JPS62140527A - 等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、特許請求の範囲第１項の上位概念に記載のデ
ジタル非巡回形フィルタの形式の等化器、例えばデジタ
ル信号処理部を有するＦＭ受信機における等化器に関す
る。

従来の技術 ＦＭ信号の受信の際、しばしば多重路伝送の問題が生じ
ろ。その際直接入射する波の他に更に、１つまたは複数
の、直接波に比べて遅れて到来する反射波が受信される
。受信場所が変化する移動受信機−例えばカーラジオ−
において殊に、多重路伝送に遭遇する回数は数段と多く
なる。

実際、障害となる多重路伝送は復調された低周波信号の
再生の際、著しい歪みとなって現れる。それは受信機の
利用者が音声再生をもはやルにおいて、補正する措置を
講することができないので、受信機における回避できな
い歪みを等化器の使用によって補償することが試みられ
ている。

発生する歪みの論理は数学的に既知でありかつそれ故逆
に、歪みを補償するために必要である、等化器の特性も
数学的にわかっているにも拘わらず、今日まで未だに、
経済的に採算のとれるようκｅは、ＦＭ受信機−殊にカ
ーラジオ−において使用するのに適した、十分な補償が
行われる等化器を実現することκｅは成功していな一′
−０ 即ち別の要因の他に、移動受信においては時間と共に変
化する伝送チャネルが存在するという決定的な状況を考
慮しなければならない、つまり受信場所が連続的に変化
するため、到来する波の数および遅延時間も同様変化す
るからである。即ち最適な等化器のためκｅは、等化器
の補償特性に連続的かつ極めて迅速に整合することが必
要であるが、それはアナログ回路によっては実現されな
い。

多重路伝送における等化のために、非巡回形フィルタの
形式のデジタル回路網を使用する提案も既に公知である
（　Ｊ、Ｒ，Ｔｒｅｉｃｈｌｅｒ　、　Ｂ、Ｇ。

Ａｇｅｅ　１Ａ　ｎｅｗ　Ａｐｐｒｏａｃｈ　ｔｏ　Ｍ
ｕｌｔｉｐａｔｈ　Ｃｏｒｒｅ−ｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ｃ
ｏｎｓｔａｎｔ　Ｍｏｄｕｌｕｓ　Ｓｉｇｎａｌｓ　’
、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ、　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｔｃｓ、
　５ｐｅｅｃｈ　ａｎｄ　Ｓｉｇｎ。

Ｐｒｏｃ、　、Ｖｏ１、　ＡＳＳＰ−３１、１９８３、
第４−５９−４７１頁）。その際時間と共に変化する伝
送チャネルの存在は、原理的κｅは積分方法を用いた等
化器係数の設定、調整および変化によって考慮すること
ができる。

しかし提案された解決法κｅは、その都度極めて多数の
等化器係数を有する係数の組全体を設定調整することが
必要であるという点に重大な欠点がある。それ故、具体
的に回路技術的に実現された等化器の形式として実際に
使用するκｅは膨大な費用がかかるという問題があり、
しかもそれは採算のとれないコストによってしか作動さ
せることができない、伝送路の変化する特性を考慮する
ために、膨大な数の係数を時間的に申し分なく迅速に設
定調整するという点にも問題がある。既述の公知の提案
は、とりわけ、多重路伝送におけろ歪みの補償を一般的
な数学的−論理的に扱うことに重きを置いている。

一般に、次のことから出発している別の考察がある。即
ち、多重路受信によって障害を受けた伝送チャネルの伝
送関数を、次の式 に相応してベースバンド領域において表すかまたは直接
波の振幅を”１　”に正規化することによって と表すのである。この場合、ρうおよびτ３は反射波の
振幅および直接波と比べた遅延時間であり、町はその相
対的な位相回転である（式中の重要な記号は発明の詳細
な説明の欄の最後にまとめて記載されている）。

各々の反射過程は、上述の３つのパラメータによって一
義的に表すことができ、かつ反射成分は、次の、式（１
）とは逆の伝達関数を有する等化器回路網によって補償
される： ］ 発明が解決しようとする問題点 そこで本発明の課題は、式（３）に示す逆の伝達関数を
簡単な手段で実現することができるようにすることであ
る。その際、巡回形の回路網による時間離散的な系の形
式における実現は最初から除外しである。その理由は、
伝送チャネルが最小位相系でない場合κｅは安定性の問
題が生じる可能性があるからである。むしろ、常時安定
しており、かつ非巡回形の回路網の使用によって行われ
るべき、実際に申し分のない近似的な補償が、所望され
る。

問題点を解決するための手段および発明の効果この目的
は、本発明によれば、特許請求の範囲第１項の上位概念
に記載の等化器において、特許請求の範囲第１項の特徴
部分に記載の構成によって達成される。

本発明の重要な観点は、多重路伝送が存在しているにも
拘わらず目的に適っておりかつ驚くべきことに単一反射
を前提として構成されている、変形された等止器構成を
有するデジタル非巡回形フィルタを使用していることで
ある。従って２重路受信（単一反射）の補償が前提にな
っており、その際等化は有利にもベースバンド領域にお
いて行われる。

この重要なステップ−即ち先験的な知識の、等止器構成
（２重路受信の前提）への導入−により、著しい利点が
生じる。変形された等止器構成においては、単一反射に
おいてその都度に番目の係数のみが零とは異なっており
、一方別の係数は零に等しい、という事実が利用される
。

非巡回形等化器のパルス応答は、に＝νにに対しては零
に等しくなく、Ｋメジにに対しては零九等しい（νεＩ
Ｎ）標本値から成る。

この先験的な知識により、遅延度にが既知の場合で、等
化器長さ〔ｎ／に〕が低減されている単一反射の補償が
可能になる。ただし〔ｘ〕は、Ｘより小さいかまたは等
しい最大の整数である。この変形された等止器構成は、
等化器フィルタを具現化した場合に実際に意義をもつこ
とになり、その際フィルタ長さｎを有する等化器に比べ
て必要な計算コストは著しく低減される。他方において
、変形された等止器構成によって、等化器の設定調整特
性は好都合な方向に影響を受ける。

本発明は、多重路受信において、種々異なりた絶対値お
よび位相ないし遅延時間を有する個別反射係数を、基本
的に、時間と共に変化する若干の反射係数によって“置
き換える″ことができ、即ちこれにより多重路受信は２
重路受信によって表され、その結果変形された等止器構
成を単一反射の場合に使用することができるという、認
識に基いている。実験および測定において、この似定は
確証を得た。そして、比較的僅かなコストによって実現
できる、変形された等止器構成を有する等化器を使用し
た場合、多重路伝送における歪みの申し分ない補償が実
現可能であることを認めることができた。

本発明の別の重要な観点は、等化器パラメータが適応設
定調整される（所謂自動設定調整に対して）、即ちその
都度の受信状態ないし伝送チャネルのその都度の特性へ
の連続的な整合が行われる点にある。

ＦＭ信号における所望しない多重路伝送の作用は、受信
機において、（ベースバンド混合後の障害を受けたＦＭ
信号の）複素包絡線の値に基いて検出可能である。この
場合本発明の有利な実施例において、等化器パラメータ
の適応設定調整がグラディエント方法に従った適当な誤
差関数の最小化だよって行われる。その際、ＦＭ信号が
多重路受信において連続的に振幅変調を受けるという事
実を利用している。複素包絡線の値の規則性を表す目標
関数を立てておいて、等化器パラメータが振幅偏差にお
いて反復的に、複素包絡線の値が一定に維持されるよう
に、設定調整される。従って歪みの影響により生じた振
幅変調が、歪みを補償するために利用され、その際適当
な目標関数を立てるために、一定の振幅を有する障害を
受けていないＦＭ信号に対する偏差が用いられる。

等化器係数の設定調整は有利κｅは、反復グロトコール
に応じて直接行うことができる。その他、等化器係数が
依存している反射係数に関しても等化器係数を設定調整
するようにしても効果的である。この解決法は、反射係
数を反復的に求めた後、同時にすべての等化器係数を計
算することかできるという利点を有し、一方その他の場
合κｅは等化器係数はそれぞれそれ自体で決定されなけ
ればならない。

反射係数も同様グラディエント方法に応じて求めること
ができる。反射係数を実部および虚部に応じてまたは絶
対値および位相に応じて表すかどうかに従って２通りの
方法が考えられる。

別の等止器パラメータ、即ち反射波の、直接波に対する
遅延度も、複素包絡線の一定の値に基いて形成される目
標関数を予め決めることで求められる。

等止器パラメータをいずれの反復プロトコールに従って
計算するかに無関係にいつでも、変形された等化器構成
から出発する、本発明の重要な利点が保持され、その際
に番目の係数はその都度零とは異なっており、一方別の
係数は零である。これにより回路コストの著しい低減が
得られる。反射波の“迂回”が２０Ｋｍである場合、例
えばル＝３３である。このことは例えば、等止器の係数
セット全体が設定調整される、冒頭に述べた公知の提案
に比べて、３３倍の利得を意味し、換言すれば必要な乗
算に要するコストはたった３３分の１になる。

本発明の別の有利な実施例は、本発明の実施態様項に記
載されておりかつ図面から読み取れる。

実施例 次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に説
明する。

第１図κｅは、詳しく図示されていないＦＭ受信機のＦ
Ｍ復調器１２に前置接続され【いる、等止器１０として
のデジタル非巡回形フィルタが図示されている。その際
、障害ないし歪みを受けたＦＭ信号ｘ　（ｋ）がベース
バンド混合後等化器の入力側に現れる、即ちＦＭ信号の
周波数帯が搬送波零を有するベースバンドに変調されて
いることを前提としている。次の式％式％（） は、ベースバンド混合後の障害を受けたＦＭ信号を表し
かつ複素包絡線とも称される。ただし各表号は次の意味
を有する： しＴ ｒ＝ρ・ｅ−ｊＦ Ｖ＝θ＋ω　τ會 等止器１０の等止器パラメータの適応整合のために、Ｆ
Ｍ信号が多重路受信の際連続的に瞬時周波数の障害の他
に付加的に振幅変調を蒙っているという事実が利用され
る。一定の振幅を有する障害を受けていないＦＭ信号に
対するこの偏差は、絶対自乗偏差 を出発点とする目標関数を立てるために用いられ、その
際ｙ　（ｋ）は、障害を受けた等化器出力信号でありか
つｇ　（ｋ）は １　ｇ（ｋ）　ｌ　＝１ とした障害を受けていないＦＭベースバンド信号を表す
。これにより、目標関数に対して次の式 が生じかつ従って、等化器出力側における複素包絡線の
値の、一定値”１″からの偏差に対する尺度である。振
幅変調が制御された場合、全体として歪み除去された伝
送区間が生じ、従って複素包絡線の位相の歪み除去も実
現されろことが前提となっている。等化器出力信号Ｖ　
（ｋ）は、次の式によって表示することができる：ｙ（
ｋ）＝ｘ”ｈ ただし状態ベクトルは Ｘ＝（Ｘ（ｋ）　、　Ｘ（ｋ−１）　、・、　ｘ（ｋ−
（ｎ−１）　）　’）”；ｘ（ｋ）εむ 係数ベクトルは ｈ＝［ｈ（ｏ）　、　ｈ（１）　、−＝、ｈ（ｎ−１）
　）Ｔ：　ｈ（ｋ）　εＧである。この場合ｎは、等止
器の長さである。

式（９）によって、目標関数に対して次の式トルである
。等止器１０の、伝送チャネルの変化する特性への整合
は、自乗偏差Ｆを出来るだけ少なくすること（最小化）
によって行われる。

第２図は、第１図の等止器１０のブロック回路略図を示
す。そこκｅは、一方が障害を受けたＦＭ信号の実部ｘ
、　（ｋ）　、もう一方が虚部ＸＨ（ｋ）に対する２つ
の信号路が設けられている。上側の信号路および下側の
信号路において等止器１０は、直列接続された遅延素子
１４，１６．１８ないし２０．２２および２４を含んで
いる。

出力側にそれぞれ、加算器２６ないし２８が設けられて
いる、これら遅延素子は、シフトレジスタの形式により
簡単に実現され、その際それぞれの素子は、に０クロッ
ク分の遅延を表す。

この場合、κｅは、受信機において設定調整されている
遅延時間を表す。

更に、等止器１０は、加算器２６．２８および遅延素子
１４−２４に図示のように接続されており、等化器係数
が供給されるようになっている乗算器３０−４０ないし
４２−５２を有する。等化器係数の発生は、後でも詳し
く説明する、 等止器１０の、伝送チャネルの変化する特性／Ｊ） への整合は、自乗偏差Ｆの最先化によって行われるので
、等止器１０の出力側における誤差ｅ（ｋ）が求められ
なければならず、このために第３図κｅは、基本回路図
が図示されている。

障害を受けたＦＭ信号はこの場合も、実部および虚部に
分割されている。両成分はそれぞれ、共通に加算器５８
に出力を供給する乗算器５４および５６に達する。加算
器５８の出力側は、別の加算器６０に導かれている。こ
の加算器κｅは、偏差を検出するために、一定値“１″
が加わっている。そこで加算器６０の出力側に、誤差ｅ
　（ｋ）が得られる。

以下に説明する、にの倍数だけ存在する等化器係数の適
応設定調整は、グラディエント方法によって行われる。

変形された係数グクトル■ ｈ＝ｌ（０）、ｈ（に）、・、ｈ（（ｎ−１）に））　
　　　（１３）の定義を用いて、このことは次の計算過
程によって行うことができ、その際式（１２）における
Ｆにおいて係数ベクトルｈは、式（１３）の係数ベクト
ルによって置き換えろことができる。式（１３）の係数
ベクトルの方向においてＦのグラディエントを数学的に
形成することで、係数の設定調整に対する次の反復プロ
トコル（Ｉｔｅｒａｔｉｏｎｓｖｏｒｓｃｈｒｉｆｔ　
）が数学的に導き出される； かつ第４図κｅは、等化器係数を直接設定調整するため
にこの反復プロトコルを回路技術的に実現したものがブ
ロック回路図にて図示されている。その際反復サイクル
ｉは、標本時点ｋに等しく選択されており、即ち各々の
標本化期間中１回の反復サイクルが行われろ。標本化周
波数ｆＡ　は、有利κｅは５００に迅である。

反復プロトコルから明らかであるように、引き続く係数
はその都度先行する係数から求められる。即ち先行する
係数から゛補正値″が減算され７１１（式（１５）の右
辺の第２項を参照）。

第４図においても、係数の設定調整は別個に実部および
虚部に従って別個に行われる。このブロック回路図は、
それぞれの複素係数に対して７つの乗算器６２−７４．
４つの加算器７６−８２および実部および虚部に対して
それぞれ、ループ８８ないし９０を有する遅延素子８４
゜δ６を含んでいろ。記号ｚ−１は、遅延が１クロック
分行われることを意味する。ループ８８および９０を介
して加算器８０および８２に戻される結果、係数は累算
されて求められかつ遅延素子８４および８６の出力個に
て取り出され、そこからそれらは第２図の乗算器に送出
することかできる。　・ 等化器係数の既述の、直接的な設定調整に対して選択的
に、等化器係数を多重路パラメータを介して求めること
もできる。というのは、次の数学的な考察による係数は
、複素反射係数に依存しているからである。

非巡回形等化器１０に対する解決法は、先に挙げた式（
３）に従った巡回形伝達関数の近′暇によって得られる
。式（３）の２変換により、単一反射の特殊例が生じ、
その際まずκｅは整数であり、 ＨＥＺ　（ｚ）”’　畳、　、　、−ｔ　−ただし ｒ＝ρ・ｅ−ｊＦ である。

式（１６）の逆２変換は１巡回形等化器の時間に制限さ
れていないインノｅルス応答を表す。

これから、最も簡単な場合κｅは、矩形ウィンド化によ
って、近似された。非巡回形解決法が得られる。ｎ個の
標本値後中断された巡回形イン・ぐルス応答により。

が生じかつこれＫより等化器係数の、複素反射係数への
依存性が示される。結果的に生じる非巡回形イノパルス
応答（１８）および（１９）は、遅延度にの整数倍に対
してのみ、零とは等しくない標本値から成る。これらは
、複素反射係数ｒがわかっている場合、一義的に決める
ことができる。

この先験的な知識を使用して、係数の適応設定調整を、
・クラメータｒの同一確認に基いて行うことができるｂ
その場合その時の係数は、簡単に表を用いて計算される
。以下の考案に対して１等化器１ｏの遅延度が既知であ
ることを前提としている（遅延後の設定調整については
。

後で詳しく説明する）。

等止器１０の正しい設定調整において、受信機において
求められた・ぐラメータ、ｅは、実際に存在する伝達パ
ラメータ、Ｕ　と一致する（上記の記号ｅによって、受
信機におけるパラメータが求められたことが表される）
う・ぞラメータｒＬＪの同一確認は、値と位相に関する
グラディエント方法に従った自乗偏差Ｆの最小化によっ
て行われる。次のベクトル Ｔ ｐ＝ｃρ８．Ｆ　〕 および次のマトリクス を定義するとき、このことは次の計算仕様によって生じ
ることができる； ｐ（ｆ＋１）＝ｐ（１）−Ｇ−ｇｒａｄ、Ｆ（ｉ）　・
式（２０）は、ノにラメータｒの値および位相を表すベ
クトルを定義する。正のステップ幅γ２およびγ、が適
当に選択されていれば、ベクトルｐは、ρ０およびｙＵ
によって与えられる定常的な終値に抗している。先に定
義された式（１２）によって、ρ８に従った目標関数の
偏導関数に対して５ が得られる。

同様にして　ｙｅ　に従った目標関数の偏導関数に対し
て次の式（２５）が得られる この場合、ρ８およびＦｅに従った等化器係数の偏導関
数は１次のベクトル ｈ（ν）、ｈｙ（ν）εΦ で表される。ベクトル（２６）および（２７）の成分に
対して、ベクトルｈの関数としての式が得られる。結果
的に生じる反復プロトコルを簡単化するために１次のベ
クトル ！！ｐ　、Ｆ＝Ｃｈ、　、　ｌ”ｌｒ）”および次のマ
トリクス が定義される。これに工り次の反復プロトコルが得られ
る： ｐ（ｉ＋１）＝ｐ（ｉ　）　７ｑ−ｅ（ｋ）−Ｒｅ（ｙ
（ｋ）　−Ｘｈ　、、ｇｒ　）このために第５図および
第６図κｅは１回路技術的な構成が図示されている。そ
の場合確認されたＡラメータρ０およびＦｏから一複素
反射値、ｅを介して一式（１８）および（１９）に従っ
て係数を計算することができる。上記の反復プロトコル
（３０）において、指数ρお工びγによって、ρおよび
１の導関数を導き出すことができる。

第５図のブロック回路図における前処理も。

実部および虚部に応じて別個に行われる。この構成は、
それぞれに　クロック分だけの遅延度を意味する。直列
接続された遅延素子９２−９８を有し、これらκｅは、
それぞれ加算段１０８−１１４に通じている乗算器１０
０が配属されている。加算段１０８−１１４の出力側κ
ｅは。

乗算器１０２が接続されており、それらκｅは加算器１
１６または１１８が後置接続されている。

更にこの回路は、加算器１１６および１１８に接続され
ている２つの乗算器１０６に通じている２つの乗算器１
０４を有している。乗算器１０６κｅはそれぞれ、加算
器１２０ないし１２２および遅延素子１２４ないし１２
６が接続されている。この場合も累算が行われ、その際
遅延素子１２４．１２６は１クロック分の遅延作用する
。

時限素子１２４および１２６の出力信号は。

第６図に示すように、求められた値から係数を規定する
表メモリ１２８に達する。その際１反射係数が最初の１
回で求められたとき１例えば：ＴＪ２すべでの係数を同
時に求めることができるという利点が生じる。

これまでの説明および相応の回路は、遅延度にも同一確
認されたとき初めて、実際に意味が出てくる。別の伝送
パラメータにおけるように。

このことは自乗偏差の′最小化によって行うことができ
る。

反射波の正確な補償のために、標本期間Ｔの整数でない
倍数だけの遅延度の設定調整が必要であり、かつ遅延度
の（整数の倍数の間にある）中間値の計算は、それ自体
公知の補間方法によって行われかつ変形された状態メモ
リ構造が得られる。

遅延度ｔｃノ決定（Ｉｄｅｎｔｉｆｉｚｉｅｒｕｎｇ　
）　ノために１次の計算プロトコールが用いられるにに
従った目標関数の導関数は、等止器１０の状態変数を遅
延度にの関数として表すことによって、形成することが
できる。この条件は、標本期間Ｔの整数でない倍数だけ
遅延された状態値を多項式によって近似することによっ
て。

満たされる。その際多項式係数−補間係数とも称される
ーは、遅延度に依存している。

状態値の１ｍ次の補間を用いた計算は、ラグランシュの
式によって行われる； αｐｖεＩＲ。

補間計算α１．は１次の式（３４）から生じｊ十μ その際ｍは補間度を表しかつ〔νＬ　〕は。

νに０エリ小さいかまたは等しい最大の整数である。ｍ
が奇数の場合１式（３３）および（３４）における加算
限界ｉは、（ｍ−１）／２によって置き換えることがで
きる。式（３３）を実現すると、第７図に示すような非
巡回形等化器の変形された構成が得られる。

このブロック図は、４次の補間によるν番目の状態値の
具体例を示しかつそれぞれ１クロック分の遅延作用をす
るΦつの遅延素子１３０−１３６並びに共通に加算器１
４８に導かれている５つの乗算器１３８−１４６を有し
ている。

第７図のブロック図は、立ち上がり振動特性および補間
誤差に関する特別有利な特性を有している。標本化期間
Ｔの整数倍だけ遅延された状態値は、補間係数とは無関
係であシ、その結果これらは、それぞれの反復サイクル
において新たに計算することができる。他方において。

遅延塵のその都度計算された中間値に対する補間誤差は
同じ大きさである。

その場合、状態変数の偏導関数をに８に応じて１とめる
ことによって１次のベクトルが定義される： ａκｅ（ｉ） かつそれからに　に応じた目標関数Ｆの導関数に対して ＝　ｅ（ｋ）−Ｒｅ（ｙ（ｋ）ｈ　ｘ　、　）が得られ
る。

ベクトルＸ９の要素は、式（３３）から計算される。上
記式（３７）を用いて、第８図のブロック回路図によっ
て実現可能である。遅延塵に８を決定するための次の反
復プロトコルが生じる 遅延塵の同一確認は、それぞれに　クロック分の遅延作
用をする遅延素子１５０および１５２並びに２つの加算
段１５６および１５８に導かれている乗算器１５４を用
いて行われる。それぞれの加算段１５６．１５８κｅは
、共通に加算器１６２に加わるようになっている別の乗
算器１６０が接続されている。

更に、第８図のブロック回路図は、誤差ｅ（ｋ）に対す
る乗算器１６４並びに乗算器１６６を有する。この乗算
器κｅは、加算器１６８お工び累算に対するループを有
する遅延素子１７０が接続されている。遅延素子１７０
の出力側において受信機における遅延塵が得られる。

第８図に示す遅延塵の決定に対して必要な。

にに応じた状態変数の偏導関数は、第９図のブロック図
に従って形成される。この回路部分は。

それぞれ１クロック分の遅延作用をするΦつの遅延素子
１７２．並びにその出力が共通の加算器１７６に供給さ
れる５つの乗算器１７４を有する。

第１０図は、補間係数およびにに従ったその導関数の１
表メモリ１７８を用いた形成を示す。

第１１図のブロック回路図は、４次の補間を用いた遅延
塵の設定調整が行われる第２図の非巡回形等化器の構成
の部分を示す。４つの遅延素子１８０および５つの乗算
器１８２が設けられている。後者は、２つの乗算器１８
６が続いている共通の加算器１８４に導かれている。

反射係数ｒを使用して等止器係数の設定調整が行われる
既述の実施例では（式（３０）および第５、第６図）、
ｒに対する指数形から出発していた。

しかしその他に１反射係数を実部および虚部を介して確
認することで、等止器係−数の設定調整を行うことも、
できる。従って反射係数は１次の式 ％式％ を有し、ただし ｒｒ＝ρＣｏ５Ｖｒ ｒｉ＝＝ｐｓ１ｎ　ｖ　。

である。

その際この表示形式は１反射係数ｒを決定するための巡
回形計算のプロトコルを立てて、そこから係数を求める
ために使用することができる。このために２つの成分は
、グラディエント方法に応じた目標関数Ｆの最小化によ
り１次の計算によって求められる。

り次の式が生じる 同様にして、成分「、に応じた目標関数の偏導関数に対
する次の式（４７）が得られる式（４２）および（４３
）に従った反復プロトコールは、簡単にする次めに、次
の複素式によって表示することができる： 音用いて、ｒに応じ念目標関数の複素導関数に対する次
の式が得られる へこの場合ｒに応じた等什器係数の偏導関数は、にて表
されている。式（５２）金式（４８）に代入することに
よって、反射係数に対して次の反復仕様が生じる： ｒ　　（ｋ＋１）＝ｒ　　（ｋ）−ｒｅ（ｋ）・Ｖ（ｋ
）−ｘ　　ｈ　　−１５４）−ゴ 複素反射係数の成分を決定するための相応のブロック回
路図は、第１２図に図示されており、かつ第１３図は、
等什器係数を形成しかつ複素反射係数に関してその偏導
関数を求める次めのブロック回路図を示す〇 第１２図のブロック回路図は、それぞれに８のクロック
分の遅延作用全する、それぞれ直列接続され九遅延素子
１８８，１９０．１９２および１９４を有しておシ、こ
れらκｅは乗算器１９６および１９８が対応して設けら
れている。

乗算器は全部で牛つの加算段２００．２０２　。

２０４および２０６に導かれている。これら加算段κｅ
はそれぞれ、共通の加算器２１２ないし２１４に通じて
いる乗算器２０８および１２０が続いている。

更に、２つの乗算・器２１８および２２０に導かれてい
るもう１つの乗算器２１６が設けられている。乗算器２
１８に、加算器２２２並びに遅延素子２２６が接続され
ており、かつ乗算器２２０に加算器２２４および遅延素
子２２８が続いている。遅延素子２２６，２２８の出力
側から加算器２２２ないし２２４に至る帰還路を介して
、この場合も先行する値からその都度の値を決定するた
めの累算が行われる７ 第１３図のブロック回路図は、その前に求められた反射
係数の実部および虚部から、どのよ５に所望の等什器係
数りを決定することができるかを、明らかにしている。

この構成は、それぞれ実部に対する乗算器２３０および
２３２並びに虚部に対する乗算器２３４および２３６を
有している。上側の加算器２３８は、乗算器２３０およ
び２３６に接続されておりかつＦ側の加算器２４０は、
乗算器２３４および２３２に接続されている。

２つの加算器２３８および２４０にそれぞれ、帰還ルー
プを備えた遅延素子２４２または２４牛が接続されてい
る。これまで説明してきた回路部において、係数ｈ（ν
＋１）＝（−ｒ）ｔｌ（ν）が求められる。

遅延素子２４２に別の遅延素子２４６が接続されており
、かつ遅延素子２４４に別の遅延素子２牛８が続いてい
るうすべての遅延素子２４２−２４８はそれぞれ、１２
１２２分の遅延作用をする〜 ２つの遅延素子２４６および２＋８にそれぞれ乗算器２
５０ないし２５２が接続されており。

かつ後者は別の乗算器２５４に接続されているー上側の
２つの出力側２５６κｅは所望の等什器係数が取り出さ
れ、−万Ｆ側の牛っの出力側２５８κｅはｒｒおよびｒ
ｌに応じた等什器係数の偏導関数を取り出すことができ
る。この場合偏導関数は、次の式によって表することが
できる：本発明の等化器の動作方法およびこれにより得
られる利点を一層詳しく説明するために、以下第１６−
２０図を参照して説明する。これらκｅは、設定調整期
間中の個別量の経過が　、Ｑ＝０．８・ｅ−ｊ９０°お
よび　にム＝１０．５を有する２路伝送の場合に対して
、図示されている。適応設定調整は、迅速な始動特性が
生じかつ系の安定性が保証されるように選択された一定
のステップ幅によって行われる。３１２回の反復後決定
された多重路・ンラメータが、等化器において正確に設
定調整されていることが、認められている。１周期後読
に、復調された低周波信号はもはや、多重路受信に基（
歪みを有しない。

第１６図および第１７図は、反射係数の値ないし位相を
示しており、かつ第１８図は、受信機における遅延度の
経過を示している、第１９図は特に、第２図の等化器の
出力側における包Ｍ線の自乗偏差ないし自乗値を示す。

最初に変動（歪みに基（振幅変調）があるがそト※ルに
応じた偏差に基いて等化器パラメータは設定調整されて
いる。

第２ｏ図は、復調器１２の出力側における復調された低
周波出力信号を示し、かつ受信機の出力側における包結
線の振幅が一定に維持されているとぎ、約１周期彼氏に
最初の歪みが補償されていることが、解る、非常に迅速
な設定調整時間は、例えば１　ｍ　ｓであり、即ち設定
調整期間中発生する歪みは、音響的κｅは知覚されな（
１゜ これまでは、２路受信に関連して説明してきたが、以下
多重路受信について説明する。

第１４図は、多重路受信における例として全部で３つの
反射係数を示す。しかし本発明は、多重路受信にも拘わ
らず、２ｗ！受信に対する等化器構成から出発している
。本発明は、第１４図に図示の、複数の反射係数を有す
る所謂“クラスタ゛を、１つの反射係数を有する第１５
図に“置き換える“ことができるという認識に基いてい
る。多重路受信はこのようにして唯一の反射係数によっ
て表されるので、有利にも２路受信（単一反射）に対す
る変形された等化器構成を適用することができる。

明瞭にするために、次に仮に第１４図の３つの反射係数
を使用して数値例を挙げる＝ｒ、＝○、ｌ（ｇ、＝π／
２　に１＝９＝５．４軸（迂回）ｒ２＝０．５　　Ｗ２
＝ｒｒ／２　　に２＝”１ｏ＝６．ｏｌａＲ（迂回）ｒ
３＝０．２　　Ｆ３＝π／２　　（３＝ｌ　ｌ＝６．６
に！ｎ（迂回〕係数の数は、この場合３２であり、かつ
反復の数は、４０９６に等しい。等化が行われない場合
、ｌｏ、４７１％の歪率が測定された。本発明の等化に
よって、歪率はたった０、　９１０％である。

多重路受信の上述の側圧対して、第２１図〜第２５図に
図示されている測定が同様実施されたへこれらにより、
変形された等化器構成によＷｊ２１図および第２２図は
、反射係数「の値ないし位相を示し、かつ第２３図は、
遅延度の経過を示す、この場合確かに設定調整時相は多
少大きいが、常に音響的に知覚されろしきい値以下にあ
る− 多重路受信における等化器の出力側における包路線の自
乗偏差ないし自乗値が、第２４図に図示されている一層
から明らかに解るように、包絡線の値は初期の変動（歪
みに基く振幅偏差）の後、はぼ一定に維持されている。

復調器１２の出力側に３ける復調された低周波出力信号
が図示されている第２５図から、本発明により得られる
効果が最も明らかに解る。

図面からは殆ど解らない残留歪みは、ＦＭ受信機の利用
者がもはや聴取することがない程度に僅かである。

本発明は勿論、既述の実施例に限定されない、そればか
りか本発明の範囲内において、多重路受信にも拘わら・
ず、２路受信に対する等化器構成を意図的に使用する点
にある本発明の基本思想を実現するために５種々の変形
例が可能である。多重路パラメータに関する設定調整の
際、結果的に生じる、等止器のイン・ぞルス応答は既知
であって、この先験的な知識により実際に設定調整時間
の著しい低減が計られる一変形された状態メモリによっ
て、遅慝度の、標本期間の整数でない倍数忙ついての設
定調整が実現され、これにより使用の等化器構成は実用
上有意義である。

設定調整時間の効果的な低減は、目標関数に従って立て
ることができる反復方法におけるステップ幅の適応整合
によっても実現される。その際等止器パラメータの設定
調整は連続作動中、ｖＡＩＲ讐を受げていないＦＭ信号
のほぼ一定の複素包絡線が“基準信号“として使用され
る。

最後に、これまでの説明の中で使用してきた主な記号の
有する意味を、もう１度明らかにする。

ｅ（ｋ）　　　　　等化器出力側における誤差ｆＡ　　
　　　標本化周波数 ｆ工　　　　　変調周波数 Ｆ　　　　　　目標関数 ΔＦ　　　　　周波数偏移 ｇ（ｋ）　　　　　複素ＦＭベースバンド信号ｈ（ｋ、
ｌ　　　　　多重路受信を補償するだめの等止器の複素
インパルス応答 ｈ　　　　　　係数ベクトル ＨＭｗ（ｊｖｌ　　　多重路受信によって障害を受けた
チャネルの伝送関数 ｋ　　　　　　時間離散形系における正規化された時間
変数 ｍ　　　　　　補間のための多項式の近似の次数ｎ　　
　　　　　［フィルタの長さ ｒｖ　　　　　　多重路伝送における複素反射係数■　
　　　　　標本化期間 Ｗ（Ｊ　　　　　時間離散形復調器出力信号ｘ（ｋ）　
　　　　多重路等止器の複素人力信号と　　　　　　複
素状態ベクトル Ｖ（ｋ）　　　　　複素等止器出力信号α１２　　　　
　　補間係数 β　　　　　　最適化係数 γ２　　　　　　設定調整アルゴリズムの最適化のため
のステップ幅 に　　　　　　Ｔに関連した遅延度 ω　　　　　　角周波数 ΔΩ　　　　　角周波数偏移 ρ２　　　　　　反射波の振幅 τ７　　　　　反射波の遅延時間 ０２　　　　　　反射波の位相回転 Ｖ、　　　　　　ベースバンド混合後の反射波の位相回
転 〔Ｘ）　　　　　　ｘより小さいかまたは等しい最大の
整数 天　　　　　　共役列ベクトル ｘＴ　　　　　　行ベクトル Ｘ＊　　　　　共役行ベクトル

【図面の簡単な説明】

第１図は、ＦＭ受信機に等止器を有するデジタルベース
バンド構造のブロック略図であり、第２図は、ペース・
々ンドにおける非巡回形等化器のブロック回路図であり
、第３図は、第１図および第２図の等止器の出力側にお
ける偏差ｅ（ｋ）を形成するための構成のブロック回路
図であり、第４図は１等化器係数を直接設定調整するた
めの構成のブロック回路図であり、第５図は、反射係数
を用いて等化器係数を求める、ベース・々ンドにおける
多重路パラメータを決定するための構成のブロック回路
図であり、第６図は、等化器係数および表メモリを用い
て多重路パラメータに関するその偏導関数を形成するた
めの構成のブロック回路図であり％第７図は。 Φ次の補間によりν番目の状態値を実現するだめのブロ
ック回路略図であり、第８図は、遅延度を同一確認する
ための構成のブロック回路図であり、第９図は、にに応
じたν番目の状態変数の偏導関数を形成するための構成
のブロック回路図であり、第１０図は、補間係数および
表メモリを用いたにに応じたその導関数を形成するだめ
の表を示した図であり、第１１図は、４次の補間を用い
た遅延度の設定調整が行われる第２図の非巡回形等化器
の構成の部分を示すブロック回路図であり、第１２図は
、複素反射係数の成分を決定するための構成のブロック
回路図であり、第１３図は、等化器係数および複素反射
係数に関してその偏導関数を係数するための構成のブロ
ック回路図であり、第１４図および第１５図はそれぞれ
、多重路受信における反射係数を示す図であり、第１６
図〜第２５図はそれぞれ、２路受信（第１６図〜第２０
図）および多重路受信（第１６〜第２０図〕における歪
みの補償を説明するための波形図である。 １０・・・等止器、１２・・・ＦＭ復調器、１４，１６
．１δ、２０．２２　、２４　、８４　、８６．９２゜
９４．９６，９８，１２４，１２６．１３０゜１３２．
１３６，１５０．１５２，１７０．１７２．１８０，１
８８，１９０，１９２．１９牛　、２２４．２２６，２
２８，２４６．２４８・・・遅延素子、２６，２８，５
８，６０，７６゜７８．８０．８２．１０８，１１０．
１１２゜１１４．１１６，１１８，１２０，１２２，１
５６．１５８，１６２．１６８，１８４．２００．２０
２，２０　＋　、２０６，２１２．２１４．２２２．２
２４．２３８，２４２・・・加算器、３０．３２．３４
．３６．３８．４０．４２゜４４．４６，４８．５０，
５２，５４，５６゜６２．６４，６６．６８，７０，７
２．７４゜１００．１０２．１０４，１０６．１３８．
１４０．１４２．１４４，１４６，１５４，１６０．１
６６．１７４，１８２．１８６，１９６．１９８，２０
８．２１８，２２０．２１６゜２１８．２３０　．２３
２，２３４，２３６　．２５０．２５２．２５４・・・
乗算器、１２８，１７８・・・衣メモリ ｙμｋ） ＦＩＧ、３ ＦＩＯ，／。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ＦＭ信号または位相変調された信号の多重路伝送に
   おける等化に対するデジタル非巡回形フィルタの形式の
   等化器において、 ２重路受信（単一反射）における歪みの補償に基いて変
   形された等化器構造を有するデジタル非巡回形フィルタ
   が設けられており、該フィルタの等化器係数（ｈ（ｋ）
   ）は、標本期間（Ｔ）に関連付けられた遅延度（κ）の
   数倍のところに生じる等化器係数を除いて、零に等しく
   、かつ等化器パラメータ（等化器係数（ｈ（ｋ））、お
   よび正規化された、標本化期間（Ｔ）に関連付けられた
   遅延度（κ））は、連続的に適応設定調整されることを
   特徴とするデジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。 ２、等化は、僅かな標本周波数（ｆ＿Ａ）を有するベー
   スバンドにおいて行われる特許請求の範囲第１項記載の
   デジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。 ３、等化器（１０）は、ＦＭ信号の復調に対する復調器
   （１２）の前に設けられている特許請求の範囲第１項ま
   たは第２項記載のデジタル非巡回形フィルタの形式の等
   化器。 ４、等化器係数は、等化器出力側におけるＦＭ信号（ｙ
   （ｋ））の振幅偏差に応じて、等化器出力側におけるＦ
   Ｍ信号（ｙ（ｋ））の振幅が一定の値をとるように、変
   化される特許請求の範囲第１項から第３項までのいずれ
   か１項記載のデジタル非巡回形フィルタの形式の等化器
   。 ５、等化器係数（ｈ（ｋ）；κ）の設定調整は、障害を
   受けた等化器出力信号（ｙ（ｋ））の、障害を受けない
   等化器出力信号（ｇ（ｋ））からの絶対自乗偏差に依存
   して行われる特許請求の範囲第４項記載のデジタル非巡
   回形フィルタの形式の等化器。 ６、等化器係数（ｈ（ｋ）；κ）の適応設定調整は、グ
   ラディエント方法に従った目標関数（Ｆ）に基いて行わ
   れる特許請求の範囲第１項から第５項までのいずれか１
   項記載のデジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。 ７、目標関数は、 Ｆ＝１／４〔｜ｙ（ｋ）｜＾２−１〕＾２ でありかつ障害を受けた等化器出力信号（ｙ（ｋ））の
   絶対値の、一定値“１”からの偏差に対する尺度である
   特許請求の範囲第６項記載のデジタル非巡回形フィルタ
   の形式の等化器。 ８、係数積分回路が設けられており、該積分回路によっ
   て等化器係数（ｈ（ｋ））が次の積分プロトコール ■（ｉ＋１）＝■（ｉ）γ＿１・ｅ（ｋ）ｙ（ｋ）■に
   従って求められ、その際■は変形された係数ベクトルで
   あり、ｉは積分サイクルであり、γ＿１はステップ幅で
   あり、ｅ（ｋ）は等化器出力側における誤差（偏差）で
   あり、■は共役複素状態ベクトルである特許請求の範囲
   第１項から第７項までのいずれか１項記載のデジタル非
   巡回形フィルタの形式の等化器。 ９、等化器係数（ｈ（ｋ））の適応設定調整は、表メモ
   リ（１２８）を用いて複素反射係数（ｒ）に依存して行
   われる特許請求の範囲第１項から第５項までのいずれか
   １項記載のデジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。 １０、反射係数（ｒ）は、グラディエント方法に従って
   絶対値および位相を別個に求めることによって決められ
   る特許請求の範囲第９項記載のデジタル非巡回形フィル
   タの形式の等化器。 １１、反射係数（ｒ）は、実部および虚部を別個に求め
   ることによって決められる特許請求の範囲第９項記載の
   デジタル非巡回形フィルタの形式の等化器。 １２、遅延度（κ）の適応設定調整は、グラディエント
   方法に従った目標関数に基いて行われる特許請求の範囲
   第１項から第１１項までのいずれか１項記載のデジタル
   非巡回形フィルタの形式の等化器。 １３、目標関数は、 Ｆ＝１／４〔｜ｙ（ｋ）｜＾２−１〕＾２ でありかつ障害を受けた等化器出力信号（ｙ（ｋ））の
   絶対値の、一定値“１”からの偏差に対する尺度である
   特許請求の範囲第１２項記載のデジタル非巡回形フィル
   タの形式の等化器。 １４、遅延度（κ）を次の積分規定 κ＾ｅ（ｉ＋１）＝κ＾ｅ（ｉ）−γ＿４・ｅ（ｋ）・
   Ｒｅ｛ｙ（ｋ）■＾＊■＿κ｝に従って求めるために、
   遅延度積分回路が設けられており、その際κ＾ｅは受信
   機における正規化された遅延度であり、γ＿４はグラデ
   ィエント方法におけるステップ幅であり、ｅ（ｋ）は等
   化器出力側における誤差であり、Ｒｅは実部であり、■
   ＾＊は係数ベクトルであり、かつ■は状態ベクトルであ
   る特許請求の範囲第１３項記載のデジタル非巡回形フィ
   ルタの形式の等化器。 １５、遅延度（κ）の値が偶数でない場合、所属の状態
   値は、補間によって近似的に求められる特許請求の範囲
   第１２項から第１４項までのいずれか１項記載のデジタ
   ル非巡回形フィルタの形式の等化器。