JPS617713A - Automatic equalizer - Google Patents
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- JPS617713A JPS617713A JP12752384A JP12752384A JPS617713A JP S617713 A JPS617713 A JP S617713A JP 12752384 A JP12752384 A JP 12752384A JP 12752384 A JP12752384 A JP 12752384A JP S617713 A JPS617713 A JP S617713A
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、自動等信器に関し、特に伝送信号中の所定
波形を利用し、トランスバーサルフィルタのタッグ利得
を修正し伝送系の波形歪に対し等化作用を行なう自動等
化器に関する。[Detailed Description of the Invention] [Technical Field of the Invention] The present invention relates to an automatic equalizer, and in particular to a device that uses a predetermined waveform in a transmission signal to correct the tag gain of a transversal filter to counter waveform distortion in a transmission system. This invention relates to an automatic equalizer that performs equalization.
自動等化器は伝送波形の歪を補正する手段として用いら
れ、例えばテレビシコン受像機ではゴースト除去装置と
して知られている。 ゛第1図は、従来の自動等
化器を示す回路図であり、ゴースト除去装置に応用した
例を示し、ゴースト検知のだめの基準信号としてビデオ
信号中に含オれる垂直同期信号の前縁(第3ラインから
第4部分に移る部分)を用いトランスバーサルフィルタ
をフィードフォーワード構成にした場合を示す(参考文
献:村上はか「ゴーストクリーンシステム」東芝しビュ
ー38巻7号、昭和58年)。第1図に示す従来の自動
等化器において、トランスバーサルフィルタは所謂フィ
ードフォワード接続になっており、入力端子10に印加
された映像信号は波形等化回路20に供給され、この波
形等化回路20は、トランスバーサルフィルタ21、ロ
ーパスフィルタ22、減算器23によって構成される。An automatic equalizer is used as a means for correcting distortion of a transmitted waveform, and is known as a ghost removal device in, for example, television receivers.゛Figure 1 is a circuit diagram showing a conventional automatic equalizer, and shows an example where it is applied to a ghost removal device. (Reference: Haka Murakami, "Ghost Clean System," Toshiba Shiview Vol. 38, No. 7, 1981) . In the conventional automatic equalizer shown in FIG. 1, the transversal filter has a so-called feedforward connection, and the video signal applied to the input terminal 10 is supplied to the waveform equalization circuit 20. 20 is composed of a transversal filter 21, a low-pass filter 22, and a subtracter 23.
上記トランスバーサルフィルタ21は、歪信号に応じて
原映像信号を所定時間遅延するタップ付遅延素子211
、このタップ付遅延素子211の加重量を定める荷重回
路212、この荷重回路212の出力を加算する加算回
路213、上記荷重回路212に加重すべき量を記憶す
るタップ利得メモリ214及びこれらの回路の動作タイ
ミングを規定するクロック等を発生するクロックトライ
バ215より構成される。そして、歪信号を含む映像信
号と歪信号に対応した信号を出力するローパスフィルタ
22の減算が減算器23において行なわれ、出力端子3
0には歪が除去された信号を得る。なお、上記タップ利
得メモリ214に記憶すべきタップ利得は、次のように
して演算される。The transversal filter 21 includes a tapped delay element 211 that delays the original video signal for a predetermined period of time according to the distortion signal.
, a weighting circuit 212 that determines the weighting amount of this tapped delay element 211, an adding circuit 213 that adds the output of this weighting circuit 212, a tap gain memory 214 that stores the amount to be weighted on the weighting circuit 212, and these circuits. It is composed of a clock driver 215 that generates clocks etc. that define operation timing. Then, subtraction between the video signal including the distorted signal and the low-pass filter 22 that outputs the signal corresponding to the distorted signal is performed in the subtracter 23, and the output terminal 3
At 0, a signal with distortion removed is obtained. Note that the tap gain to be stored in the tap gain memory 214 is calculated as follows.
即ち、入力波形遅延線41 、 A/D変換器42を介
して入力波形メモリ43に入力波形データが記憶され、
出力端子30からのデータはA/D変換器44を介して
出力波形メモリ45に記憶される。That is, the input waveform data is stored in the input waveform memory 43 via the input waveform delay line 41 and the A/D converter 42,
Data from the output terminal 30 is stored in an output waveform memory 45 via an A/D converter 44.
この出力波形メモリ45に記憶されたデータは、ROM
47に設定されたプログラムに従かい差分演算がマイク
ロプロセッサ48においてなされる。The data stored in this output waveform memory 45 is stored in the ROM
Difference calculations are performed in the microprocessor 48 according to the program set in the microprocessor 47.
この差分演算結果はRA?I446に一担蓄積され、こ
の後に基準信号との比較がなされ、その比較結果は誤差
信号としてRAM46 VC記憶される。そしてこの誤
差信号は入力信号の差分信号との相関演算が所定のアル
ゴリズムに従ってなされタップ利得メモリ214に対す
るデータが形成される。Is this difference calculation result RA? The signal is stored in I446, and then compared with a reference signal, and the comparison result is stored in RAM46VC as an error signal. This error signal is correlated with the difference signal of the input signal according to a predetermined algorithm to form data for the tap gain memory 214.
上記従来の自動等化器において、歪信号を除去するため
の信号を発生するのに原映像信号を遅延するタップ付遅
延素子211のタッグ間の遅延時間Tは、クロック発生
回路501Cよって発生されたシステムクロックパルス
に応じて制御され、クロックトライバ215の周期に一
致する。この場合Ωクロック周波数は端子10に入力さ
れる入力映像信号の最高周波数の2倍の逆数よりも小さ
い値、例えば93nw(1/3fsc:fscはカシ−
サブキャリアの周波数)K選定する。ここで、上記トラ
ンスバーサルフィルタ21のタッグ数をNとし、各タッ
プ間の遅延時間をTとすると、除去可能なゴーストの遅
延時間範囲は(N−1)Tとなるが、実際には加算器2
13、ローパスフィルタ22は夫々遅延時間τadd
、τI、PFを有シフ、実際の除去可能なゴースト歪の
遅延時間は、T+τadd+τI、PF以上、NT+τ
add+τLPF以下となる。このような遅延時間内Q
ゴースト歪は第2図に示すフローチャートに従い、荷重
回路212に対するタップ利得(Ci)(C1〜CNの
系列を(Ct)と表わす。)を適切な値に設定すれば入
力端子10において混在するゴースト歪成分が、出力端
子30においては消去される。In the above conventional automatic equalizer, the delay time T between the tags of the tapped delay element 211, which delays the original video signal to generate the signal for removing the distortion signal, is generated by the clock generation circuit 501C. It is controlled according to the system clock pulse and matches the period of the clock driver 215. In this case, the Ω clock frequency is a value smaller than the reciprocal of twice the highest frequency of the input video signal input to the terminal 10, for example, 93nw (1/3 fsc: fsc is
Subcarrier frequency) K is selected. Here, if the number of tags in the transversal filter 21 is N and the delay time between each tap is T, then the delay time range of ghosts that can be removed is (N-1)T, but in reality, the adder 2
13. The low-pass filters 22 each have a delay time τadd
, τI, PF is shifted, the actual removable ghost distortion delay time is T + τadd + τI, PF or more, NT + τ
add+τLPF or less. Within this delay time Q
Ghost distortion can be eliminated by setting the tap gain (Ci) (the series of C1 to CN is expressed as (Ct)) for the load circuit 212 to an appropriate value according to the flowchart shown in FIG. The component is canceled at the output terminal 30.
第2図に示すフローチャートを参照し、上記タップ利得
を定めるアルゴリズムを説明するに、説明の便宜上、加
算器213、ローパスフィルタに遅延時間がないものと
し、更に入力波形遅延線41の遅延時間も無視するもの
とする。この仮定のもとに第2図に示すフローチャート
によってタップ利得が定められる過程を説明すると、先
ず61のステップで電源投入或は受信チャンネルの切換
が行なわれると、ステップ62において、入力波形メモ
リ431.出力波形メモリ45に夫々入力波形(′;c
k)、出力波形(9k )が取り込まれる。(ここで。In explaining the algorithm for determining the tap gain with reference to the flowchart shown in FIG. 2, for convenience of explanation, it is assumed that the adder 213 and the low-pass filter have no delay time, and the delay time of the input waveform delay line 41 is also ignored. It shall be. Based on this assumption, the process of determining the tap gain using the flowchart shown in FIG. 2 will be explained. First, in step 61, the power is turned on or the receiving channel is switched. In step 62, the input waveform memory 431. The input waveforms ('; c
k), the output waveform (9k) is captured. (here.
xk、ykは差分データではないことを示す。)即ち、
入力端子10に印加された入力映像信号から、タイミン
グ回路49の制御のもとにゴースト歪信号検出のために
基準信号と用いられる垂直同期パルスの前縁部を抽出し
、これを入力波形遅延線41と入力A/D変換器42を
経て、離散値の入力波形系列(9k)として入力波形メ
モリ43に記憶させる。また、同時刻における出力端子
30における映像信号を所定だけ抽出し、これを出力A
/D変換器44を経て離散値の出力波形系列(9k)と
して出力波メモリ45に言己憶話せる。xk and yk indicate that they are not differential data. ) i.e.
From the input video signal applied to the input terminal 10, under the control of the timing circuit 49, the leading edge of the vertical synchronizing pulse, which is used as a reference signal for ghost distortion signal detection, is extracted and applied to the input waveform delay line. 41 and an input A/D converter 42, and is stored in an input waveform memory 43 as an input waveform series (9k) of discrete values. Also, a predetermined amount of the video signal at the output terminal 30 at the same time is extracted, and this is output A.
The signal is passed through the /D converter 44 and stored in the output wave memory 45 as an output waveform series (9k) of discrete values.
次にステップ63では上記入力波形メモリ43、出力波
形メモリ45のデータをもとに、マイクロプロセッサ4
8がROM47に収納されたプログラムに従かい下記の
式に従がう差分演算
Xi(=XI(+l−Xk ・・・・・・・・・
・・・・(1)yk=yk+1−yk ・・・・
・・・・・(2)を行なう。(x′に、ykは重分結果
を示す。)そして差分結果としての入力差分波形rxk
)、出力差分波形(yk)は、RAM46に記憶される
。Next, in step 63, based on the data in the input waveform memory 43 and output waveform memory 45, the microprocessor 4
8 follows the program stored in the ROM 47 and follows the formula below.
...(1)yk=yk+1-yk...
... Perform (2). (In x', yk indicates the superposition result.) And the input difference waveform rxk as the difference result
), the output difference waveform (yk) is stored in the RAM 46.
この後ステップ64では、ROM47に記憶されている
基準波形1rk)と上記出力差分波形との誤差演算が行
なわれる。この誤差演算は、伝送歪としてのゴースト歪
量を検出するための演算であり次式に示す演算による。Thereafter, in step 64, an error calculation is performed between the reference waveform 1rk stored in the ROM 47 and the output difference waveform. This error calculation is a calculation for detecting the amount of ghost distortion as transmission distortion, and is based on the calculation shown in the following equation.
1k=yk−rk ・・・・・・・・・・・・(3)
この(3)式による誤差演算結果である誤差波形データ
列(lk)は、RAM46に記憶される。ここで基準波
形(rk)は、後方ゴースト歪のみを除去する場合で、
例えば0.5μsより遅れだゴースト歪を除去するよう
な場合はrk二〇としてもよい。1k=yk-rk ・・・・・・・・・・・・(3)
The error waveform data string (lk), which is the result of the error calculation using equation (3), is stored in the RAM 46. Here, the reference waveform (rk) is for removing only rear ghost distortion,
For example, when removing ghost distortion with a delay of more than 0.5 μs, rk20 may be used.
次にステップ65では、上記ステップ63で行なった入
力差分波形データ列(xk)のピークをRAM46から
読出しを行なうことによって検出する動作を行なう。こ
れは、次のステップ66で行なう相関演算における相関
演算の対象となるデータのデータ範囲を決定するために
行なう処理であり、ピーク位置をに−pであるとすると
ステップ66で行なわれるタップ利得修正のための相関
演算は次式で示される。Next, in step 65, the peak of the input differential waveform data string (xk) performed in step 63 is detected by reading it from the RAM 46. This is a process performed to determine the data range of the data to be subjected to the correlation calculation in the next step 66. If the peak position is −p, the tap gain correction performed in step 66 The correlation calculation for is shown by the following equation.
(i=1..2.・・・・・・N) (4)式において、νはタップ利得の修正回数、A。(i=1..2.....N) In equation (4), ν is the number of tap gain corrections, A.
Bはp番目のデータに対してp −A番目のデータから
p+B番目のデータを示す。即ち人、B、pはデータ幅
を示すために用いた整数のノくラメータである。またα
は修正係数である。B indicates p-Ath data to p+Bth data for the pth data. That is, person, B, and p are integer parameters used to indicate the data width. Also α
is the correction coefficient.
いいかえると、(4)式に示すように、タップ利得メモ
リ214の1番目のタップ←仁おける(ν+1)回は差
分データのピーク位置に=pを含みp−人からp+Bで
ある。In other words, as shown in equation (4), the (v+1) times in the first tap of the tap gain memory 214 include =p at the peak position of the differential data, and are from p- to p+B.
このようにして、上記(ν+1)回目のi一番目のタッ
グ利得が遂次定められる。(参考文献:8hinich
i Makino etal °’A Novel
Au*omaticGhost Canceller”
IE3Trans(E−26,43p629 。In this way, the i-th tag gain of the (v+1)th time is successively determined. (Reference: 8hinich
i Makino etal °'A Novel
Au*omatic Ghost Canceller”
IE3Trans(E-26,43p629.
Aug、1980)
上記第2図に示す等化ループに要する時間は、上記パタ
メータA、Bにもよるが、通常数フィールドの等化ルー
プを実行することでゴースト歪が除去される。Aug, 1980) The time required for the equalization loop shown in FIG. 2 depends on the parameters A and B, but ghost distortion is usually removed by executing the equalization loop for several fields.
上述の説明においては、説明の便宜上、加算器213の
遅延時間τadd、ローパスフィルタ22での遅延時間
22等を考慮しなかったが、実際には、第1番目のタッ
プ利得Ciはi XT + (radd + TLPF
)の遅延時間を有するゴースト歪を除去するものである
から、上記(4)は。In the above explanation, for convenience of explanation, the delay time τadd of the adder 213, the delay time 22 of the low-pass filter 22, etc. were not taken into account, but in reality, the first tap gain Ci is i XT + ( rad + TLPF
), the above (4) is for removing ghost distortion having a delay time of .
すなわち、相関演算に用いられる誤差演算データ(lk
)−71!(t)
と入力差分波形データ(xk)−x(t)の両データの
タイミング差は
(k+i )T −(kT −(radd+rl、pF
) )=iT+(radd+rbpp)・・・・・・・
・・・・・(6)で示すれることになる。ごとく、タッ
グ利得Ctの除去するゴーストの遅延時間と一致する。That is, the error calculation data (lk
)-71! (t) and the input differential waveform data (xk)-x(t) is (k+i)T-(kT-(radd+rl, pF)
))=iT+(radd+rbpp)・・・・・・
...It is shown in (6). Thus, the tag gain Ct matches the delay time of the ghost to be removed.
ここで、加算回路213の出力側に接続されたローパス
フィルタ22における遅延時間τaddは通常クロック
トライバ215で発生するクロック周期。Here, the delay time τadd in the low-pass filter 22 connected to the output side of the adder circuit 213 is the clock cycle normally generated by the clock driver 215.
即ち、トランスバーサルフィルタ211を構成する単位
遅延素子の遅延量Tに比べて長い。That is, it is longer than the delay amount T of the unit delay element constituting the transversal filter 211.
このため、加算回路213での遅延時間τaddと上記
o−バスフィルタ22における遅延時間τLpFの和は
次式のように示すことができる。Therefore, the sum of the delay time τadd in the adder circuit 213 and the delay time τLpF in the o-bus filter 22 can be expressed as follows.
τadd+rLpr−=y’ll’+Δf 7=Q、
l、z−=””””(7)0≦△τくT
・・・・・・・・・・・・(8)更に、上記
(5)式は
i=1.2.・・・N
に書き換えられる。この(9)式から判るように、相関
演算の対象となる入力差分データと誤差データとの間に
は△τの時間差が発生し、これがタップ利得の修正値に
誤まったデータを発生する問題の原因となる。なお、上
記入力差データと誤差データとの時間差が、トランスバ
ーサルフィルタ211を構成する単位遅延素子の遅延1
:Tの整数倍であるときには、実質上の影響はなく、上
記第(9)式に従かうタップ利得修正量は所定値に収束
する。しかし、上記第(9)式中の単位遅延素子の遅延
量Tよシも小さな値の時間基△τは、上記タップ利得メ
モリ214に時間方向のオフセットを発生させ残留ゴー
ストが増させるだけではなく、上記第2図に示したアル
ゴリズムに従かう自動等化作用を不安定にする原因とな
る。このため、相関演算の対象となる入力差分データと
誤差データとの相対的な時間差Δτとなくすべく、入力
データに対して入力波形遅延線41によってτdなる遅
延時間を与える必要がある。即ち、τd=△τを満足す
るように入力波形遅延線41の遅延時間τdを調整しな
ければならない。τadd+rLpr-=y'll'+Δf 7=Q,
l, z−=””””(7)0≦△τkuT
・・・・・・・・・・・・(8) Furthermore, the above equation (5) has i=1.2. ...Can be rewritten to N. As can be seen from equation (9), a time difference of △τ occurs between the input difference data and the error data that are the targets of the correlation calculation, and this causes the problem of generating incorrect data in the correction value of the tap gain. It causes Note that the time difference between the input difference data and the error data is the delay 1 of the unit delay element constituting the transversal filter 211.
: When it is an integral multiple of T, there is no substantial effect, and the tap gain correction amount according to the above equation (9) converges to a predetermined value. However, the time base Δτ, which is smaller than the delay amount T of the unit delay element in the above equation (9), not only causes an offset in the time direction in the tap gain memory 214 and increases residual ghosts. , which causes instability in the automatic equalization according to the algorithm shown in FIG. 2 above. Therefore, in order to eliminate the relative time difference Δτ between the input difference data and the error data that are the targets of the correlation calculation, it is necessary to give the input data a delay time of τd by the input waveform delay line 41. That is, the delay time τd of the input waveform delay line 41 must be adjusted so that τd=Δτ.
上述したように、タップ利得の修正に相関方式を用いる
従来の自動等信器にあっては、相関演算の対象となるデ
ータを取り込む際、それらのデータ間の相対的時間誤差
をなくすだめのタイミング調整用アナログ遅延線を不可
欠とする。また、この遅延線は映像信号をも通過するも
のでなければならず。更には上記アナログ遅延線の帥後
にインピーダンスをマツチングさせるためのバッファを
も必要とする。このように従来の自動等化器にあっては
、タイミング調整用のアナログ遅延線を必要とする上、
上記アナログ遅延線の経時変化によっては遅延量が変化
し、自動等化作用が不安定となる問題がある。As mentioned above, in conventional automatic equalizers that use a correlation method to correct tap gains, when acquiring data to be subjected to correlation calculations, timing is required to eliminate relative time errors between the data. An analog delay line for adjustment is essential. Additionally, this delay line must also pass the video signal. Furthermore, a buffer for matching impedances after the analog delay line is also required. In this way, conventional automatic equalizers require an analog delay line for timing adjustment, and
There is a problem in that the amount of delay changes depending on the change in the analog delay line over time, making the automatic equalization function unstable.
この発明は、上記の事情に鑑みて、経時変化を伴なうタ
イミング調整のアナログ遅延線を用いず、ゴースト歪を
除去し得る自動等化器を提供することを目的とする。In view of the above circumstances, it is an object of the present invention to provide an automatic equalizer that can remove ghost distortion without using an analog delay line for timing adjustment that is subject to changes over time.
この発明では、トランスバーサルフィルタのタグ利得を
入力差分データと誤差データとの相関演算を行なって制
御する自動等化器において、相関演算の対象となる上記
両データ間のタイミング誤差を遅延線を用いず離散値入
力波形の線形結合演算を行うことによって、補間データ
を発生させて、この補間データを用いて相関演算を行な
うことで、相関演算の対象となるデータ間のタイミング
誤差による影響を防止して安定な自動等化作用を得る。In this invention, in an automatic equalizer that controls the tag gain of a transversal filter by performing a correlation calculation between input difference data and error data, a delay line is used to reduce the timing error between the two data items that are subject to the correlation calculation. First, by performing a linear combination calculation of discrete value input waveforms, interpolated data is generated, and this interpolated data is used to perform a correlation calculation, thereby preventing the influence of timing errors between the data subject to the correlation calculation. to obtain a stable automatic equalization effect.
第3図は、この発明に係る自動等化器の一実施例を示す
回路図であり、第1図に示し、だ従来の自動等化器に比
し、入力波形遅延線41を削除し、補間器60を新たに
設けたことを構成上の特徴とする。FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the automatic equalizer according to the present invention, which differs from the conventional automatic equalizer shown in FIG. 1 in that the input waveform delay line 41 is deleted; A feature of the configuration is that an interpolator 60 is newly provided.
この発明にあっては、タップ利得修正のための相関演算
を行なうにあた9相関演算の対象となるデータ間のタイ
ミングを調整することを直接には行なわず、タイミング
のずれに対応した補間データを生成して補間データを用
いて相関演算を行ないトランスバーサルフィルタのタッ
プ利得を修正する。In this invention, when performing the correlation calculation for tap gain correction, the timing between the data to be subjected to the nine correlation calculations is not directly adjusted, but interpolated data corresponding to the timing deviation is used. is generated and a correlation calculation is performed using the interpolated data to correct the tap gain of the transversal filter.
上記第3図に示した実施例においては、上記第2図に示
したフローチャートに略逆かいタップ利得が修正される
が、相聞演算時に補間データを用いる点を特徴とする。In the embodiment shown in FIG. 3, the tap gain is modified to be substantially inverse to the flowchart shown in FIG. 2, but the embodiment is characterized in that interpolation data is used during the mutual calculation.
第4図は、上記第3図中の補間器6oの詳細を示す回路
図であり、補間器6oは所謂トランスバーサル形のフィ
ルタで構成される。3段に直列接続された単位遅延器6
02a 、 602b 、 602cの各出力は加算器
603a 、 603b 、 603cに加えられる。FIG. 4 is a circuit diagram showing details of the interpolator 6o in FIG. 3, and the interpolator 6o is constituted by a so-called transversal type filter. Unit delay device 6 connected in series in 3 stages
The respective outputs of 02a, 602b, and 602c are added to adders 603a, 603b, and 603c.
そして、上記加減算器604a 、 604b 、 6
04cの夫々の出力は、所定の係数を乗する乗算器60
4a、604b、604cの出力は加算器605によっ
て加算され、加算器605は補間データx (nT )
を発生する。また、単位遅延器602bの出力に得られ
るデータΩ(nT)及び上記補間データ’?(nT)は
セレクタ606に加えられ、セレクタ606はマイクロ
プロセッサ48からの制御信号にょ9制御でれ、入力端
子601に印加されたデータを出力端子607 K補間
データQ(nT) 、補間されないデータx (nT
)を出力するかを選択する。即ち、出力端子607の出
力5?c(n、T)は必要に応じて補間データとなる。The adder/subtractors 604a, 604b, 6
Each output of 04c is multiplied by a predetermined coefficient by a multiplier 60.
The outputs of 4a, 604b, and 604c are added by an adder 605, and the adder 605 receives interpolated data x (nT)
occurs. Furthermore, the data Ω(nT) obtained at the output of the unit delay device 602b and the interpolated data '? (nT) is applied to the selector 606, which is controlled by a control signal from the microprocessor 48 and outputs the data applied to the input terminal 601 to the output terminal 607.K interpolated data Q(nT), non-interpolated data x (nT
). That is, output 5 of output terminal 607? c(n, T) becomes interpolated data as necessary.
次に上記補間器60による補間演算について説明する。Next, the interpolation calculation by the interpolator 60 will be explained.
いま、入力端子601にQ((n+2)T)なるデータ
が入力されたとすると、単位遅延器602a +602
b 、 602cの夫々の出力には、夫々Q((n+1
)T) 。Now, if data Q((n+2)T) is input to the input terminal 601, the unit delay unit 602a +602
Q((n+1
)T).
x(nT) 、 Q((n−1)T)なるデータを得る
。ここで、乗算器604a 、 604b 、 604
cでの乗算係数を夫々、K/2゜1/2.に/2とする
と、加算器605の出力;(nT)は次式で示される。Obtain data x(nT), Q((n-1)T). Here, multipliers 604a, 604b, 604
The multiplication coefficients at c are K/2°1/2. /2, the output of the adder 605; (nT) is expressed by the following equation.
補間データzcnT) s原データR’(n)のフーリ
エ変換をそれぞれS?(jw) 、x(jw)と表わす
ことにし、上記第C11式をフーリエ変換すると、x(
jw)=−(x(jw)−1−Q(jw)lljWT)
A(Q(jw)II jWT+x(jw))−(xcj
w)ljW2′r十Q(jw)l!−jWT ) =H
(jw) ・x(jw)・・・・・・・・・・aυ
上記第(12式の位相特性について着目すると、付性を
示し、振幅特性I H(jw) lはで示される。この
ことから補間器60の伝達関数は、入力データに対して
位相を第(l:1式に従がい推移させ、絶対値を上記第
1式に従がい変化させることになる。第5図は、上記0
4)式においてに=174とした場合の周波数、振幅特
性を示す特性図であり、図中に示すような振幅の変化を
呈するが、色搬送周波数である3、 58 MHz付近
までその変化は0.75dB〜1.1dBであって実用
上問題はない。Interpolated data zcnT) sThe Fourier transform of the original data R'(n) is respectively S? (jw) and x(jw), and when the above equation C11 is Fourier transformed, x(
jw)=-(x(jw)-1-Q(jw)lljWT)
A(Q(jw)II jWT+x(jw))−(xcj
w)ljW2'rtenQ(jw)l! −jWT ) =H
(jw) ・x(jw)・・・・・・・・・・・・・ aυ If we pay attention to the phase characteristic of the above formula (12), it shows the additive property, and the amplitude characteristic I H(jw) l is shown as. Therefore, the transfer function of the interpolator 60 changes the phase of the input data according to the (l:1 equation), and changes the absolute value according to the above first equation. 0 above
This is a characteristic diagram showing the frequency and amplitude characteristics when = 174 in equation 4), and the amplitude changes as shown in the figure, but the change is 0 up to around 3.58 MHz, which is the color carrier frequency. It is between .75 dB and 1.1 dB, which poses no practical problem.
タッグ利得メモリで記憶したタップ利得を遂次修正する
ため、上記第(4)式に従がうアルゴリズムにおいて相
関演算を行なうにあたり、相関演算対象データ間にΔτ
なるタイミングのずれがある場合に補間データを用いて
相関演算を行うことにより相関演算動作の誤動作による
タップ利得の修正誤動作を防止する。このように、Δτ
だけタイミングのずれが、相関演算データ間にあるとき
は、上記補間器60による補間データxc(nT)を用
いてタップ利得修正のだめの相関演算を行なうが、補間
データ3cc(nT)は、相関演算の対象データである
同時刻の出力端子30の出力信号9によりも第4図から
判るように時間2Tだけ遅れている。即ち、相関演算を
補間データを用いて行なうときには、同時刻の出力端子
30からの出力波形データを2サンプル期間(2T)だ
け遅らせたデータに対応する誤差データを用い相関演算
をすればよい。いいかえると、補間データによる相関演
算時によってタップ利得を修正する場合は、上述した第
(4)式中の誤差波形データlkに代えて1(k−2)
を相関データとし、i=:1 、2 、・・・・・・N
(Qkは補間データを示すなる演算を行なうことで、補
間データによる相関演算が行なわれる。In order to successively correct the tap gain stored in the tag gain memory, when performing correlation calculation in the algorithm according to equation (4) above, Δτ
By performing the correlation calculation using the interpolated data when there is a timing shift, it is possible to prevent a tap gain correction malfunction due to a malfunction of the correlation calculation operation. In this way, Δτ
When there is a timing difference between the correlation calculation data by As can be seen from FIG. 4, it is delayed by a time 2T compared to the output signal 9 of the output terminal 30 at the same time, which is the target data. That is, when performing a correlation calculation using interpolated data, the correlation calculation may be performed using error data corresponding to data obtained by delaying the output waveform data from the output terminal 30 at the same time by two sample periods (2T). In other words, when modifying the tap gain depending on the correlation calculation using interpolated data, 1(k-2) is used instead of the error waveform data lk in equation (4) above.
Let be correlation data, i=:1 , 2 ,...N
(Qk indicates interpolated data) Correlation calculation is performed using interpolated data.
また、補間データを用いる必要のない、時刻nTにおけ
るデータサンプリング時での相関演算は、補間データを
用いることなく第00式に従かう相関演算を行なってタ
ップ利得を修正すればよい。Furthermore, the correlation calculation at the time of data sampling at time nT, which does not require the use of interpolated data, may be performed to correct the tap gain by performing the correlation calculation according to equation 00 without using the interpolated data.
上記aa 、 ae式によって、相関演算の対象となる
誤差信号lkに対して相対的に入力波形データXkをT
/2だけ進めたときの補間データを用いたタッグ利得修
正が行なわれる。これとは逆に相関演算の対象となる誤
差信号lkに対して相対的に入力波形データをT/2だ
け出力波形から遅らせるときには、入力補間データx
(nT’)とこれに対して1サンプル期間遅らせた誤差
信号xk−iを用いて。Using the above aa and ae formulas, input waveform data
Tag gain correction is performed using interpolated data obtained when advancing by /2. On the contrary, when input waveform data is delayed from the output waveform by T/2 relative to the error signal lk that is the target of correlation calculation, input interpolated data x
(nT') and an error signal xk-i delayed by one sample period with respect to this.
i=1.2.・・・N なる演算を行なえばよい。i=1.2. ...N All you have to do is perform the following calculation.
このように、入力データに対して、サンプリン時である
nTに対してΔτだけタイミングがずれたデータを補間
演算によって発生して入力補間データを用いて相関演算
をし、これによりタッグ利得の修正を行なうこの実施例
によるタッグ利得修正での最大のタイミングのずれは。In this way, with respect to input data, data whose timing is shifted by Δτ with respect to nT at the time of sampling is generated by interpolation calculation, and a correlation calculation is performed using the input interpolation data, thereby correcting the tag gain. The maximum timing deviation in tag gain correction according to this embodiment is:
で示される。この第(181式で示される程度のタイミ
ングのずれは、実用上支障がない。It is indicated by. This timing deviation of the degree shown by equation (181) does not pose any practical problem.
また、上記第I式で示されるタイミングのずれの最大値
を良に半減するには、上記第(15乃至19式に従かう
上記補間器60による補間データと、補間演算前のデー
タの両データを用いた同様な補間演算を行なえばよい。In addition, in order to effectively reduce the maximum value of the timing deviation shown in the above equation I by half, it is necessary to use both the interpolated data by the interpolator 60 according to the above equations (15 to 19) and the data before the interpolation calculation. A similar interpolation calculation using .
上述したように、この実施例では、入力波形データと誤
差データとの相関演算を行ないタッグ利得の修正を行な
うにあ九ね1両データのタイミングのずれを、従来の自
動等信器のように、タイミング調整用アナログ遅延線で
ある入力波形遅延線を用いることなく入力波形データに
対して補間データを発生する補間演算を行なうことで相
関演算の演算対象データ間のタイミングのずれを補正し
てタップ利得修正量を適正化する。このため、従来の自
動等化器で問題とされていたタイミング調整のだめのア
ナログ遅延線の経時変化によるタップ利得修正の誤動作
も改善される。更に、この実施例で用いる補間器60は
、第4図に示したように例えばCCDを用いた単位遅延
素子、加算器、乗算器よりなる簡単な構成で1チツプ集
積化が実現でき、さらに乗算器自体も乗算係数を2のべ
き乗とした場合にはビットシフト操作を用いた加算器に
よって実現できるので、全ディジタル型補間器も1チツ
プ集積化が可能である。As mentioned above, in this embodiment, in order to correct the tag gain by calculating the correlation between the input waveform data and the error data, the timing difference between the two data is corrected as in a conventional automatic isograph. , by performing an interpolation operation that generates interpolated data for input waveform data without using an input waveform delay line, which is an analog delay line for timing adjustment, the timing difference between the data to be computed in the correlation operation is corrected and tapped. Optimize the amount of gain modification. Therefore, malfunctions in tap gain correction due to changes over time in the analog delay line used for timing adjustment, which has been a problem with conventional automatic equalizers, can be improved. Furthermore, as shown in FIG. 4, the interpolator 60 used in this embodiment can be integrated on one chip with a simple configuration consisting of a unit delay element using a CCD, an adder, and a multiplier. Since the interpolator itself can be realized by an adder using a bit shift operation when the multiplication coefficient is a power of 2, an all-digital interpolator can also be integrated on one chip.
上述の実施例では、入力データに対する補間演算を補間
器60を用いて行なう例を示したが、上記第3図に示し
た実施例において、補間器60を削除し、マイクロプロ
セッサ48によって補間演算を行なわせてもよい。即ち
、マイクロプロセッサ48の制御のもとに補間演算を行
なってもよい。In the embodiment described above, an example was shown in which the interpolation operation for input data is performed using the interpolator 60, but in the embodiment shown in FIG. You can do it. That is, the interpolation calculation may be performed under the control of the microprocessor 48.
第6図は、この場合におけるフローチャートを示す。同
図において、ステップ61からステップ65までは、前
述した第2図に示すタッグ利得修正における動作と同様
なのでその説明は省略する。FIG. 6 shows a flowchart in this case. In the same figure, steps 61 to 65 are similar to the operations in the tag gain correction shown in FIG. 2 described above, so their explanation will be omitted.
第6図中のステラ′765において入力波形データに対
して差分演算を行なった結果である入力波形差分データ
列のピーク値を検出した後、ステップ68で補間演算を
行なう。この場合の補間演算は上記笛部式に従かうもの
であり、開式でに=−としている。また、所定のタップ
に対しての1回のタップ利得修正に要する相関演算の対
象となる補間データ列の量、即ち補間演算の計算数はP
−A≦n≦P+B であるから())+B >
−(P−A)=(A+B)回となる。この回数は実用的
には15回程度でよい。このようにして、ステップ68
で所定回数の補間演算の結果、補間データが生成される
と、この補間データを用いて、ステップ69でタップ利
得修正が行なわれる。このステップ69でタップ利得の
修正を行なう際、タップ間隔である単位遅延時間TK対
する±T/2だけのタイミングのずれに応じて、相関演
算時に用いる誤差データを選択して相関演算を行なう。After detecting the peak value of the input waveform difference data string, which is the result of performing a difference calculation on the input waveform data, in Stella '765 in FIG. 6, an interpolation calculation is performed in step 68. The interpolation calculation in this case follows the above-mentioned Fuebe formula, and the opening formula is set to =-. In addition, the amount of interpolated data string to be subjected to correlation calculation required for one tap gain correction for a given tap, that is, the number of calculations for interpolation calculation is P
Since −A≦n≦P+B, ())+B>
-(P-A)=(A+B) times. Practically speaking, this number of times may be about 15 times. In this way, step 68
When interpolated data is generated as a result of a predetermined number of interpolation calculations, tap gain correction is performed in step 69 using this interpolated data. When correcting the tap gain in step 69, error data to be used in correlation calculation is selected and correlation calculation is performed according to the timing deviation of ±T/2 with respect to the unit delay time TK, which is the tap interval.
これは、前述した第061 、 jIn式で補間データ
Xkを用いて相関演算を行なうときに、単位遅延時間T
に対しか補間データXkがずれているかで、第0.6)
式による相関演算を行なうか第(17)式による相関演
算を行なうかを選択的に上記マイクロプロセッサ48が
制御する。なお、入力差分データ列と誤差信号列とのタ
イミングのずれが、トランスバーサルフィルタの単位遅
延時間Tの整数倍である場合には、上記第(15i式に
従かう相関演算によりタップ利得を修正する。This is due to the unit delay time T when performing the correlation calculation using the interpolated data
0.6) depending on whether the interpolated data
The microprocessor 48 selectively controls whether to perform the correlation calculation using the formula or the correlation calculation using the formula (17). Note that if the timing difference between the input difference data string and the error signal string is an integral multiple of the unit delay time T of the transversal filter, the tap gain is corrected by the correlation calculation according to the above-mentioned formula (15i). .
ここで補間演算に要する時間りについて検討するに、補
間演算をするに要する主な命令は、 RAM46からマ
イクロプロセッサ48にデータを転送するロード命令、
加減算命令、データを1/2にするビットシフト命令、
マイクロプロセッサ48からRAM 46にデータを転
送するストア命令等である。い捷、8ビツトのマイクロ
プロセッサを考えだ場合、上記各命令とも平均数μsで
あるので、便宜上、各命令ともその実行に3μS要する
ものとすム上記補開演算の内容で示す第四式中の第1項
の実行に要する命令はロード命令×2、加算命令×1、
ビットシフト命令×1の計、4命令であり、第2項の実
行に要する命令はロード命令×2、加算命令×1、ビッ
トシフト命令×3の計、6命令であり、第3項の実行に
要する命令は第2項の実行に要する命令数と同じである
。従って、上記補間演算を行なうに要する命令数は、更
に第+11式の各項を加減算する3命令にストア命令を
加えたものであるから20命令となる。そして、上述の
補間演算の演算回数A+Bを15とすると、補間演算を
するに要する時間tは
t = 20xl 5x3 = 0.9 (ms)
−−OIとなる。Considering the time required for interpolation calculations, the main instructions required for interpolation calculations are: a load instruction to transfer data from the RAM 46 to the microprocessor 48;
Addition/subtraction instructions, bit shift instructions to halve data,
These include store instructions that transfer data from microprocessor 48 to RAM 46. In the case of an 8-bit microprocessor, each of the above instructions takes an average of several microseconds, so for convenience, we assume that each instruction requires 3 microseconds to execute. The instructions required to execute the first term are load instruction x 2, addition instruction x 1,
There are 4 instructions in total (bit shift instruction x 1), and the instructions required to execute the second term are 6 instructions in total (load instruction x 2, addition instruction x 1, and bit shift instruction x 3), and the instructions required to execute the third term are: The number of instructions required is the same as the number of instructions required to execute the second term. Therefore, the number of instructions required to perform the above-mentioned interpolation operation is 20 instructions, which is the addition of the store instruction to the three instructions for adding and subtracting each term of the +11th equation. If the number of calculations A+B of the above interpolation calculation is 15, the time t required to perform the interpolation calculation is t = 20xl 5x3 = 0.9 (ms)
--It becomes OI.
この第01式で示される補間演算に要する時間は。The time required for the interpolation calculation shown by this equation 01 is:
1回の等化ルーズに要する時間が、数フィールド(1フ
イールドは16.7m5)であることを考えると、十分
実用的な時間である。Considering that the time required for one equalization loose operation is several fields (one field is 16.7 m5), this is a sufficiently practical time.
このように、補間演算を第3図に示す補間器60によら
ずマイクロプロセッサ48の動作によって行なわせても
よい。In this way, the interpolation calculation may be performed by the operation of the microprocessor 48 instead of by the interpolator 60 shown in FIG.
上述したように、この発明に係る自動等信器では、相関
演算を行ない、トランスバーサルフィルタのタッグ利得
を修正して波形等化を行なう際に、相関演算の演算対象
であるデータの伝送路間に相対的な・遅延時間の差異に
対し、その遅延時間が上記トランスバーサルフィルタの
単位遅延時間Tよりも短かい△τなる時間である′とき
に、その遅延時間の差異による影響を遅延線を用いて対
処するのではなく、補間データを生成して対処する。い
いかえると、相関演算を行なう回路に対して、演算対象
データを伝送する際にデータ伝送路間の遅延要素に起因
する相関演算時におけるタイミングのずれヲ、トランス
バーサルフィルタの単位遅延時間T毎のサンプリングデ
ータから補間データを生成して、この補間データを用い
て相関演算をすることで相関演算結果の誤差を軽減して
自動等化作用を女定に行なわせるものである。As described above, in the automatic equalizer according to the present invention, when performing correlation calculation and correcting the tag gain of the transversal filter to perform waveform equalization, For a difference in delay time relative to Instead of dealing with this by using interpolated data, we deal with it by generating interpolated data. In other words, for the circuit that performs the correlation calculation, when transmitting the data to be calculated, there is a timing shift during the correlation calculation due to the delay element between the data transmission paths, and sampling every unit delay time T of the transversal filter. By generating interpolated data from the data and performing a correlation calculation using this interpolation data, the error in the correlation calculation result is reduced and automatic equalization is carried out automatically.
従って1本発明は、第3図及び第6図に示すようなトラ
ンスバールフィルタを含む回路構成が巡回型に限られず
、第7図に示すような原信号路を有さす、かつローパス
フィルタ22の出力側加減算器をもたない構成のもので
あってもマイクロプロセッサ48で補間データ生成を行
なってもよい。Therefore, in the present invention, the circuit configuration including the transvaal filter as shown in FIGS. 3 and 6 is not limited to a cyclic type, but has an original signal path as shown in FIG. Even if the configuration does not include an output side adder/subtractor, the microprocessor 48 may generate interpolated data.
また、上述した実施例では、トランスバーサルフィルタ
は後ゴースト歪を除去する構成を例に示したが、第8図
に示したように前ゴーストを除去するための前ゴースト
除去用で主信号に対する遅延動作する遅延素子216を
設た構成であってもマイクロプロセッサ48で補間デー
タを演算することでアナログ遅延線を用いずに相関演算
の対象であるデータ間の相対的なタイミングのずれによ
る影響を軽減できる。In addition, in the above-described embodiment, the transversal filter is configured to remove rear ghost distortion, but as shown in FIG. Even in a configuration in which an operating delay element 216 is provided, by calculating interpolated data with the microprocessor 48, the influence of relative timing deviation between data that is the target of correlation calculation can be reduced without using an analog delay line. can.
更に、この発明によるトランスバーサルフィルタのタッ
プ利得の修正における相関演算は、上記第(4)式に掲
げた相関演算以外に。Further, the correlation calculation in modifying the tap gain of the transversal filter according to the present invention is other than the correlation calculation listed in the above equation (4).
誤差信号を符号データとして扱い、これと入力波形に対
する差分データとの相関演算を行なう形Σxke 5g
n1k+1 −−−・t2Bk
入力波形に対する差分データを符号データとして扱い、
これと符号データとして扱う誤差信号との間の相関演算
を行なう形式
%式%
入力波形データとしてサンプリングタイミングを1番だ
けずらしたデータを用い、これと誤差データとの相関演
算を行なう形式
%式%()
入力波形データのサンプリングタイミングをj番目だけ
ずらし、かつ、誤差データとして扱う相関演算形式
%式%()
1だ、入力波形データのサンプリングタイミングをj番
目だけずらし、誤差データも符号データとして扱う相関
演算形式
%式%
等のいず些の相関形式によるタップ利得の修正に対して
も有効でおる。A type Σxke 5g that treats the error signal as code data and performs a correlation calculation between this and the difference data for the input waveform.
n1k+1 ----・t2Bk Treat the difference data for the input waveform as code data,
Format % formula % that performs a correlation calculation between this and an error signal treated as code data Format % formula % that uses data whose sampling timing is shifted by 1 as input waveform data and performs a correlation calculation between this and error data % () Correlation calculation format that shifts the sampling timing of the input waveform data by the jth amount and treats it as error data % () 1. Shifts the sampling timing of the input waveform data by the jth amount and treats the error data as code data as well. It is also effective for modifying the tap gain using any correlation format such as the correlation calculation format % expression %.
更に、タップ利得の修正は、1回の修正量を固定値△と
したインクリメント修正であってもよい。Furthermore, the tap gain correction may be an incremental correction in which the amount of correction at one time is a fixed value Δ.
また、この発明に係る自動等信器は、マイクロプロセッ
サを用いずロジック回路によって補間データを生成して
、相関データ間のタイミングのずれによる影響を軽減す
る構成としてもよいことはいうまでもない。Furthermore, it goes without saying that the automatic equalizer according to the present invention may be configured to generate interpolated data by a logic circuit without using a microprocessor to reduce the influence of timing deviation between correlated data.
以上述べたように、この発明に係る自動等化器によれば
、トランスバーサルフィルタを用いて波形等化作用を行
なうにあたり入力信号データと等化すべき誤差データと
の相関演算を行なう場合、両相間データ間のタイミング
誤差を遅延線を用いず補間データを生成してこれを相関
データとするので、相関演算データの、誤差を紅時変化
を伴なうことなく軽減することができる。As described above, according to the automatic equalizer according to the present invention, when performing a correlation calculation between input signal data and error data to be equalized when performing waveform equalization using a transversal filter, the difference between both phases is Since timing errors between data are generated as interpolated data without using a delay line and used as correlation data, errors in correlation calculation data can be reduced without accompanying changes in red time.
即ち、各々相関データ伝送路間に相対的なデータ伝送時
間誤差であるタイミング誤差が発生してモ、トランスバ
ーサルフィルタの入力離散データをもとに補間データを
発生させることによりタイミング調整用のアナログ遅延
線を不顆とする。In other words, a timing error, which is a relative data transmission time error, occurs between each correlated data transmission path, and an analog delay for timing adjustment is generated by generating interpolated data based on the input discrete data of the transversal filter. The line is considered incondylar.
従って、この発明によれば、アナログ遅延線を不要とす
ることができるので、これに伴ないバッファ回路等も不
要となり簡単な回路でかつ、安定な動作を呈する自動等
化器を提供し得るものである。Therefore, according to the present invention, it is possible to eliminate the need for an analog delay line, thereby eliminating the need for a buffer circuit, etc., thereby providing an automatic equalizer that is a simple circuit and exhibits stable operation. It is.
@1図は従来の自動等化器を示す回路図、第2図は第1
図の動作を説明するためのフローチャート、第3図、第
4図、第7図、及び第8図は、この発明に係る自動等化
器の実施例を示す回路図、85図はこの発明に係る自動
等化器の動作を説明するための特性図、第6図は、この
発明に係る自動等化器の動作を説明するためのフローチ
ャートである。
lO・・・入71子、20・・・トランスバーサルフィ
ルタ% 30・・・出力端子、214・・・タッグ利得
メモリ、43・・・入力波形記憶手段、45・・・出力
波形記憶手段、48・・・タップ利得修正手段、
30.44.45・・・データ伝送路、48.60・・
・補間データ発生手段。
代理人 弁理士 則 近 憲 佑
第2図
第3B
年 4wI
n
第7図
103゜
第8図 20@Figure 1 is a circuit diagram showing a conventional automatic equalizer, and Figure 2 is a circuit diagram showing a conventional automatic equalizer.
FIG. 3, FIG. 4, FIG. 7, and FIG. 8 are circuit diagrams showing embodiments of the automatic equalizer according to the present invention, and FIG. FIG. 6, a characteristic diagram for explaining the operation of the automatic equalizer according to the present invention, is a flowchart for explaining the operation of the automatic equalizer according to the present invention. lO...Input 71 child, 20...Transversal filter % 30...Output terminal, 214...Tag gain memory, 43...Input waveform storage means, 45...Output waveform storage means, 48 ...Tap gain correction means, 30.44.45...Data transmission line, 48.60...
- Interpolation data generation means. Agent Patent Attorney Kensuke Chika Figure 2 Figure 3B Year 4wI n Figure 7 103° Figure 8 20
Claims (1)
る歪信号を除去するため、入力信号をタップ毎に単位遅
延時間の整数倍だけ遅延し、かつ前記タップに対するタ
ップ利得を記憶するタップ利得メモリを有し前記伝送信
号に含まれる歪信号を除去するに寄与するトランスバー
サルフィルタと、 前記入力伝送信号を離散値に変換して入力離散データを
発生しこれを記憶する入力波形記憶手段と、 前記トランスバーサルフィルタの出力側に得られる等化
出力波形信号を離散値に変換して出力離散データを発生
し、これを記憶する出力波形記憶手段と、 前記入力波形記憶手段の出力データと前記出力波形記憶
手段の出力データとを用いて、前記トランスバーサルフ
ィルタのタップに対するタップ利得修正量を演算するた
めのタップ利得修正手段と、このタップ利得修正手段に
、前記入力伝送信号に対応したデータを印加する入力デ
ータ伝送路と、前記出力離散データと前記入力離散デー
タ間の相対的な信号時間差が前記トランスバーサルフィ
ルタの単位遅延時間の整数倍(nT)と非整数倍分(△
T)との和(nT+△T)で表わされる場合に、前記入
力離散データを用いて前記非整数倍△Tに相当する補間
データを発生する補間データ発生手段とを少なくとも具
備し、 前記入力離散データと出力離散データ間の相対的信号時
間差における、前記非整数倍分(△T)による前記タッ
プ利得修正の誤差を補間データにより補正して波形等化
作用の誤動作を防止することを特徴とする自動等化器。[Claims] An input terminal into which an input transmission signal to be waveform-equalized is input; a transversal filter that is delayed by an integral multiple of a delay time and has a tap gain memory that stores a tap gain for the tap and contributes to removing a distortion signal included in the transmission signal; input waveform storage means for converting the equalized output waveform signal obtained at the output side of the transversal filter into discrete values to generate input discrete data and storing the same; output waveform storage means for storing, and tap gain correction for calculating a tap gain correction amount for the tap of the transversal filter using the output data of the input waveform storage means and the output data of the output waveform storage means. means, an input data transmission line for applying data corresponding to the input transmission signal to the tap gain correction means, and a relative signal time difference between the output discrete data and the input discrete data is a unit of the transversal filter. Integer multiple (nT) and non-integer multiple (△
and interpolated data generating means for generating interpolated data corresponding to the non-integer multiple ΔT using the input discrete data, when the input discrete data is expressed as the sum (nT+ΔT) of the input discrete data The error in the tap gain correction due to the non-integer multiple (ΔT) in the relative signal time difference between the data and the output discrete data is corrected by interpolation data to prevent malfunction of the waveform equalization effect. Automatic equalizer.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12752384A JPS617713A (en) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | Automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12752384A JPS617713A (en) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | Automatic equalizer |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS617713A true JPS617713A (en) | 1986-01-14 |
Family
ID=14962119
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12752384A Pending JPS617713A (en) | 1984-06-22 | 1984-06-22 | Automatic equalizer |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS617713A (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH02222318A (en) * | 1989-02-23 | 1990-09-05 | Lsi Rojitsuku Kk | Arithmetic unit using digital filter |
JP2001267972A (en) * | 2000-02-02 | 2001-09-28 | Telefon Ab Lm Ericsson Publ | Circuit and method for providing digital data signal having pre-distortion |
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