路図、第３図は４相ＰＳＫ信号を
復調する同期再生回路のブロック系統図、第４図は従来
の同期再生回路の切換回路の一例のブロック系統図、第
５図は第４図に示した従来の切換回路の他の例を示す回
路図、第６図（Ａ）〜（Ｅ）は切換回路の動作を説明す
るための図である。 １．２．１１・・・入力端子、 ３．１８．１９・・・出力端子、 ４Ａ、４Ｂ・・・差動増幅器、 ５Δ、５Ｂ・・・レベルシフト回路、 ６△、６Ｂ・・・アナログスイッチ、７・・・加算回路
、１２．１３・・・位相検波器、 １４・・・切換回路、１５・・・低域濾波器（ＬＰＦ）
、１６・・・電圧）ｌ＋’ｌ　６１１発振器（ＶＣＯ）
、１７・・・移相器、 Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ７〜Ｑ＋２．Ｑｌ７〜Ｑｚｏ−トランジ
スタ、 Ｄ１〜Ｄａ、Ｄｏ〜Ｄ　＋ａ・・・ダイオード、Ｒ＋ｏ
、Ｒｚｏ−抵抗器、 １５〜１８，１１５〜１１８・・・電流源、代表者　宍
道　一部：：、；′、１ 才３目 １′５　　旧 手続補正書 昭和６１年４月会日 持直庁長官　宇買　退部　殿 昭和６０年特許願第２８７４５０号 ２、発明の名称 同＋１ＪＩ再生回路 ３、補正をする者 事件との関係　　１１訂出願人 住所　神奈川県横浜市神奈用区守屋町３丁目１２番地４
、油圧命令の日付 自発補正 ６、補正の内容 （１）　　明細よ、第３頁第１９行記載の「同期信号再
生」を「同期再生」と補正する。 （２）　　同、第４頁第２行記載の［同期副搬送波信号
ｊを「同期副搬送波」と補正する。 （３）同、第４頁第９行記載の［副搬送波信号、及びこ
の副搬送波信号］を［副搬送波、及びこの副搬送波」と
補正する。 （４）　　同、第４頁第１２行乃至同第１３行記・戊の
「副搬送波信号」を「副搬送波」と補正する。 （ω　同、第１０頁第２行乃至同第５行記載の１移ｌｌ
′１器１７で・・・位相比較され、」を［第３図に示し
た１η相検波器１３でＶＣＯ１６から移相器１７を介し
て÷π（ラジアン）だけ移相された出力信８と位相比較
され、Ｊと補正する。 ■　同、第１９頁第６行、第１９頁第１３行、第２０頁
第９行、第２２Ｔ：Ａ第１５行、第２８頁第１０行及び
第３０行第３行記載の「正転」を「フ（”反転」とそれ
ぞれ補正する。 （７）　同、第２４頁第１９行記載の［差動ｊをｒ　ｉ
、ＩＩ御」と補正する。 （８）　　同、第３２頁第１５行記載の「セット」を「
セットの問題」と補正する。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）位相誤差信号に対応した周波数の信号を出力する
   電圧制御発振器と、 互いの出力信号の位相が異なるようにこの電圧制御発振
   器の出力信号の位相を移相して出力する複数の移相器と
   、 一方の入力端子には２ｎ（ただし、ｎは自然数）相ＰＳ
   Ｋ（フェーズ・シフト・キーインク）信号がそれぞれ供
   給され、他方の入力端子には前記複数の移相器のうちの
   １つの移相器の出力信号がそれぞれ供給され、それぞれ
   の一方の入力端子に供給される信号の位相とそれぞれの
   他方の入力端子に供給される信号の位相とを比較して、
   両信号間の位相差に対応した信号をそれぞれ出力する複
   数の位相検波器と、 この複数の位相検波器の出力信号にそれぞれ対応した２
   種類の差動信号をそれぞれ出力する複数の差動増幅器と
   、 この複数の差動増幅器の出力信号をそれぞれレベルシフ
   トしてレベルシフト信号をそれぞれ生成する複数のレベ
   ルシフト回路と、 前記複数の差動増幅器のうちの１つの差動増幅器から出
   力される２種類の差動信号がそれぞれ被制御信号として
   供給され、この被制御信号として供給される差動信号と
   は位相が異なる差動信号を前記レベルシフト回路でレベ
   ルシフトして生成したレベルシフト信号が制御信号とし
   て供給され、前記制御信号に対応してこの被制御信号と
   して供給される２種類の差動信号のうちの一方の信号を
   選択切換してそれぞれ出力する複数のアナログスイッチ
   と、 この複数のアナログスイッチの出力信号の全てを加算し
   た加算信号を出力する加算回路と、この加算回路の出力
   信号を平滑した位相誤差信号を前記電圧制御発振器に供
   給する低域濾波器とから構成した同期再生回路。
2. （２）アナログスイッチは２種類の差動信号のうちの一
   方の信号がそれぞれベースに供給されるトランジスタと
   、 接合方向がこのトランジスタのベース・エミッタ接合と
   逆方向になるようにこのトランジスタのエミッタに一端
   を接続したダイオードと、 このダイオードの他端に共通接続した電流源と、前記ト
   ランジスタとダイオードとの接続点に接続し、前記アナ
   ログスイッチに供給される前記レベルシフト信号に対応
   して作動する差動電流源とからなり、 この差動電流源の作動状態に対応して前記トランジスタ
   及びダイオードの導通状態を制御することにより、前記
   アナログスイッチに供給される被制御信号を選択切換し
   て出力するように構成したことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の同期再生回路。