JPS6212743B2 - - Google Patents
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- JPS6212743B2 JPS6212743B2 JP54018978A JP1897879A JPS6212743B2 JP S6212743 B2 JPS6212743 B2 JP S6212743B2 JP 54018978 A JP54018978 A JP 54018978A JP 1897879 A JP1897879 A JP 1897879A JP S6212743 B2 JPS6212743 B2 JP S6212743B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電源技術特に改良された電源運転停
止装置に関する。
止装置に関する。
電源運転停止回路は、特に電子技術において周
知である。かような運転停止回路は、過電流、過
電圧、不足電圧、極端な動作温度等の如き如何な
る明確な故障状態をも検知し、故障発生に応動し
て電源動作を禁止する。
知である。かような運転停止回路は、過電流、過
電圧、不足電圧、極端な動作温度等の如き如何な
る明確な故障状態をも検知し、故障発生に応動し
て電源動作を禁止する。
特殊な応用例において、低電圧状態に応答する
電源運転停止装置は、移動データ端子に使用する
のに必要である。そこで、その端子を適当に機能
せしめるには、中央のマイクロプロセツサに印加
される特定の電圧を必要とする。電源電圧が所定
値以下になれば、マイクロプロセツサは多くの誤
差を発生し易い。
電源運転停止装置は、移動データ端子に使用する
のに必要である。そこで、その端子を適当に機能
せしめるには、中央のマイクロプロセツサに印加
される特定の電圧を必要とする。電源電圧が所定
値以下になれば、マイクロプロセツサは多くの誤
差を発生し易い。
上述した移動データ端子の応用に対して、スイ
ツチング・モード型の電源が必要とされる。かよ
うな電源において制御発振器は変圧器の１次側を
駆動する。電源電圧は、適当に整流し波された
後変圧器の２次側より取り出される。電源出力か
らの帰還信号は、安定な直流基準（reference）
と比較され、制御可能な発振器に結合される誤差
信号を発生する。誤差信号は、発振器の設計に依
存し周波数或いはデユテイサイクルの何れかを発
生し、出力電圧が所望レベルに維持されるような
方法で変化される。
ツチング・モード型の電源が必要とされる。かよ
うな電源において制御発振器は変圧器の１次側を
駆動する。電源電圧は、適当に整流し波された
後変圧器の２次側より取り出される。電源出力か
らの帰還信号は、安定な直流基準（reference）
と比較され、制御可能な発振器に結合される誤差
信号を発生する。誤差信号は、発振器の設計に依
存し周波数或いはデユテイサイクルの何れかを発
生し、出力電圧が所望レベルに維持されるような
方法で変化される。
先行技術による電源低電圧運転停止回路におい
て、電源からの出力電圧は固定した安定基準電圧
と比較され、電源は、出力電圧が基準電圧と所定
の関係を有する場合に禁止される。かような先行
技術の運転停止システムによる問題は、それらが
温度及び時間の安定な電圧基準を必要とするのみ
ならず、温度及び時間の安定な組入れ素子を必要
とするということである。かくして、これらは相
当な値段の運転停止回路に帰着し、先行技術で
は、正確でしかも廉価な低電圧運転停止回路の必
要性、特にスイツチング・モード型の電源用に適
したものが必要と考えられる。
て、電源からの出力電圧は固定した安定基準電圧
と比較され、電源は、出力電圧が基準電圧と所定
の関係を有する場合に禁止される。かような先行
技術の運転停止システムによる問題は、それらが
温度及び時間の安定な電圧基準を必要とするのみ
ならず、温度及び時間の安定な組入れ素子を必要
とするということである。かくして、これらは相
当な値段の運転停止回路に帰着し、先行技術で
は、正確でしかも廉価な低電圧運転停止回路の必
要性、特にスイツチング・モード型の電源用に適
したものが必要と考えられる。
簡単に云えば、本発明により改良された運転停
止手段がスイツチング型電源に提供される。その
電源は、制御された発振器からの出力の関数とな
る出力電圧を発生する。その改良点は、制御され
た発振器からの所定出力に応動して電源動作を禁
止する手段を具える。制御された発振器が出力電
圧を維持するようにそのデユテイサイクルを変化
する場合の応用例に対する本発明の特徴として、
制御発振器が所定のデユテイサイクルの出力を発
生する場合電源が禁止される。
止手段がスイツチング型電源に提供される。その
電源は、制御された発振器からの出力の関数とな
る出力電圧を発生する。その改良点は、制御され
た発振器からの所定出力に応動して電源動作を禁
止する手段を具える。制御された発振器が出力電
圧を維持するようにそのデユテイサイクルを変化
する場合の応用例に対する本発明の特徴として、
制御発振器が所定のデユテイサイクルの出力を発
生する場合電源が禁止される。
本発明の他の特徴は、前述した所定の制御発振
器出力の発生に応動して所定の期間電源動作を禁
止する運転停止タイマが具えられていることであ
る。更に、運転停止タイマの所定の期間に続いて
所定の時間間隔の間禁止回路を不動作にし、それ
によつて電源がその出力電圧を再設定することを
可能にするリセツト・タイマが具えられることで
ある。
器出力の発生に応動して所定の期間電源動作を禁
止する運転停止タイマが具えられていることであ
る。更に、運転停止タイマの所定の期間に続いて
所定の時間間隔の間禁止回路を不動作にし、それ
によつて電源がその出力電圧を再設定することを
可能にするリセツト・タイマが具えられることで
ある。
第１図は、移動データ端子に使用されるスイツ
チング・モード型電源に組合された本発明の運転
停止回路をブロツク図形式で示す。データ端子
は、自動車に配置され、従つて電源は自動車のバ
ツテリ１０から供給される。電源機能は、データ
端子の動作を制御するマイクロプロセツサ（図示
せず）を付勢するのに適した出力である直流B+
を提供することである。電算機装置の性質上、所
定の動作許容限度以下に印加直流バイアス電圧を
降下するとデジタル・メモリ素子が適当な状態を
逸脱するようになり、不可思議な或いは破局的な
装置故障を発生する。かくして、この状態を検知
し、その状態が存続する限り電源動作を禁止する
のが運転停止回路の機能である。
チング・モード型電源に組合された本発明の運転
停止回路をブロツク図形式で示す。データ端子
は、自動車に配置され、従つて電源は自動車のバ
ツテリ１０から供給される。電源機能は、データ
端子の動作を制御するマイクロプロセツサ（図示
せず）を付勢するのに適した出力である直流B+
を提供することである。電算機装置の性質上、所
定の動作許容限度以下に印加直流バイアス電圧を
降下するとデジタル・メモリ素子が適当な状態を
逸脱するようになり、不可思議な或いは破局的な
装置故障を発生する。かくして、この状態を検知
し、その状態が存続する限り電源動作を禁止する
のが運転停止回路の機能である。
バツテリ１０からの電力は、具備せるスイツチ
１２を介して論理電源電圧調整器１４に結合させ
る。論理電源電圧調整器１４は通常設計のもので
あり、電源をバイアスするのに使用される出力直
流バイアスV+を発生し回路を遮断する。
１２を介して論理電源電圧調整器１４に結合させ
る。論理電源電圧調整器１４は通常設計のもので
あり、電源をバイアスするのに使用される出力直
流バイアスV+を発生し回路を遮断する。
電源は、スイツチングモード型のものであり、
その出力２０Ａに固定周波数の交流信号を発生す
る主クロツク発振器２０を具える。主クロツク２
０からのクロツク周波数は、通常の分相器２２に
おいて等振幅でしかも180゜位相のずれている信
号に分相される。位相のずれた信号は分相器の出
力２２Ａ，２２Ｂに現われる。分相器２２からの
位相のずれたクロツク信号は、変圧器の１次ドラ
イバ２４に結合される。変圧器ドライバ２４は、
スイツチング型電源のような通常の設計のもので
あり、スイツチングモード変圧器３０の１次巻線
３０Ａに結合する出力トランジスタに分相器信号
を印加する処理回路を具える。運転停止入力２４
Ａは変圧器１次ドライバ２４に具えられ、適当な
運転停止信号を受信すると電源動作を禁止する。
また、デユテイサイクル帰還入力２４Ｂが具えら
れ、後述されるように、誤差信号入力に応動し変
圧器３０の１次側３０Ａを介して電流導通時間を
前もつて制御するように位相分割クロツク信号の
デユテイサイクルを変化せしめる。
その出力２０Ａに固定周波数の交流信号を発生す
る主クロツク発振器２０を具える。主クロツク２
０からのクロツク周波数は、通常の分相器２２に
おいて等振幅でしかも180゜位相のずれている信
号に分相される。位相のずれた信号は分相器の出
力２２Ａ，２２Ｂに現われる。分相器２２からの
位相のずれたクロツク信号は、変圧器の１次ドラ
イバ２４に結合される。変圧器ドライバ２４は、
スイツチング型電源のような通常の設計のもので
あり、スイツチングモード変圧器３０の１次巻線
３０Ａに結合する出力トランジスタに分相器信号
を印加する処理回路を具える。運転停止入力２４
Ａは変圧器１次ドライバ２４に具えられ、適当な
運転停止信号を受信すると電源動作を禁止する。
また、デユテイサイクル帰還入力２４Ｂが具えら
れ、後述されるように、誤差信号入力に応動し変
圧器３０の１次側３０Ａを介して電流導通時間を
前もつて制御するように位相分割クロツク信号の
デユテイサイクルを変化せしめる。
変圧器３０の２次側３０Ｂは、出力整流器波
回路３２の入力に結合する。この回路は、通常の
設計のものであり、変圧器２次側３０Ｂに現われ
る直流信号を整流かつ波し、前述のマイクロプ
ロセツサを付勢するのに使用される出力である直
流バイアスB+を発生する。
回路３２の入力に結合する。この回路は、通常の
設計のものであり、変圧器２次側３０Ｂに現われ
る直流信号を整流かつ波し、前述のマイクロプ
ロセツサを付勢するのに使用される出力である直
流バイアスB+を発生する。
出力直流電圧B+を検知することにより電源調
整が行なわれ、この電圧を帰還誤差増幅器４２の
比較器において安定な基準電圧源４０と比較す
る。かくして、帰還誤差増幅器の出力４２Ａに現
われる信号は、直流電圧B+を発生した出力と直
流電圧を発生する安定な電圧基準との間の差の関
数となる。誤差電圧は、パルス幅変調器４４の入
力４４Ａに結合される。パルス幅変調器４４の出
力４４Ｂは、変圧器の１次ドライバ２４のデユテ
イサイクル入力２４Ｂに接続される。通常の方法
で動作する場合、パルス幅変調器４４は、その入
力４４Ａに印加される誤差信号の大きさに応動
し、20乃至90％の範囲内にある本応用例の所定の
制限範囲のデユテイサイクルの出力信号を発生す
る。変圧器の１次ドライバの入力２４Ｂにおける
デユテイサイクル入力は、主クロツク分相信号と
共にゲートされ、それによつて固定周波数の可変
デユテイサイクル信号を発生し、変圧器の１次側
３０Ａのドライバの導通時間を制御する。
整が行なわれ、この電圧を帰還誤差増幅器４２の
比較器において安定な基準電圧源４０と比較す
る。かくして、帰還誤差増幅器の出力４２Ａに現
われる信号は、直流電圧B+を発生した出力と直
流電圧を発生する安定な電圧基準との間の差の関
数となる。誤差電圧は、パルス幅変調器４４の入
力４４Ａに結合される。パルス幅変調器４４の出
力４４Ｂは、変圧器の１次ドライバ２４のデユテ
イサイクル入力２４Ｂに接続される。通常の方法
で動作する場合、パルス幅変調器４４は、その入
力４４Ａに印加される誤差信号の大きさに応動
し、20乃至90％の範囲内にある本応用例の所定の
制限範囲のデユテイサイクルの出力信号を発生す
る。変圧器の１次ドライバの入力２４Ｂにおける
デユテイサイクル入力は、主クロツク分相信号と
共にゲートされ、それによつて固定周波数の可変
デユテイサイクル信号を発生し、変圧器の１次側
３０Ａのドライバの導通時間を制御する。
かくして、電源のターン・オン中、出力直流電
圧B+は、電圧基準４０より小となりそれによつ
てパルス幅変調器は、変圧器１次側３０Ａの導通
を90％の割合に維持する。発生された出力直流電
圧B+がひとたび基準電圧４０に到達すると、パ
ルス幅変調器は、１次側３０Ａの導通時間を減少
し、所望の出力電圧に安定化させる。
圧B+は、電圧基準４０より小となりそれによつ
てパルス幅変調器は、変圧器１次側３０Ａの導通
を90％の割合に維持する。発生された出力直流電
圧B+がひとたび基準電圧４０に到達すると、パ
ルス幅変調器は、１次側３０Ａの導通時間を減少
し、所望の出力電圧に安定化させる。
かくして、要約すれば、本電力源は、スイツチ
モード型のものであることが理解され、こゝで帰
還ループは、直流電圧を発生する出力を制御する
ように制御発振器のデユテイサイクルを変化せし
める。
モード型のものであることが理解され、こゝで帰
還ループは、直流電圧を発生する出力を制御する
ように制御発振器のデユテイサイクルを変化せし
める。
前述したように、一般的に50と示した本発明の
運転停止回路は、直流電圧B+を発生する出力が
あるプリセツト制限以下に降下する場合に電源の
動作を運転停止するか禁止する。先行技術におい
て、アナログ的運転停止構成が適用され、そのア
ナログ的構成は、精確な動作のために高安定素子
を必要とした。本発明による装置において、完全
にデジタル化した運転停止回路が利用され、安定
素子の必要性を除去した。
運転停止回路は、直流電圧B+を発生する出力が
あるプリセツト制限以下に降下する場合に電源の
動作を運転停止するか禁止する。先行技術におい
て、アナログ的運転停止構成が適用され、そのア
ナログ的構成は、精確な動作のために高安定素子
を必要とした。本発明による装置において、完全
にデジタル化した運転停止回路が利用され、安定
素子の必要性を除去した。
再び第１図を参照するに、電源の運転停止回路
５０は、低電圧検知回路５２を具え、それは、主
クロツク信号２０Ａを第１入力信号端子５２Ａに
印加され、パルス幅変調器４５により発生される
デユテイサイクル信号をその第２入力端子５２Ｂ
に印加される。第２図及び第３図に関しより詳細
に説明すると、低電圧検知回路５２は、主クロツ
クの発生信号をデユテイサイクル信号と比較し、
デユテイサイクルが最大限まで許容されるレベル
即ち90％まで増大する場合その出力５２Ｄを付勢
する。電圧検知回路５２により付勢された出力
は、運転停止タイマ５４をトリガし、その出力５
２Ａにおいて変圧器１次ドライバ２４の運転停止
入力２４Ａを経て電源の禁止動作に適当な所定時
間間隔信号を発生する。本発明のこの好ましい実
施例において、運転停止タイマ５４の間隔は約１
秒である。前述の如く、電源ターン・オンの間パ
ルス幅変調器は、出力直流電圧B+がその所望値
に達するまで変圧器１次ドライバ２４を90％デユ
テイサイクル速度にて動作せしめる。ターン・オ
ン状態の間運転停止回路の誤動作を除去するため
論理電源発生電圧V+によつて付勢される始動回
路（initialize circuit）５６は、その出力５６Ａ
においてターン・オンを伴う所定の間隔の間運転
停止タイマ５４の動作を禁止するのに適当な信号
を発生する。
５０は、低電圧検知回路５２を具え、それは、主
クロツク信号２０Ａを第１入力信号端子５２Ａに
印加され、パルス幅変調器４５により発生される
デユテイサイクル信号をその第２入力端子５２Ｂ
に印加される。第２図及び第３図に関しより詳細
に説明すると、低電圧検知回路５２は、主クロツ
クの発生信号をデユテイサイクル信号と比較し、
デユテイサイクルが最大限まで許容されるレベル
即ち90％まで増大する場合その出力５２Ｄを付勢
する。電圧検知回路５２により付勢された出力
は、運転停止タイマ５４をトリガし、その出力５
２Ａにおいて変圧器１次ドライバ２４の運転停止
入力２４Ａを経て電源の禁止動作に適当な所定時
間間隔信号を発生する。本発明のこの好ましい実
施例において、運転停止タイマ５４の間隔は約１
秒である。前述の如く、電源ターン・オンの間パ
ルス幅変調器は、出力直流電圧B+がその所望値
に達するまで変圧器１次ドライバ２４を90％デユ
テイサイクル速度にて動作せしめる。ターン・オ
ン状態の間運転停止回路の誤動作を除去するため
論理電源発生電圧V+によつて付勢される始動回
路（initialize circuit）５６は、その出力５６Ａ
においてターン・オンを伴う所定の間隔の間運転
停止タイマ５４の動作を禁止するのに適当な信号
を発生する。
更に、所定の禁止間隔の終りにおいて再始動タ
イマが付勢される。再始動タイマ５８は、その出
力５８Ａにおいて出力信号を発生し、それは、低
電圧検知回路５２の入力５２Ｃに帰還して結合さ
れる。その入力５２Ｃに再始動タイミング信号を
受信すると低電圧検知回路５２は、運転停止タイ
マ５４をトリガすることを禁止される。かくし
て、再始動タイマ５８を使用することにより運転
停止回路５０は、電源運転停止を伴う所定の時間
間隔の間不動作とされ、電源発生直流出力電圧
B+が90％デユテイ・サイクルにおいて動作する
ことによりその所望のレベルまで上昇することを
許容する。かくして、本発明の好ましい実施例に
おいて、再始動タイマ５８は100ミリ秒の再始動
時間間隔を有している。
イマが付勢される。再始動タイマ５８は、その出
力５８Ａにおいて出力信号を発生し、それは、低
電圧検知回路５２の入力５２Ｃに帰還して結合さ
れる。その入力５２Ｃに再始動タイミング信号を
受信すると低電圧検知回路５２は、運転停止タイ
マ５４をトリガすることを禁止される。かくし
て、再始動タイマ５８を使用することにより運転
停止回路５０は、電源運転停止を伴う所定の時間
間隔の間不動作とされ、電源発生直流出力電圧
B+が90％デユテイ・サイクルにおいて動作する
ことによりその所望のレベルまで上昇することを
許容する。かくして、本発明の好ましい実施例に
おいて、再始動タイマ５８は100ミリ秒の再始動
時間間隔を有している。
第２図は、第１図に図示した詳細な構成図を示
す。こゝで、低電圧検知回路５２は、Ｄフリツ
プ・フロツプ１００から構成される。パルス幅変
調器４４（第１図）の出力はＤ入力１００Ａに印
加される。主クロツク発振器２０（第１図）から
の出力はフリツプ・フロツプ１００のクロツク入
力１００Ｂに印加される。セツト入力１００Ｃは
基準即ち接地電位に接続され、Ｑ出力１００Ｄは
接続なしのまゝに残される。Ｄフリツプ・フロツ
プからの出力は出力１００Ｅから取り出され
る。
す。こゝで、低電圧検知回路５２は、Ｄフリツ
プ・フロツプ１００から構成される。パルス幅変
調器４４（第１図）の出力はＤ入力１００Ａに印
加される。主クロツク発振器２０（第１図）から
の出力はフリツプ・フロツプ１００のクロツク入
力１００Ｂに印加される。セツト入力１００Ｃは
基準即ち接地電位に接続され、Ｑ出力１００Ｄは
接続なしのまゝに残される。Ｄフリツプ・フロツ
プからの出力は出力１００Ｅから取り出され
る。
Ｄフリツプ・フロツプ１００からの出力は、タ
イミング回路１１０のトリガ入力１１０Ａに印加
される。本発明のこの好ましい実施例において、
タイミング回路はモトローラ社から商業的に販売
されている標準555型タイマ集積回路から成る。
タイミング回路１１０は、その出力パルスの時間
間隔は、タイミング抵抗１１２及びタイミング・
コンデンサ１１４の値によつて決定されるように
単安定モードに接続される。抵抗１１２及びコン
デンサ１１４は論理電源電圧+Vと接地電位との
間に直列接続され、その共通ノードはタイミング
回路１１０のタイミング入力１１０Ｂに印加され
る。負の転移パルスをそのトリガ入力１１０Ａに
受信すると、タイミング回路１１０は、そのＱ出
力１１０Ｃを所定の時間間隔の間高（high）に駆
動する。このレベルは、次いで第１図に図示され
ているように電源の運転停止入力に結合される。
イミング回路１１０のトリガ入力１１０Ａに印加
される。本発明のこの好ましい実施例において、
タイミング回路はモトローラ社から商業的に販売
されている標準555型タイマ集積回路から成る。
タイミング回路１１０は、その出力パルスの時間
間隔は、タイミング抵抗１１２及びタイミング・
コンデンサ１１４の値によつて決定されるように
単安定モードに接続される。抵抗１１２及びコン
デンサ１１４は論理電源電圧+Vと接地電位との
間に直列接続され、その共通ノードはタイミング
回路１１０のタイミング入力１１０Ｂに印加され
る。負の転移パルスをそのトリガ入力１１０Ａに
受信すると、タイミング回路１１０は、そのＱ出
力１１０Ｃを所定の時間間隔の間高（high）に駆
動する。このレベルは、次いで第１図に図示され
ているように電源の運転停止入力に結合される。
運転停止タイミング信号の終りにおいて、トリ
ガ・パルスは、結合コンデンサ１１６を介して再
始動タイミング回路１２０のトグル入力１２０Ａ
に結合される。本発明の好ましい実施例におい
て、再始動タイマ１２０は、運転停止タイマ１１
０におけると同様に標準555型タイマ集積回路か
ら構成される。トリガ入力を受信すると、再始動
タイマ１２０は、タイミング抵抗１２２及びタイ
ミングコンデンサ１２４の値によつて決定される
所定の時記間隔の間そのＱ出力１２０Ｂを高
（high）に駆動する。抵抗１２２及びコンデンサ
１２４を論理電源直流バイアス+Vと接地電位と
の間に接続し、その共通ノードを再始動タイマ１
２０のタイミング入力１２０Ｃに接続する。再始
動タイマ１２０のＱ出力１２０Ｂは、Ｄフリツプ
フロツプ１００のリセツト入力１００Ｆに接続さ
れる。かくして、夫々そのＤ，Ｃ入力１００Ａ，
１００Ｂに印加される入力信号の状態にかゝわら
ず、Ｄフリツプフロツプ１００は、再始動タイマ
の時間間隔の間その出力１００Ｅにトリガ信号
を発生するのを妨げる。これは、次いで電源がそ
の所望の電圧まで上昇する時間をもつまで運転停
止タイミング間隔の動作を妨げる。
ガ・パルスは、結合コンデンサ１１６を介して再
始動タイミング回路１２０のトグル入力１２０Ａ
に結合される。本発明の好ましい実施例におい
て、再始動タイマ１２０は、運転停止タイマ１１
０におけると同様に標準555型タイマ集積回路か
ら構成される。トリガ入力を受信すると、再始動
タイマ１２０は、タイミング抵抗１２２及びタイ
ミングコンデンサ１２４の値によつて決定される
所定の時記間隔の間そのＱ出力１２０Ｂを高
（high）に駆動する。抵抗１２２及びコンデンサ
１２４を論理電源直流バイアス+Vと接地電位と
の間に接続し、その共通ノードを再始動タイマ１
２０のタイミング入力１２０Ｃに接続する。再始
動タイマ１２０のＱ出力１２０Ｂは、Ｄフリツプ
フロツプ１００のリセツト入力１００Ｆに接続さ
れる。かくして、夫々そのＤ，Ｃ入力１００Ａ，
１００Ｂに印加される入力信号の状態にかゝわら
ず、Ｄフリツプフロツプ１００は、再始動タイマ
の時間間隔の間その出力１００Ｅにトリガ信号
を発生するのを妨げる。これは、次いで電源がそ
の所望の電圧まで上昇する時間をもつまで運転停
止タイミング間隔の動作を妨げる。
電源のターン・オンに関し運転停止タイマ１１
０の付勢を妨げるために第１図の始動回路は、論
理電源直流電圧+Vと接地電位との間に接続さ
れ、直列コンデンサ１３０と抵抗１３２から成る
タイミング回路によつて実現され、前記抵抗とコ
ンデンサの共通接続点は、標準インバータ段１３
４の入力に接続される。かくして、電源ターン・
オンにおいて、コンデンサ１３０と抵抗１３２の
値により決定されるように、インバータ１３４か
らの出力は、コンデンサ１３０が抵抗１３２を介
して接地電位まで充電されるような時間までの所
定の時間、運転停止タイマ１１０、再始動タイマ
１２０をリセツトするのに適当なものとなるであ
ろう。かくして、インバータ１３４からの出力
は、夫々タイマ１１０，１２０のリセツト入力１
１０Ｄ，１２０Ｄに結合される。
０の付勢を妨げるために第１図の始動回路は、論
理電源直流電圧+Vと接地電位との間に接続さ
れ、直列コンデンサ１３０と抵抗１３２から成る
タイミング回路によつて実現され、前記抵抗とコ
ンデンサの共通接続点は、標準インバータ段１３
４の入力に接続される。かくして、電源ターン・
オンにおいて、コンデンサ１３０と抵抗１３２の
値により決定されるように、インバータ１３４か
らの出力は、コンデンサ１３０が抵抗１３２を介
して接地電位まで充電されるような時間までの所
定の時間、運転停止タイマ１１０、再始動タイマ
１２０をリセツトするのに適当なものとなるであ
ろう。かくして、インバータ１３４からの出力
は、夫々タイマ１１０，１２０のリセツト入力１
１０Ｄ，１２０Ｄに結合される。
運転停止装置の精確な動作は、第３図に図示さ
れる波形に関連してより明確に理解されよう。こ
こで、+Vと符した第１の線は、部分２００のタ
ーン・オン中、部分２０２の適当な動作中及び部
分２０４における電圧降下中の論理電源電圧+V
のレベルを示す。
れる波形に関連してより明確に理解されよう。こ
こで、+Vと符した第１の線は、部分２００のタ
ーン・オン中、部分２０２の適当な動作中及び部
分２０４における電圧降下中の論理電源電圧+V
のレベルを示す。
論理電源+Vが、ひとたび充分なレベルに上昇
すると、電源クロツクは、第３図の第２の線にて
示すようにその固定周波数信号の発生を開始す
る。電源動作の最初の少しのサイクルの間、パル
ス幅変調器４４は、変圧器ドライバ２４をその最
大値即ち90％デユテイ・サイクルにて動作せし
め、それによつて第３図の最後の線にて図示され
るように出力電圧B+を急速に増大せしめる。
すると、電源クロツクは、第３図の第２の線にて
示すようにその固定周波数信号の発生を開始す
る。電源動作の最初の少しのサイクルの間、パル
ス幅変調器４４は、変圧器ドライバ２４をその最
大値即ち90％デユテイ・サイクルにて動作せし
め、それによつて第３図の最後の線にて図示され
るように出力電圧B+を急速に増大せしめる。
発生出力電圧B+がその所望レベルまで上昇す
ると、帰還誤差増幅器はパルス幅変調器を、従つ
て変圧器１次ドライバをパルス幅変調器波形部分
２０６に図示される近似的に60％のデユテイサイ
クルまで作動せしめる。90％デユテイサイクルが
必要とされる場合に最初のターン・オン期間運転
停止回路が電源動作を禁止しないようにするため
には、タイマ１１０，１２０のリセツト入力１１
０Ｄ，１２０Ｄは、第３図の第４の線にて示され
るように、部分２０８における瞬間までタイマを
不動作にする始動信号によつて低（low）に保持
される。
ると、帰還誤差増幅器はパルス幅変調器を、従つ
て変圧器１次ドライバをパルス幅変調器波形部分
２０６に図示される近似的に60％のデユテイサイ
クルまで作動せしめる。90％デユテイサイクルが
必要とされる場合に最初のターン・オン期間運転
停止回路が電源動作を禁止しないようにするため
には、タイマ１１０，１２０のリセツト入力１１
０Ｄ，１２０Ｄは、第３図の第４の線にて示され
るように、部分２０８における瞬間までタイマを
不動作にする始動信号によつて低（low）に保持
される。
バツテリ１０の出力電圧が所定レベル以上に存
続する限り、電源は変圧器１次ドライバ２４のデ
ユテイ・サイクルを適当に変化せしめることによ
つて高度に安定化した固定出力直流電圧B+を発
生し続ける。正常動作中、パルス幅変調器出力信
号を含むフリツプ・フロツプ１００のＤ入力１０
０Ａは、各クロツクサイクルの始めにおいて主ク
ロツク信号によつてセツトされ、クロツクサイク
ル中リセツトされる。かくしてＤフリツプ・フロ
ツプ１００の出力１００Ｅは、電源の正常動作
中一定の高（high）出力レベルを呈する。
続する限り、電源は変圧器１次ドライバ２４のデ
ユテイ・サイクルを適当に変化せしめることによ
つて高度に安定化した固定出力直流電圧B+を発
生し続ける。正常動作中、パルス幅変調器出力信
号を含むフリツプ・フロツプ１００のＤ入力１０
０Ａは、各クロツクサイクルの始めにおいて主ク
ロツク信号によつてセツトされ、クロツクサイク
ル中リセツトされる。かくしてＤフリツプ・フロ
ツプ１００の出力１００Ｅは、電源の正常動作
中一定の高（high）出力レベルを呈する。
バツテリ１０（第１図）上でその出力直流電圧
を非常に低下せしめる瞬間的電力消耗のような故
障状態を発生した場合、電源がその調整出力レベ
ルB+を維持することは不可能となる。かような
故障は、+V波形の部分２０４に示される。今、
フリツプ・フロツプ１００のＤ入力１００Ａは、
クロツク間隔の終期に先だつてリセツトされるこ
とはなく、出力１００Ｅは、第３図の第５の波
形の部分２１２に図示されるように出力トリガパ
ルスを発生する。トリガパルス２１２の発生によ
り運転停止タイマ１１０が作動され、それによつ
て、第３図の第６の線の部分２１４に示されるよ
うにそのＱ出力１１０Ｃにおいて１秒間出力パル
スを発生する。このために、電源を１秒間運転停
止する。
を非常に低下せしめる瞬間的電力消耗のような故
障状態を発生した場合、電源がその調整出力レベ
ルB+を維持することは不可能となる。かような
故障は、+V波形の部分２０４に示される。今、
フリツプ・フロツプ１００のＤ入力１００Ａは、
クロツク間隔の終期に先だつてリセツトされるこ
とはなく、出力１００Ｅは、第３図の第５の波
形の部分２１２に図示されるように出力トリガパ
ルスを発生する。トリガパルス２１２の発生によ
り運転停止タイマ１１０が作動され、それによつ
て、第３図の第６の線の部分２１４に示されるよ
うにそのＱ出力１１０Ｃにおいて１秒間出力パル
スを発生する。このために、電源を１秒間運転停
止する。
運転停止タイマの区間の負の転移により再始動
タイマはトリガされ、第３図の第７番目の波形部
分２１６として図示される所定の再始動区間を発
生する。再始動信号は、所定の時間の間運転停止
回路を不動作にし、それによつて出力電圧B+を
その所望レベルまで上昇せしめようと試みる場
合、パルス幅変調器が90％デユテイサイクル速度
で変圧器１次ドライバ２４を駆動することを許容
する。これは第３図の最後の線で示される。この
実施例において、故障状態２０４は再始動期間中
継続し、それによつて出力電圧B+は、再始動期
間中その所望のレベルまで上昇せしめることはで
きない。かくして再始動波形の点２２０として示
される再始動期間の終りにおいて、Ｄフリツプ・
フロツプ１００は、運転停止タイマ波形の部分２
２２にて示されるようにその所定の時間間隔の間
だけ運転停止タイマ１１０を再びトリガする。前
述したように、運転停止タイマ間隔の終りにおい
て、再始動間隔が再び開始され運転停止回路を不
動作にする。この点において、故障が停止し、再
始動時間間隔中に電源はその所望レベルB+に戻
ることが可能である。
タイマはトリガされ、第３図の第７番目の波形部
分２１６として図示される所定の再始動区間を発
生する。再始動信号は、所定の時間の間運転停止
回路を不動作にし、それによつて出力電圧B+を
その所望レベルまで上昇せしめようと試みる場
合、パルス幅変調器が90％デユテイサイクル速度
で変圧器１次ドライバ２４を駆動することを許容
する。これは第３図の最後の線で示される。この
実施例において、故障状態２０４は再始動期間中
継続し、それによつて出力電圧B+は、再始動期
間中その所望のレベルまで上昇せしめることはで
きない。かくして再始動波形の点２２０として示
される再始動期間の終りにおいて、Ｄフリツプ・
フロツプ１００は、運転停止タイマ波形の部分２
２２にて示されるようにその所定の時間間隔の間
だけ運転停止タイマ１１０を再びトリガする。前
述したように、運転停止タイマ間隔の終りにおい
て、再始動間隔が再び開始され運転停止回路を不
動作にする。この点において、故障が停止し、再
始動時間間隔中に電源はその所望レベルB+に戻
ることが可能である。
要約すると、改良された運転停止回路、それは
移動データ端子用のスイツチングモード電源にお
ける特定の応用例で見出されるものであるが、そ
れが開示され、その回路は全体としてデジタル動
作であり、高安定性の高価な素子を使用する必要
がない。
移動データ端子用のスイツチングモード電源にお
ける特定の応用例で見出されるものであるが、そ
れが開示され、その回路は全体としてデジタル動
作であり、高安定性の高価な素子を使用する必要
がない。
以下本発明の実施の態様を列記する。
１ 禁止手段は、更に前記所定の制御発振器の出
力に応動し、所定の時間間隔だけ電源動作を禁
止する運転停止タイマ手段を具える前記特許請
求の範囲第２項記載の装置。
力に応動し、所定の時間間隔だけ電源動作を禁
止する運転停止タイマ手段を具える前記特許請
求の範囲第２項記載の装置。
２ 禁止手段は、前記運転停止タイマの所定間隔
に続いて所定の時間間隔だけ禁止手段を不動作
にする再始動タイマ装置を具える前記特許請求
の範囲第３項記載の装置。
に続いて所定の時間間隔だけ禁止手段を不動作
にする再始動タイマ装置を具える前記特許請求
の範囲第３項記載の装置。
３ 禁止手段は、更に、前記運転停止タイマの所
定の間隔に続いて所定の時間間隔だけ禁止手段
を不動作にする再始動タイマ手段を具える前記
第１項記載の装置。
定の間隔に続いて所定の時間間隔だけ禁止手段
を不動作にする再始動タイマ手段を具える前記
第１項記載の装置。
４ 前記禁止手段は、更に、前記運転停止タイマ
の所定間隔に続いて所定の時間間隔だけ禁止手
段を不動作にする再始動タイマ手段を具える前
記特許請求の範囲第５項記載の装置。
の所定間隔に続いて所定の時間間隔だけ禁止手
段を不動作にする再始動タイマ手段を具える前
記特許請求の範囲第５項記載の装置。
第１図は、改良された運転停止装置を組合せた
スイツチング電源の位相数学を説明するブロツク
図である。第２図は、改良された運転停止装置の
好ましい実施例の詳細な概略図である。第３図
は、第１図及び第２図に図示された改良された運
転停止装置の動作を説明する一連の波形である。 第１図において、５０は運転停止回路、１０は
バツテリ、１４は論理電源、２０は主クロツク、
２２は分相器、２４は変圧器１次ドライバ、３０
は変圧器、３２は出力整流器波回路、５２は低
電圧検知回路、５４は運転停止タイマ、５６は始
動回路、５８は再始動タイマ、４０は電圧基準、
４２は帰還誤差増幅器、４４はパルス幅変調器。
スイツチング電源の位相数学を説明するブロツク
図である。第２図は、改良された運転停止装置の
好ましい実施例の詳細な概略図である。第３図
は、第１図及び第２図に図示された改良された運
転停止装置の動作を説明する一連の波形である。 第１図において、５０は運転停止回路、１０は
バツテリ、１４は論理電源、２０は主クロツク、
２２は分相器、２４は変圧器１次ドライバ、３０
は変圧器、３２は出力整流器波回路、５２は低
電圧検知回路、５４は運転停止タイマ、５６は始
動回路、５８は再始動タイマ、４０は電圧基準、
４２は帰還誤差増幅器、４４はパルス幅変調器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源によつて発生される電圧が制御発振器か
らの出力の関数であり、制御発振器からの所定の
出力に応動して電源動作を禁止する禁止手段を具
えることを特徴とするスイツチング型電源用の運
転停止装置。 ２ 制御発振器は、可変デユテイサイクル信号を
発生して電源発生電圧を制御するものであり、こ
こで禁止手段は、所定のデユテイサイクル出力を
発生する制御発振器に応動し電源動作を禁止する
手段を具えることを特徴とする前記特許請求の範
囲第１項記載の装置。 ３ 禁止手段は、更に、前記所定の制御発振器出
力に応動し電源動作を禁止する手段を具えること
を特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載の装
置。 ４ 電源は、該電源からの出力電圧を決定するた
めデユテイサイクルを変化する出力信号を有する
制御発振器を具え、所定の電源出力電圧に対応す
る所定のデユテイサイクルを発生する制御発振器
に応動し電源動作を禁止する禁止手段を具備する
ことを特徴とするスイツチング電源動作を禁止す
る電圧運転停止装置。 ５ 禁止手段は、更に、前記所定の制御発振器出
力に応動し所定の時間間隔だけ電源動作を禁止す
る運転停止タイマ手段を具備する前記特許請求の
範囲第４項記載の電圧運転停止装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US88130978A | 1978-02-27 | 1978-02-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54124214A JPS54124214A (en) | 1979-09-27 |
| JPS6212743B2 true JPS6212743B2 (ja) | 1987-03-20 |
Family
ID=25378216
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1897879A Granted JPS54124214A (en) | 1978-02-27 | 1979-02-20 | Operation stopping circuit for switching power supply |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54124214A (ja) |
| AU (1) | AU529798B2 (ja) |
| CA (1) | CA1127711A (ja) |
| DE (1) | DE2907183A1 (ja) |
| GB (1) | GB2015276B (ja) |
| NL (1) | NL7901560A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56125962A (en) * | 1980-03-10 | 1981-10-02 | Canon Inc | Power source voltage detector |
| JPS60150107A (ja) * | 1984-11-19 | 1985-08-07 | Canon Inc | 警告装置 |
| JPH02223377A (ja) * | 1989-02-22 | 1990-09-05 | Fanuc Ltd | プライマリ方式スイッチング・レギュレータ制御回路の保護回路 |
| GB2316556A (en) * | 1996-08-19 | 1998-02-25 | Thomson Multimedia Sa | Power supply with protection arrangement |
| GB2331414B (en) * | 1997-11-12 | 2000-05-10 | Bosch Gmbh Robert | Method of and monitoring means for monitoring a current- regulating stage |
| US6307356B1 (en) * | 1998-06-18 | 2001-10-23 | Linear Technology Corporation | Voltage mode feedback burst mode circuit |
| JP2008312335A (ja) * | 2007-06-14 | 2008-12-25 | Mitsumi Electric Co Ltd | スイッチング電源装置および一次側制御回路 |
| JP5449431B2 (ja) * | 2012-03-09 | 2014-03-19 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5444180U (ja) * | 1977-09-02 | 1979-03-27 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2416985C3 (de) * | 1974-04-08 | 1979-12-06 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Anordnung zur schnellen Strombegrenzung |
-
1979
- 1979-01-24 CA CA320,213A patent/CA1127711A/en not_active Expired
- 1979-01-29 GB GB7902980A patent/GB2015276B/en not_active Expired
- 1979-02-20 JP JP1897879A patent/JPS54124214A/ja active Granted
- 1979-02-21 AU AU44432/79A patent/AU529798B2/en not_active Ceased
- 1979-02-23 DE DE19792907183 patent/DE2907183A1/de not_active Ceased
- 1979-02-27 NL NL7901560A patent/NL7901560A/xx not_active Application Discontinuation
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5444180U (ja) * | 1977-09-02 | 1979-03-27 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU529798B2 (en) | 1983-06-23 |
| DE2907183A1 (de) | 1979-09-06 |
| GB2015276B (en) | 1983-02-02 |
| AU4443279A (en) | 1979-09-06 |
| GB2015276A (en) | 1979-09-05 |
| CA1127711A (en) | 1982-07-13 |
| NL7901560A (nl) | 1979-08-29 |
| JPS54124214A (en) | 1979-09-27 |
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