JPS62138068A - Controller for pwm inverter - Google Patents
Controller for pwm inverterInfo
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- JPS62138068A JPS62138068A JP60278338A JP27833885A JPS62138068A JP S62138068 A JPS62138068 A JP S62138068A JP 60278338 A JP60278338 A JP 60278338A JP 27833885 A JP27833885 A JP 27833885A JP S62138068 A JPS62138068 A JP S62138068A
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Abstract
Description
この発明は、いわゆるP W Mインバータ(パルス幅
変調方式で電圧、(電流)1周波数を可変するインバー
タ)で誘導機を駆動した際に、誘導機から発生する磁気
騒音を低減できる制御装置に関する。The present invention relates to a control device that can reduce magnetic noise generated from an induction machine when the induction machine is driven by a so-called PWM inverter (an inverter that varies one frequency of voltage and (current) using a pulse width modulation method).
電圧形PWMインバータで誘導機を駆動した場合の問題
点の1つに誘導機から発生する磁気騒音がある。これは
パルス幅変調用キャリア信号のキャリア周波数に起因す
るものであり、キャリア周波数が1〜3KH2程度に選
ばれる事の多い現状のPWMインバータでは、これが人
間の耳ざわりになる周波数帯にあるために特に問題とさ
れている。
この対策としては、キャリア周波数を高くし、人間の可
聴範囲から外す方法が考えられるが、この方法では他方
、インバータに用いられている電力変換素子のスイッチ
ング損失がほぼキャリア周波数に比例して増大するため
、この電力用変換素子の冷却体の寸法が大きくなること
、コストアップとなることなどの弊害が生ずる。One of the problems when driving an induction machine with a voltage-type PWM inverter is magnetic noise generated from the induction machine. This is due to the carrier frequency of the carrier signal for pulse width modulation, and in current PWM inverters, where the carrier frequency is often selected to be around 1 to 3KH2, this is particularly important because it is in a frequency band that is audible to the human ear. It is considered a problem. One possible countermeasure to this problem is to raise the carrier frequency and remove it from the human audible range, but this method also increases the switching loss of the power conversion elements used in the inverter almost in proportion to the carrier frequency. Therefore, disadvantages such as an increase in the size of the cooling body of this power conversion element and an increase in cost occur.
この発明はPWMインバータを用いて周波数制御を行う
誘4機の可変速駆動装置において前記の問題点を解決し
、インバータ内部の発生1員失を増加させずに、人間が
不快に惑する誘導機の磁気騒音を低減できる制御装置を
提供することを目的とする。This invention solves the above-mentioned problems in a variable speed drive system for an induction motor which performs frequency control using a PWM inverter, and eliminates the problem of induction motors that cause human discomfort and confusion without increasing the loss of one member generated inside the inverter. An object of the present invention is to provide a control device that can reduce magnetic noise.
この発明の要点はPWMインバータを用い、周波数制御
を行う誘導機の可変速駆動装置において、軽負荷時には
キャリア周波数を高くして磁気騒音を低バし、負荷が重
い時は誘導機軸に接続された他の機械等の騒音により、
磁気騒音がほとんど聞こえなくなるので、キャリア周波
数を低くし、インバータ内部の発生1員失の増加を防ご
うとする点にある。
換言すれば本発明の要点は、 (例えば誘導機を負イ苛
とし)変調用キャリア信号 (変51xl用三角波信号
など)を用いてパルス幅変調を行うP W Mインバー
タにおいて、曲記キャリア信号の周波数をインバータの
負荷電流に応じて可変する手段(電流検出器、全波整流
回路、平滑用フィルタ、」二下限リミッタ、V/F変換
器、積分器など)、を備えろようにした点にある。The main point of this invention is that in a variable speed drive system for an induction machine that uses a PWM inverter and performs frequency control, the carrier frequency is raised to reduce magnetic noise when the load is light, and when the load is heavy, the carrier frequency is increased and the magnetic noise is reduced. Due to noise from other machines, etc.
Since the magnetic noise is almost inaudible, the carrier frequency is lowered to prevent an increase in the number of losses generated inside the inverter. In other words, the main point of the present invention is that in a PWM inverter that performs pulse width modulation using a modulating carrier signal (such as a triangular wave signal for 51xl) (for example, using an induction motor as a load), The inverter is equipped with a means for varying the frequency according to the load current of the inverter (a current detector, a full-wave rectifier circuit, a smoothing filter, a lower limiter, a V/F converter, an integrator, etc.). be.
以下第1図(A) 、 (B)に基づいて本発明の詳細
な説明する。同図(A)は本発明装置の一実施例として
のブロック回路図、同図(B)は同しく同図(八)の要
部動作を説明するための特性図で、キャリア周波数とt
”を荷電流との関係を示す。なお各図において同一の符
けは同一または411当部分を示す。
第1図(八)において、周波数設定器3によって与えら
れた周波数指令に基づき、制御信号前1り一回路4はP
WMインバータlの出力電圧、もしくは出力電流等を所
要の値とするための制御信号4a〜4Cとしての3川の
正弦波信号(即らインバータ1の出力電圧に振巾が比例
し、かつその出力周波数と同周波数の3相の正弦波信号
)を、それぞれ各相に対応して設げられた比較器10a
〜10cに与える。
比較器103〜10cはこの正弦波制御信号と、積分器
9から出力される変調用キャリア信号としての変調用3
角波信号9Aとを入力し、両信号の切り合う時点を求め
、3相の各相に対応して設けられたベース駆動回路11
2〜IICに、開閉タイミングを示す信号として与える
。これによりベース駆動回路11a〜llcはPWMイ
ンバータ1内の図外の3相の各トランジスタに開閉駆動
用のヘース電流を供給する。一方インバータ1の3相の
出力ライン」二に設けられた電流検出器t2a−12C
によって検出された誘導器2の負荷電流は、全波整流回
路5において全波整流され平滑用フィルタ6により平滑
化され負荷電流値■il■が求められる。この負荷電流
値■11■から、上下限リミッタ7において、第1図(
B)に示したような予め設定された特性パターンに基づ
いて、キャリア周波数4fi f cが決められ、この
キャリア周波数値feのアナログ信号により、V/F変
換器8を介して正負の各半波の期間が等しい、当該周波
数[Cの方形波が作られ、積分器9にてこの方形波を積
分することによって変調用三角波信号9Aが得られる。
この拮果、第1図(B)のa荷電流値■11■対キャリ
ア周波数値fcの特性のように負荷電流により、キャリ
ア周波数fcが変化する。
次に一例として電力変換素子としてパワートランジスタ
を適用したPWMインバータにおいて軽負荷時のキャリ
ア周波数を5KH2とし、最大負荷時を2.5Kli2
にした場合と、従来通り、負荷に無関係に5 K H□
一定とした場合の最大負荷時におけるパワートランジス
タの発生損失について比較をしてみる。
パワートランジスタの発生)■失は定常1員失とターン
オフ損失が大きなウェイトをしめ、その内定常損失は、
キャリア周波数には無関係であるので、ターンオフ損失
に注目する。キャリア周波数fcが5KH2時のターン
オフ損失P。、Fは以下の式%式%
:
レクタ電流である。
一方キャリア周波数が1/2になると、コレクタ電流i
cはリップルが増す、5に82時のリップル率を1.2
と仮定すると、2.5KH2では1.4になる。よって
5KH2時のコレクタ電流icに対して2.5KH2時
のコレクタ電流は(1,4/1.2)icとなり、2.
5に82時のターンオフ損失POFF1は以下の弐で表
わされる。
Poryl= A−(1,4/1.2)2・tc”−(
1/2)fc””0.68PoFt即ち従来通りのキャ
リア周波数fc一定の制御方式に対して、負荷時にキャ
リア周波数fcを1/2に下げる制御方式をとれば、タ
ーンオフ扛1失は68%に低減ができることになる。The present invention will be described in detail below based on FIGS. 1(A) and 1(B). Figure (A) is a block circuit diagram as an embodiment of the device of the present invention, and Figure (B) is a characteristic diagram for explaining the operation of the main part of Figure (8).
” indicates the relationship with the charging current. In each figure, the same reference numeral indicates the same or the part corresponding to 411. In Fig. 1 (8), the control signal is Front 1 ri 1 circuit 4 is P
Three sine wave signals (i.e., the amplitude is proportional to the output voltage of inverter 1, and the output 3-phase sine wave signals of the same frequency as the comparator 10a provided corresponding to each phase
Give ~10c. The comparators 103 to 10c use this sine wave control signal and the modulation signal 3 as a modulation carrier signal output from the integrator 9.
A base drive circuit 11 is provided corresponding to each of the three phases by inputting the angular wave signal 9A and determining the point at which both signals meet.
2 to IIC as a signal indicating opening/closing timing. As a result, the base drive circuits 11a to 11c supply a Hess current for opening/closing driving to each of the three-phase transistors (not shown) in the PWM inverter 1. On the other hand, a current detector t2a-12C installed on the 3-phase output line of inverter 1
The load current of the inductor 2 detected by is subjected to full-wave rectification in a full-wave rectifier circuit 5 and smoothed by a smoothing filter 6 to obtain a load current value ■il■. From this load current value ■11■, in the upper and lower limiter 7, as shown in Fig. 1 (
A carrier frequency 4fi f c is determined based on a preset characteristic pattern as shown in B), and an analog signal of this carrier frequency value fe is used to convert each positive and negative half wave through the V/F converter 8. A square wave of the frequency [C with the same period is created, and the integrator 9 integrates this square wave to obtain the modulation triangular wave signal 9A. In this case, the carrier frequency fc changes depending on the load current, as shown in the characteristic of the a load current value (11) versus the carrier frequency value fc in FIG. 1(B). Next, as an example, in a PWM inverter using power transistors as power conversion elements, the carrier frequency at light load is 5KH2, and at maximum load is 2.5Kli2.
5 KH□ regardless of the load, as before.
Let's compare the loss generated by the power transistor at maximum load when it is constant. (Occurrence of power transistors) ■Stationary one-member loss and turn-off loss account for a large amount of loss, among which steady loss is
We focus on the turn-off loss, since it is unrelated to the carrier frequency. Turn-off loss P when carrier frequency fc is 5KH2. , F is the following formula % Formula %: Rector current. On the other hand, when the carrier frequency becomes 1/2, the collector current i
c increases the ripple, set the ripple rate at 82 to 5 to 1.2
Assuming that, 2.5KH2 becomes 1.4. Therefore, the collector current at 2.5KH2 is (1,4/1.2) ic compared to the collector current ic at 5KH2, and 2.
The turn-off loss POFF1 at the time of 5 and 82 is expressed by the following 2. Poryl= A-(1,4/1.2)2・tc"-(
1/2) fc""0.68PoFt In other words, if we adopt a control method that lowers the carrier frequency fc to 1/2 during load compared to the conventional control method where the carrier frequency fc is constant, the turn-off loss will be 68%. This means that it can be reduced.
以」二の説明から明らかなようにこの発明によれば、軽
負荷時には、キャリア周波数を高くして誘導機より発生
ずる磁気騒音を低減し、負荷電流が増加するにつれてキ
ャリア周波数を低くすることとしたので、インバータ装
置内の電力変換素子の発生(置火を低減できる。また、
負荷電流に対して連続的にキャリア周波数が変化するた
め、磁気騒音も連続的に変化し、負荷電流が大きな時は
磁気騒音も大きくなるが、これは負荷となる他の機械側
の騒音にマスクされるので人間が不快に惑じることはな
くなるといった効果を得ることができる。As is clear from the following explanation, according to the present invention, when the load is light, the carrier frequency is raised to reduce the magnetic noise generated by the induction machine, and as the load current increases, the carrier frequency is lowered. Therefore, the generation of power conversion elements in the inverter device (ignition can be reduced).
Since the carrier frequency changes continuously with respect to the load current, the magnetic noise also changes continuously, and when the load current is large, the magnetic noise also increases, but this is masked by the noise from other machines that are the load. Therefore, it is possible to obtain the effect that humans no longer feel uncomfortable or confused.
第1図(A)は本発明装置の一実施例としてのブロック
回路図、同図(B)は同じく、同図(A)の要部動作を
説明する特性図である。
1:PWMインバータ、2:誘導機、3:周波数設定器
、4:制御信号演算回路、5:全波整流回路、6:平滑
用フィルタ、7:上下限リミッタ、3:V/F変換器、
9+Rt分器、l□a〜10C:比較器、1la−1i
ck”−ス駆動回路、12a 〜12(、:電流検出器
、■ie■:fJ、イ゛・ガミ流値、r c : 4−
、+・リア周波数(埴)。
鮪慮連儂 1j11
牙 1 図FIG. 1(A) is a block circuit diagram as an embodiment of the device of the present invention, and FIG. 1(B) is a characteristic diagram illustrating the operation of the main part of FIG. 1(A). 1: PWM inverter, 2: induction machine, 3: frequency setter, 4: control signal calculation circuit, 5: full wave rectifier circuit, 6: smoothing filter, 7: upper and lower limiter, 3: V/F converter,
9+Rt divider, l□a~10C: Comparator, 1la-1i
ck"-base drive circuit, 12a to 12(,: current detector, ■ie■: fJ, current value, rc: 4-
, +・Rear frequency (Hani). Tuna management group 1j11 Fang 1 figure
Claims (1)
WMインバータにおいて、前記キャリア信号の周波数を
インバータの負荷電流に応じて可変する手段、を備えた
ことを特徴とするPWMインバータの制御装置。1) P that performs pulse width modulation using a carrier signal for modulation
A control device for a PWM inverter, comprising means for varying the frequency of the carrier signal according to a load current of the inverter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60278338A JPS62138068A (en) | 1985-12-11 | 1985-12-11 | Controller for pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60278338A JPS62138068A (en) | 1985-12-11 | 1985-12-11 | Controller for pwm inverter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62138068A true JPS62138068A (en) | 1987-06-20 |
Family
ID=17595939
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60278338A Pending JPS62138068A (en) | 1985-12-11 | 1985-12-11 | Controller for pwm inverter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62138068A (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03173358A (en) * | 1989-11-30 | 1991-07-26 | Semiconductor Res Found | Pwm inverter device |
US5723968A (en) * | 1994-10-05 | 1998-03-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Variable speed system |
US5744927A (en) * | 1994-01-28 | 1998-04-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter control method and apparatus |
CN103607104A (en) * | 2013-11-22 | 2014-02-26 | 乐金电子研发中心(上海)有限公司 | Sine wave modulation circuit and sine wave modulation method |
-
1985
- 1985-12-11 JP JP60278338A patent/JPS62138068A/en active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH03173358A (en) * | 1989-11-30 | 1991-07-26 | Semiconductor Res Found | Pwm inverter device |
JP2796679B2 (en) * | 1989-11-30 | 1998-09-10 | 財団法人半導体研究振興会 | PWM inverter device |
US5744927A (en) * | 1994-01-28 | 1998-04-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter control method and apparatus |
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