JPS62112413A - 適応型デイジタルフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はハード最の少ない適応型ディジタルフィルタに
関づるものである。

（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、小林仙著［ディ
ジタルフィルタの一構成」　（昭和６０年度電子通信学
会総合全国大会講演論文集、２０３８　）に記載された
ものがある。以下、これに沿って説明する。

最近、ディジタル信号処理技術の急速な進歩により、適
応型ディジタルフィルタ（ａｄａｐｔｉＶｏ　ｄｉ。

１ｔａｌ　ｆｉｌｔｅｒ　、以下、ＡＤＦと称す。）が
その適用範囲の広さから注目を集めている。ＡＤＦの代
表的な応用例として、システム同定への適用がある。

システム同定とは、ある未知システムの入出力データを
基にしてシステムの未知パラメータを推定することであ
り、その概略を第２図に示す。同図において、１は伝達
関数Ｈ（ｚ）の未知システム、２は伝達関数Ｈ（Ｚ）の
ＡＤＦ、３は加算器であり、入力信号ｘ　（ｋ）を未知
システム、１に通した時に得られる信号ｙ　（ｋ）と、
入力信号ｘ　（ｋ）をＡＤＦ２に通した時に得られる信
号ｙ　（ｋ）とを加算器３で減算して信号ｅ　（ｋ）が
得られた場合、例えば評価関数Ｊ＝（ｅ（ｋ））　　（
又はＪ＝　（ｅ（ｋ））２を用いることもある。但し、
式の上の線は時間平均化操作を示す。）がＯとなれば、
未知システＡｘ　１の伝達関数ｆｉ（ｚ）とＡＤＦ２の
伝達関数ト１（Ｚ）とは笠しいとみなＪことができる。

即ら、未知システム１のパラメータがＡ　Ｉ）　Ｆ　２
により正しく推定されていると考えられる。

ＡＤＦのシステム同定への具体的な応用例として、エコ
ーキャンセラがある。最近、注目されている電子会議シ
ステムでは、第３図に示づようにスピーカ４とマイクロ
ホン５との間、およびスピーカ６とマイクロホン７との
間の音響的結合によりハウリングが発生し、通話が困難
となることがある。このようなハウリング防止用として
エコーキャンセラが適用される。ここで、エコーキャン
セラを構成するＡＤＦ８．９の入力端子はスピーカ４．
６と伝送路１０．１１との間にそれぞれ接続され、また
、その出力端子はおよびマイクロホン５．７と伝送路ｉ
ｉ、　１ｏとの間の加算器１２゜１３にそれぞれ接続さ
れ、スピーカ４．６とマイク【］ホン５，７との間に構
成される音響結合路１４．１５の同定を行なうことにな
る。

エコーキせンセラのへＤＦとして、従来より検討されて
いる代表的なものを第４図乃至第６図に示す。

第４図は非巡回型（ＦＩＲ型）ＡＤＦであり、図中、１
６−０　、１６−１　、・・・・・・１６−　Ｎ−１は
遅延素子、１７”−０、１７−１、・・・・・・１７−
Ｎは東口器、１８は加算器である。ここでは、未知シス
テムの伝達関数Ｈ（ｚ）をＡＤＦの伝達関数 Ｎ△　　−１ ）−１（ｚ）＝、Σａ　＋　ｚ　　　　　　　　　　・
＝　−（１）″”Ａ のパラメータａｉ　　（ｉ＝Ｑ、１．・・・・・・Ｎ）
を適応的に調整して推定する如くなしていた。

しかしながら、前述したようなシステムにＦＩＲ型△Ｄ
「を適用する場合には、所要パラメータ数Ｐ＝Ｎ＋１が
１０３〜１０４オーダとなり、回路規模、消費電力が非
常に大きくなり、実用的でなかった。

第５図および第６図は、少ないパラメータ数で未知シス
テムの伝達関数Ｈ（ｚ）が推定できる巡回型（Ｉ　ＩＲ
型）ＡＤＦを示づ−ものである。第５図において、１９
−０　、１９−１　、・・・・・・＋９−Ｎ−１，２０
−１、２０−２、・・・・・・２０−Ｈは遅延素子、２
１−０　、２１−１　、・・・・・・２１−Ｎ　　１２
２−１　　、　２２−２　　、　　・・・・−・２２−
Ｈは乗算器、２３．２４は加算器である。ここで、伝達
関数Ｈ（ｚ）は、 であり、パラメータａｌ　　（ｉ＝０．１．・・・・・
・Ｎ）、ｂｉ　　（ｉ＝１．２．・・・・・・Ｍ）をそ
れぞれ適応的に調整し、未知システムの伝達関数１−１
（Ｚ）を推定する如くなしている。

また、第６図において、２５−０　、２５−１　、・・
・・・・２５−Ｎ−１，２６−１１，２６−１２，・・
・・・・２６−に１．２６−に２は遅延素子、２７−０
　、２７−１　、・・・・・・２７−Ｎ　、　２８−１
１、２１１２．　　・・・・・・２８−Ｋｌ、　２８−
に２は乗算器、２つ、３０−１１．３０−１２．・・・
・・・３Ｑ−に１．３０−に２は加算器である。ここで
、伝達関数Ｈ（ｚ）は、 であり、パラメータａｉ　　＜ｉ＝ｏ、１．・・・・・
・Ｎ）、ｂｉｌ、ｂｉ２（ｉ−１，２，・・・・・・Ｋ
）をそれぞれ適応的に調整し、未知システムの伝達関数
Ｈ（２）を推定する如くなしている。

１１Ｒ型△ＤＦは、（２）、　（３）式から明らかなよ
うにその分母多項式の根が７平面上の単位円［の外に存
在する場合にはＡＤＦは不安定な状態になる。このよう
な状態を回避し、常にＡＤＦを安定に動作させるために
は安定性判別のための演算が必要となる。

第５図のＡＤＦでは安定性判別は（２）式から分かるよ
うにＭ次の代数方程式の根を求めることであり、Ｍが大
きくなると処理時間および演算回路規模の点で実現困難
となる。そこで、通常は安定性判別の容易な第６図のＡ
ＤＦが用いられる。この構成では（３）式かられかるよ
うに縦続接続されているに個の２次区間について、各々
その分母の２次方程式の根が７平面上の単位円［内に存
在しているかどうかを判別することになる。

第４図のＦＩＲ型ＡＤＦに対し、第５図、第６図のよう
なＩＩＲ型ＡＤＦを用いることにより、所要ハード規模
の削減は可能であるが、パラメータの適応制御回路が複
雑となり、結局ＡＤＦ全体としての所要ハード規模はＦ
ＩＲ型ΔＤＦに対し、充分に削減されたものになってい
なかった。

（発明が解決しようとする問題点） このように、従来のＩＩＲ型ＡＤＦにおいては、その各
パラメータの適応制御回路の規模が大きいため、ＦＩＲ
型へＤＦに対して充分にハード規模が削減されず、ＩＩ
Ｒ型構成の特長が充分に生かされないという問題点があ
った。

本発明は、前述した従来の問題点を解決し、所要ハード
規模の小さいＩＩＲ型ＡＤＦを提供することを目的とす
る。

（問題点を解決するための手段） 本発明では前記問題点を解決するため、２次巡回型ディ
ジタルフィルタとその極の７平面上の単位円に関する鏡
像の位置に零点を右する２次非巡回型ディジタルフィル
タとを縦続接続して構成される基本区間を複数個縦続接
続しく但し、そのうちの最後の１つの基本区間は２次巡
回型ディジタルフィルタだけよりなる。）、各基本区間
の巡回型フィルタと非巡回型フィルタとの間に各々１次
非巡回型ディジタルフィルタを接続しく基本区間とそれ
に接続される１次非巡回型ディジタルフィルタよりなる
ブロックを基本ブロックと称す。）、各１次非巡回型デ
ィジタルフィルタの出力和を出力とし、前記全てのフィ
ルタにより形成される有理関数の分母多項式を決定する
パラメータの適応制御は、初段の基本ブロックに属する
パラメータより順次、ある一定期間ずつ最終段の基本ブ
ロックに属づるパラメータまで適応制御を行ない、最終
段の基本ブロックに属するバラ、メータの適応制御が終
了した場合、再び初段の基本ブロックに属するパラメー
タの適応制御を行ない、以後同様の操作を繰返すように
なした。

（作用） 本発明によれば、前記各基本ブロックに属するパラメー
タは、未知システムの出力値より最終段の基本ブロック
の出力値を減じた値を最小とするよう、順次、ある一定
期間ずつ適応制御され、これが循環的に繰返され、最適
値が求められる。

（実施例） 第１図は本発明のディジタルフィルタの基本的な構成を
示すものである。同図において、３１は入力端子、３２
は出力端子、３３は加算器、４０−１　、４０−２　、
・・・・・・４０−に−１，４０−には２次巡回型ディ
ジタルフィルタ、５０−１　、５０−２　、・・・・・
・５０−に−１は２次非巡回型ディジタルフィルタ、ｅ
ｏ−ｉ。

６０−２．・・・・・・６０−に−１、６０−には１次
非巡回型ディジタルフィルタである。

このフィルタは、以下のようにして構成されている。ま
ず、各２次巡回型ディジタルフィルタ４０−１　、４０
−２　、・・・・・・４０−　Ｋ〜１．４０−にの極の
７平面上の単位円「に関する鏡像の位置に、各々２次非
巡回型ディジタルフィルタ５０−１　、５０−２　、・
・・・・・５０−に−１の零点を配置し、この２つのフ
ィルタを縦続に接続しく但し、最後の２次巡回型ディジ
タルフィルタ４０−Ｋには２次非巡回型ディジタルフィ
ルタを接続しない。）で基本区間３４−１　、３４−２
．・・・・・・３４−に−１，３４−Ｋを構成する。次
に、これらの複数個の基本区間３４−１　、３４−２　
、・・・・・・３４−に−１，３４−にを縦続接続する
。また、基本区間３４−１．３４−２　、・・・・・・
３４−に−１、３４−にの２次巡回型ディジタルフィル
タ４０−１　、４０−２　、・・・・・・４０−に−１
、４０−にと２次非巡回型ディジタルフィルタ５０−１
　、５０−２　、・・・・・・５０−　Ｋ−１の間（但
し、最後の基本区間３４−にでは２次巡回型ディジタル
フィルタ４０−にの直後）に、１次非巡回型ディジタル
フィルタ６０−１　、６０−２　、・・・・・・６０−
に−１，６〇−Ｋを接続し、基本ブロック３５・−１、
３５−２、・・・・・・３５−に−１、３５−Ｋを構成
する。この基本ブロック３５−１　、３５−２　、・・
・・・・３５−に−１、３５−に中の１次非巡回型ディ
ジタルフィルタ６０−１　、６０−２　。

・・・・・・６０−に−１，６０−にの出力和がこのフ
ィルタの入力ｘ　（ｋ）に対り゛る出力ｙ　（ｋ）とな
る。

第７図は前記フィルタの詳細を示すものである。

２次巡回型ディジタルフィルタ４０−１は、２個の加算
器４１−１　、４２−１と、２個の乗算器４３−１゜４
４−１と、２個の遅延素子４５−１　、４６−１とから
なり、以下、２次巡回型ディジタルフィルタ４０−２、
・・・・・・４０−に−１、４０−にも同様の構成を備
えている。また、２次非巡回型ディジタルフィルタ５０
−１は、２個の加締２！１５１−１　、５２−１と、２
個の乗符器５３−１　、５４１と、２個の遅延索子４５
−１゜４６−１とからなる。この場合、遅延索子は２次
巡回型ｆイジタルフィルタと共用することになる。

また、２次非巡回型５０−２．・・・・・・５０−　Ｋ
−１も同様の構成を備えている。１次非巡回型ディジタ
ルフィル’）６０−ＩＬ、を加１３６１−１　と、乗ａ
器６２−１　。

６３−１と、遅延素子６４−１とからなり、以下、１次
非巡回型ディシルタルフィルタ６０−２．・・・・・・
６０−に−１，６０−にも同様な構成を備えている。

従って、このフィルタの伝達関数ｔ」（ｚ）は、乗算器
４３−１　、４．３−２　、・・・・・・４３−に−１
，４３−にの係１　、４４−２　、・・・・・・４４−
に−１，４４−にの係数を１）１゜乗算器５４−１　、
５４−２　、・・・・・・５４−に−１の係数を・・・
・・・６２−に−１、６２−にの係数をＰｌ　、　Ｐ２
　、・・・・・・ｐＫ−１、ＰＫ　、乗算器６３−１　
、６３−２　、・・・・・・６３−に−１，６１にの係
数をｑｌ　、　ｑ２　、・・・・・・ｑに−１゜ｑＫと
すると、 −ａｎ　ｚ−１＋ｂｎ’ｚ−２＞　）−・−（４ａ）−
見（Ｐｉ　＋ｑｉ　ｚす）　’４１１（ｚ）−０−（４
ｂ）（＝１ どなる。ここで、 ｉ−Ｉ　　ＡＡ−１−２ １４／１（ｚ）　＝π（ｂｎ−ａｎｚ　　＋ｚ　　）１
＋４ ／’Ｔ！Ｔ（１−ａｎｚす＋ｂｎｚ−２）信＝１ ・・・・・・（４Ｃ） としている。Ｖｉ（ｚ）の逆２変換をΦ１（ｋ）とする
と、−〇　　　　　　　　　・・・・・・（５）（但し
、ｉ　＋ｍ） が成立する。即ち、第ｉ基本ブロック中のパラメータＰ
ｉ　、ｑ：　　（ｉ＝ｌ、・・・、Ｋ）を係数と１６乗
算器への入力は他の基本ブロック中の対応する入力と互
いに直交している。以下、このフィルタを直交関数型デ
ィジタルフィルタと称するものとする。この直交関数型
ディジタルフィルタの出力９には、 ９（ｋ）＝、Σ（Ｐｉ　φ１（ｋ）十ｑ　＋　φ１（Ｋ
−１））・・・・・・（６） である。これをＡＤＦとして用いる場合には第７図にお
ける乗算器の係数（ａ＋　、ｂｉ　、Ｐｉ　。

ｑｌ　）　　（ｉ＝１．２．・・・・・・Ｋ）を可変パ
ラメータとする。未知システムの出力をｙ　（ｋ）とす
ると、未知システムに対する推定誤差ｅ　（ｋ）はｅ（
ｋ）　−ｙ（ｋ）　−ｙ（ｋ）　　　　　　　・・・・
・・（７）として表わされる。未知システムに対する直
交関数型ＡＤＦの近似の良さを評価する関数Ｊとして、
推定誤差ｅ　（ｋ）の２乗平均値 Ｊ−（ｅ（ｋ））２　　　　　　　　　・・・・・・（
８）を用いる。

直交関数型ＡＤＦへの入力ｘ　（ｋ）が白色信号のよう
な無相関な信号の場合、上記φ１（ｋ）についても、ψ
１（ｋ）について成立する（５）式と同様なことがいえ
る。即ち、 φ１（ｋ）φｍ（ｋ）＝φｉ（に−１）φｍ（ｋ）−〇
　　　　　　　　　　・・・・・・（９）（但し、ｉｆ
＝ｍ） −（Ｋ−１）　ｙｋ　”　　　　　・・・・・・（１０
ａ）となる。ここで ｅ　１（ｋ）＝　Ｖ　（ｋ）−（βｉφ１（ｋ）＋　ｑ
　ｉφ１（ｋ−１））・・・・・・（１０ｂ） である。

つまり、（８）式で示される評価関数、即ち未知システ
ムに対する直交関数型ＡＤＦの推定誤差ｅ　（ｋ）の２
乗平均値は（１０）式で示されるように、未知システム
の出力値により各基本ブロックの出力値を減じた値ｅｉ
（ｋ）　（ｉ　−１、２，・”＝Ｋ）（以下、部分誤差
と称す。）の２乗平均値の和より未知システムの出力値
の２乗平均値の整数倍した値を減じたものとなる。従っ
て、評価関数Ｊに関して、各基本ブロックの部分誤差は
互いに独立である。

ここで注目すべきことは、最終ブロック、即ち第にブロ
ックの出力値ｕ　Ｋ（ｋ）は、全ての基本ブロックのパ
ラメータｆｉｉ　、ｂｉ　　（ｉ＝１．２．・・・・・
・Ｋ）の関数となっている。従って、第にブロックの部
分誤差 ｅ　Ｋ（ｋ）＝　ｙ　（ｋ）　−ｕに（ｋ）　　　　　
　　・・−・−（１１）も、ａ＋　、ｂｉ　　（ｉ　＝
１．２．−Ｋ）の関数となっている。従って、パラメー
タ＝ｉ、ｂｉ（ｉ＝１．２．・・・・・・Ｋ）は第にブ
ロックの部分誤差ｅに（ｋ）の２乗平均値が各基本ブロ
ックのパラメータδｉ　、ｂｉ　　（＋＝１．２．・・
・・・・Ｋ）に対して最小となるように適応制御し、パ
ラメータＰｉ。

ａ＋　　（＋＝１．２．・・・・・・Ｋ）は対応する部
分誤差ｅ　１（ｋ）　−Ｖ　（ｋ）　−ｕ　１（ｋ）が
ｐｉ　、ｑ＋に対して最小となるように適応制御するこ
とにより、評価関数Ｊを最小にすることができる。その
方法について、例えば最急降下法を用いた場合について
、以下に説明する。

パラメータδｉ　、ｂｉ　　（ｉ＝１．２．・・・・・
・Ｋ）の制御法は、以下のようになる。

まず、第に基本ブロックの部分誤差をＪにとする。即ち
、 Ｊに＝（１／２）（ｅに（ｋ）　）　　　　　−・・・
・−（１２）この時、第ｍ基本ブロック（１≦ｍ≦Ｋ）
の極パラメータに対する適応制御法は次式で表わされる
。

δ□　（ν・１）　へ　（ν）−１１，θＪに＝ａｍ ／ａｒｍ　　（ｖ）−・−−−−（１３ａ）ｂｍ　　’
ν＋１）＝６．（ν’　−ａ２−　θＪＫ／θ６１Ｉｌ
（１′）　　　・・・・・・（１３ｂ）ココテ、ａｎ＋
　　（１′）、　６ｍ　　（１′）ハシ回更新後のａｍ
、ｂｍの値を示し、α１．α２は１回の更新量を決定す
る係数を示す。ここで、画成における傾きは次式のよう
になる。

θＪに／ａａｍ＝−８Ｋ（ｋ）−１／２７ｒＪ・・・・
・・（１４ａ） ・・・・・・　（１４ｂ） ここで、 Ｔｍ１（Ｚ）　＝　（ＰＫ十〇ＫＺ−’）・（−Ｚ−’
）　＋５Ｋ（ｚ）−ｚ−１／＜１−’ｉｍ　ｚ−’＋６
ｍ　ｚ−２＞・・・・・・（１５ａ） Ｔｍ２（ｚ）　＝　（ＰＫ　＋ｄＫ　ｚ”）／Ｆ’ｒ（
１−ａｉ　ｚ−１＋Ｇｉ　ｚ−２）−Ｓ　Ｋ（ｚ）・ｚ
−２ ／　（１−＠ｍ　ｚ−１＋　ｂＩＩｌｚ−２）・・・・
・・（１５ｂ） 但し、 Ｓに（ｚ）＝（ＰＫ＋ｄＫｚ”） 一％　（ｂｉ　−ａｉ　ｚ−’＋ｚ−２＞１；１ ／ＴＴ（１−Ｋｉ　ｚ−’＋ｂｉ□−２）；＝１ である。一方、パラメータｐｍ　、（１ｍ　　（ｍ＝１
゜２、・・・・・・Ｋ）の適応制御は、次式により実行
される。

β、（ν＋１）＝βｍ（＋、’Ｌ−β１・θＪｍ／８β
ｍ（１，’）　　　・・・・・・（１７ａ）ａ　ｍ　　
（ｖ”　　”　　”）−８２−２Ｊｍ＝ｑｍ ７８６ｍ　（１）　　・・・・・・（１７ｂ）ここで、
β１．β２は１回の更新量を決定する係数である。また
、 Ｉ４”’ｉ’、　ｚ−２、 ＢＪｍ／θｑ１１１　＝−ｅｍ（ｋｌ　１／２π、＋〒
涜−トーンー２） ・・・・・・（ｉａｂ） であり、 ｅ　ｍ（ｋ）＝　ｙ（ｋ）　　−ｕ　ｍ（ｋ）　　　　
　　　　　　　　（１９！ぐある。

以上を整理すると、パラメータの適応制御法は以下のよ
うになる。

へ、へ ・■　　パラメータａ＋　、ｂｉ　　（ｉ　＝　１．２
．＝・・・・Ｋ）について、 ｉ＝１から１＝ｌ（まで、ある一定期間ずつ順次（１３
）式に従ってａ＋　、ｂｉを適応制御する。イして、１
＝ｌ（まで実行されたら、再びｉ　＝１に戻り同様な操
作を繰返す。

へ　、　　　　＾ ■　パラメータＰ＋　、ｑ＋　　（ｉ＝１．２．・・・
・・・Ｋ）について、 へ　　　　　へ　　　　　　。

（１７）式に従って、並列的にｐｉ、Ｑｌ　　＜　＋＝
＝ｉ。

２、・・・・・・Ｋ）を適応制御する。

第８図に本発明による直交関数型ＡＤＦを示す。

同図において、３５−１　、３５−２　、・・・・・・
３５−に−１゜３５−には第１図および第７図と同様の
基本ブロック、３６は未知システム、７０−１　、７０
−２　、・・・・・・７０−に−１，７０−にはＰｍ、
ｑ＋ｇ適応制御回路、８０はａｍ、ｂｍ適応制御回路で
ある。

第９図（ａ）はｐｍ、ｑｍ適応制御回路の詳細を承りも
ので・、７１．７２．７３は加偉器、７４．７５．７６
゜７７は東鈴器である。

また、第９図（ｂ）はａｍ、ｂｍ適応制制御路の詳細を
示す。同図においで、３４−１　、３４−２　、・・・
・・・３４−ＫＪは第１図および第７図と同様の基本区
間、３５．−には第１図および第７図と同様の基本ブロ
ック、８１．８２．８３．８４．８５．８６．８７．８
８．８９゜９０、９１は加ｉ器、９２．９３は乗算器、
９４．９５は遅延素子である。但し、この回路では第ｍ
基本ブロックのパラメータａｌｌｌ、ｂＩＩｌの制御を
している状態を示（）ている。同図において、信号ｘ　
（ｋ）が入力されて、第８図に示されるに個の基本区間
と同一の回路構成部を、前述した信号ｘ　（ｋ）が通過
するわけであるが、第ｍ基本ブロックのパラメータａｍ
、ｂｍを制御している場合には、第ｍ基本区間の２次非
巡回ディジタルフィルタ部は除去される。この制御回路
は、全ての基本ブロックのパラメータａｍ　、　ｂｍ　
　（ｉ　＝　１　、２．−−−−Ｋ）の制御に共通に用
いられる。

（発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、直交関数型へ〇Ｆ
において、このＡ　Ｄ　Ｆが実現する有即関数の分母多
項式を形成する各基本ブロックパラメータの適応制御回
路が、前記各基本ブロックのパラメータの制御に対し共
通に用いられるので、大巾に回路規模が削減され、例え
ばエコーキトンセラをＬＳＩ化する場合におけるＡＤＦ
としで用いることができる等の利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の適応型１イジタルフイルタの基本的な
構成を示す図、第２図はへＤＦによる未知システムの同
定の説明図、第３図はスピーカとマイクロホンとの間の
音響結合で生じるハウリング防止用としてのＡＤＦによ
る工］−キャンセラを示す説明図、第４図は従来より用
いられているＦＩＲ型ＡＤＦの構成図、第５図は従来よ
り用いられているＴＴＲ型ΔＤＦの構成図、第６図は従
来より用いられているＩＩＲ型ＡＤＦの伯の例を示す構
成図、第７図は第１図の詳細を示す図、第８図は本発明
の適応型ディジタルフィルタの一実施例を示す構成図、
第９図（ａ）（ｂ）はパラメータの適応制御回路を示す
説明図である。 ３１；入力端子、３２；出力端子、３３；加算器、３４
−１　、３４−２　、・・・・・・３４−に：基本区間
、３５−１　、３５−２　、・・・・・・３５−に；基
本ブロック、４０−１　、４０−２　、・・・・・・４
０−に：２次巡回型ディジタルフィルタ、５０−１　、
５０−２　、・・・・・・５０−に；２次非巡回型ディ
ジタルフィルタ、６０−１゜６０−２．・・・・・・６
０−に；１次非巡回型ディジタルフィルタ。 特許出願人　沖電気工業株式会社 代理人弁理士　古　　１）　精　　孝 第４図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）２次巡回型ディジタルフィルタとその極のＺ平面
   上の単位円に関する鏡像の位置に零点を有する２次非巡
   回型ディジタルフィルタとを縦続接続して構成される基
   本区間を複数個縦続接続し（但し、そのうちの最後の１
   つの基本区間は２次巡回型ディジタルフィルタだけより
   なる。）、各基本区間の巡回型フィルタと非巡回型フィ
   ルタとの間に各々１次非巡回型ディジタルフィルタを接
   続し（基本区間とそれに接続される１次非巡回型ディジ
   タルフィルタよりなるブロックを基本ブロックと称す。 ）、 各１次非巡回型ディジタルフィルタの出力和を出力とし
   、 前記全てのフィルタにより形成される有理関数の分母多
   項式を決定するパラメータの適応制御は、初段の基本ブ
   ロックに属するパラメータより順次、ある一定期間ずつ
   最終段の基本ブロックに属するパラメータまで適応制御
   を行ない、最終段の基本ブロックに属するパラメータの
   適応制御が終了した場合、再び初段の基本ブロックに属
   するパラメータの適応制御を行ない、以後同様の操作を
   繰返すことを特徴とする 適応型ディジタルフィルタ。
2. （２）各基本ブロックに属するパラメータの適応制御は
   、未知システムの出力信号より、最終段の基本ブロック
   の出力信号を減じた信号を最小にするように適応制御す
   るようになしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載の 適応型ディジタルフィルタ。