JPS6176962A - 電流検出器 - Google Patents
電流検出器Info
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- JPS6176962A JPS6176962A JP59199162A JP19916284A JPS6176962A JP S6176962 A JPS6176962 A JP S6176962A JP 59199162 A JP59199162 A JP 59199162A JP 19916284 A JP19916284 A JP 19916284A JP S6176962 A JPS6176962 A JP S6176962A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、電流検出器にかかシ、特に、磁心とこの磁心
に巻装された入力巻線及び出力巻線と、この出力巻線を
介して磁心を交流的に励磁する励磁電源とを備えた電流
検出器の改良に関する。
に巻装された入力巻線及び出力巻線と、この出力巻線を
介して磁心を交流的に励磁する励磁電源とを備えた電流
検出器の改良に関する。
従来、直流電流（交流が重畳する場合も含む）の高精度
絶縁検出器として、例えば、電気学会マグネティックス
研究会資料（１９８４年７月発行）ＭＡＧ−８４−９１
に記載されているような、磁心と巻線とを主体にした構
成のものが公知である。
絶縁検出器として、例えば、電気学会マグネティックス
研究会資料（１９８４年７月発行）ＭＡＧ−８４−９１
に記載されているような、磁心と巻線とを主体にした構
成のものが公知である。
この構成のものは、被検出回路電力が十分大きい場合、
即ち、被検出電流が大きくて、入力巻線数が少いときは
、被検出電流を忠実に絶縁検出可能であるが、この文献
によれば、被検出回路電力が小さく、そのため、入力巻
線数が大きい場合は、波形歪が検出出力に発生すること
が明らかにされ、具体的に出力における波形歪の低減法
が提案されている。すなわち、波形歪は、この電流検出
器における磁心の交流的な励磁に起因しているので、励
磁電源に応動する波形の変化を検出し、その検出手段の
出力によシ、検出端において、波形歪の補正を行ってい
る。
即ち、被検出電流が大きくて、入力巻線数が少いときは
、被検出電流を忠実に絶縁検出可能であるが、この文献
によれば、被検出回路電力が小さく、そのため、入力巻
線数が大きい場合は、波形歪が検出出力に発生すること
が明らかにされ、具体的に出力における波形歪の低減法
が提案されている。すなわち、波形歪は、この電流検出
器における磁心の交流的な励磁に起因しているので、励
磁電源に応動する波形の変化を検出し、その検出手段の
出力によシ、検出端において、波形歪の補正を行ってい
る。
ところが、この場合でも、上記と同様な原因により生じ
ている。被検出回路における波形歪については考慮され
ていない。
ている。被検出回路における波形歪については考慮され
ていない。
以下、この点について具体的に説明する。
第１図は前記文献記載の電流検出器の構成であって、Ｃ
’ｌ ＨＣｒ２は角形磁気特性を有する磁心、ＮＬＩ
、 ＮＬ２は、磁心Ｃｒ１．ＣＦ□に巻装された巻数Ｎ
Ｘ、の出力巻線、ＮｃＩ、 Ｎｃ２は同じように巻装さ
れた巻数Ｎｃの入力巻線、Ｅ、は波高値Ｅ１の交流電源
、ＥＣは波高値Ｅｃなる被検出回路電圧（以後、被検出
信号源という。） 、ＤＩｌ ！ Ｄ１２ ＋Ｄ２１
、 Ｄ２２はダイオード、Ｒｐは抵抗値Ｒｐのリセット
抵抗、ＲＬは抵抗値Ｒｔ、の負荷抵抗、Ｒｅは抵抗値Ｒ
ｃの被検出回路抵抗である。なお、各巻線の・印は巻線
の極性を示す。まずこの回路の動作について説明する。
’ｌ ＨＣｒ２は角形磁気特性を有する磁心、ＮＬＩ
、 ＮＬ２は、磁心Ｃｒ１．ＣＦ□に巻装された巻数Ｎ
Ｘ、の出力巻線、ＮｃＩ、 Ｎｃ２は同じように巻装さ
れた巻数Ｎｃの入力巻線、Ｅ、は波高値Ｅ１の交流電源
、ＥＣは波高値Ｅｃなる被検出回路電圧（以後、被検出
信号源という。） 、ＤＩｌ ！ Ｄ１２ ＋Ｄ２１
、 Ｄ２２はダイオード、Ｒｐは抵抗値Ｒｐのリセット
抵抗、ＲＬは抵抗値Ｒｔ、の負荷抵抗、Ｒｅは抵抗値Ｒ
ｃの被検出回路抵抗である。なお、各巻線の・印は巻線
の極性を示す。まずこの回路の動作について説明する。
いま、交流電源Ｅ、が、図示した方向の極性の半サイク
ルとする。捷ず、交流電源Ｅ４、ダイオードＤＩ＋、出
力巻線ＮＬ１負荷抵抗ＲＬ、ダイオードＤ２２で一巡す
る回路ができる。そこで、この時、入力巻線Ｎｃｌ、Ｎ
ｃ２に流れる入力電流をｉｌ、出力巻ｍ Ｎ Ｌ＋に流
れる出力電流をＩＬ１％磁心Ｃｒ Ｈの励磁電流をｉｏ
とすれば、磁心Ｃｒ （が非飽和の間は、等アンペアタ
ーンの法則が成立する。
ルとする。捷ず、交流電源Ｅ４、ダイオードＤＩ＋、出
力巻線ＮＬ１負荷抵抗ＲＬ、ダイオードＤ２２で一巡す
る回路ができる。そこで、この時、入力巻線Ｎｃｌ、Ｎ
ｃ２に流れる入力電流をｉｌ、出力巻ｍ Ｎ Ｌ＋に流
れる出力電流をＩＬ１％磁心Ｃｒ Ｈの励磁電流をｉｏ
とすれば、磁心Ｃｒ （が非飽和の間は、等アンペアタ
ーンの法則が成立する。
Ｎｔ、１Ｌｔ＝Ｎｃｉｃ＋Ｎｔ、ｊｏ ・・””・”
（１）また磁心Ｃｒ ｌの磁束をΦ１、時間をｔとする
と、前記の一巡回路に関して、次の式が成シ立つ。ただ
し、ダイオードの順方向電圧降下は零（以下、同様）と
する。
（１）また磁心Ｃｒ ｌの磁束をΦ１、時間をｔとする
と、前記の一巡回路に関して、次の式が成シ立つ。ただ
し、ダイオードの順方向電圧降下は零（以下、同様）と
する。
磁束Φｌが変化すると、入力巻線Ｎｃｌにも電圧が誘起
されるから、これを電源とみて、被検出口路については
次の式が成り立つ。但し、磁心Ｃｒ２の磁束をΦ２とす
る。
されるから、これを電源とみて、被検出口路については
次の式が成り立つ。但し、磁心Ｃｒ２の磁束をΦ２とす
る。
この半サイクルで磁心Ｃｒ２が非飽和の間は、出力巻線
ＮＣ２、交流電源Ｅ Ａ 、ダイオードＤ２２で一巡す
る回路に対して、次式が成立する。
ＮＣ２、交流電源Ｅ Ａ 、ダイオードＤ２２で一巡す
る回路に対して、次式が成立する。
また等アンペアターンの関係は次式でおる。但し、ＩＬ
２は、出力巻線Ｎｔ、ｚを流れる出力電流である。
２は、出力巻線Ｎｔ、ｚを流れる出力電流である。
Ｎｃ ｉ ｃ ＝ ＮＬｉ Ｌｌ ＋ ＮＬ ｉｏ
−−−（５）（１）〜（５）式よυ、次のような
結果が得られる。但し、ｎ＝Ｎｃ／ＮＬである。
−−−（５）（１）〜（５）式よυ、次のような
結果が得られる。但し、ｎ＝Ｎｃ／ＮＬである。
１ｔｚ＝ ｉＬ＋ ２ ！ｏ ・・・・
・・・・・（８）６０式の値は、（９）式の値より大き
い。従って、磁心Ｃｔｘは磁心Ｃｒ １よシ先に飽和し
、磁束Φ２の変化は零となる。すると（８）式は次のよ
うに変化する。
・・・・・（８）６０式の値は、（９）式の値より大き
い。従って、磁心Ｃｔｘは磁心Ｃｒ １よシ先に飽和し
、磁束Φ２の変化は零となる。すると（８）式は次のよ
うに変化する。
また、出力巻線ＮＬｚの誘起電圧が零となるため、交流
電源Ｅ＆、ダイオードＤ１１％！Ｊセット抵抗Ｒｐ、出
力巻線ＮＬ２、ダイオードＤ２２を一巡する回路ができ
て、電流ｉＬ２の方向は第１図とは逆となり、その値は となる。
電源Ｅ＆、ダイオードＤ１１％！Ｊセット抵抗Ｒｐ、出
力巻線ＮＬ２、ダイオードＤ２２を一巡する回路ができ
て、電流ｉＬ２の方向は第１図とは逆となり、その値は となる。
磁心Ｃｒ２が飽和しても、磁心Ｃｒ ｌは非飽和である
から、（１）、 （２）式はそのまま成立する。
から、（１）、 （２）式はそのまま成立する。
そこで、磁心Ｃｒ２が飽和している期間は、（１）。
（２）、（１１）式より、次の結果が得られる。
・・・・・・・・・ｔｔＳ
やがて、時間が経過すると、磁心Ｃｔ ｌも飽和に達す
るが、その前に、交流電源Ｅ、の極性が反転するように
、Ｅ＆の周波数を選んでおけば、半サイクルの間の現象
は（１）〜α５）式で記述されたことになる。次の半サ
イクル間の現象は、磁心Ｃｒ ｌ ＩＣｒ ２の役割を
交換するだけで、やは）（１）〜（１５１式で記述でき
る。そこで、交流電源Ｅ、の１サイクル間に対応する各
部の波形を示すと、第２図のようになる。
るが、その前に、交流電源Ｅ、の極性が反転するように
、Ｅ＆の周波数を選んでおけば、半サイクルの間の現象
は（１）〜α５）式で記述されたことになる。次の半サ
イクル間の現象は、磁心Ｃｒ ｌ ＩＣｒ ２の役割を
交換するだけで、やは）（１）〜（１５１式で記述でき
る。そこで、交流電源Ｅ、の１サイクル間に対応する各
部の波形を示すと、第２図のようになる。
ここで、被検出回路気力の大小による出力波形の相異点
を考察する。まず、被検出回路電力が十分大きい。即ち
、被検出信号Ｅｃが、Ｅｃ：＞ｎＥ−でｓｂ、従って、
抵抗Ｒｃが、Ｒｃ ＞ ｎ ２ＲＬに選べる場合は、（
６）式とａ′５式は Ｅｃ ｉ ｃ ＝（６）式＝α四式＝ −−−−−−・・−（
１ｅＣ となる。また、（７）式と＜１４）式から、出力電流ｉ
Ｌはｉ Ｌ ＝ ｉ Ｌｌ ＝（７）式＝（１４１式ｃ ＝ １１−−１− ｉ ６＝ ｎ ｉ ｃ ＋ ｉ ｏ
・・・・・・αηｅ となり、この場合は、（ｔｏを無視すれば、）被検出信
号Ｅｃに比例した、理想的な電流検出が行える。
を考察する。まず、被検出回路電力が十分大きい。即ち
、被検出信号Ｅｃが、Ｅｃ：＞ｎＥ−でｓｂ、従って、
抵抗Ｒｃが、Ｒｃ ＞ ｎ ２ＲＬに選べる場合は、（
６）式とａ′５式は Ｅｃ ｉ ｃ ＝（６）式＝α四式＝ −−−−−−・・−（
１ｅＣ となる。また、（７）式と＜１４）式から、出力電流ｉ
Ｌはｉ Ｌ ＝ ｉ Ｌｌ ＝（７）式＝（１４１式ｃ ＝ １１−−１− ｉ ６＝ ｎ ｉ ｃ ＋ ｉ ｏ
・・・・・・αηｅ となり、この場合は、（ｔｏを無視すれば、）被検出信
号Ｅｃに比例した、理想的な電流検出が行える。
次に、被検出回路電力が小さい場合は、Ｃ０，卸式が成
立しない。従って、（６）、 （７）、 Ｃ３，α４式
で表わさねばならない。この場合、被検出回路（は両方
の磁心が非飽和の場合に対して、一方の磁心が飽和した
場合、入力巻線Ｎｃ＋ 、 ＮＣ２には、次式に示す、
誘起電圧の増加分ΔＥｃ。
立しない。従って、（６）、 （７）、 Ｃ３，α４式
で表わさねばならない。この場合、被検出回路（は両方
の磁心が非飽和の場合に対して、一方の磁心が飽和した
場合、入力巻線Ｎｃ＋ 、 ＮＣ２には、次式に示す、
誘起電圧の増加分ΔＥｃ。
ＲｃＥａ
ΔＥｃ ＝ Ｎｃ Ｘ （（１５式−（（９）式−Ｃ０
式））＝ Ｒｃ＋ ｎ ２ＲＬ・・・・・・・・・θｅ が現れる。またこの誘起電圧に伴う電流の増加分ｉｃ′
は である。（ｔｅ、ｎ’ａ式に示すように、被検出回路電
力が小さい場合には、励磁電源Ｅ１に依存した電気量が
、被検出回路に現われ、これらは、本来検出したい、被
検出信号源Ｅｃに比例した成分に対して、波形歪となる
。特にＥｃに比べ、これらの波形歪が大きい場合には、
この波形歪により、被検出回路の発熱、電源に損傷を与
える等の危険性があるので、被検出信号源に対する、こ
れらの波形歪の影響を除去する必要性が生じてくる。
式））＝ Ｒｃ＋ ｎ ２ＲＬ・・・・・・・・・θｅ が現れる。またこの誘起電圧に伴う電流の増加分ｉｃ′
は である。（ｔｅ、ｎ’ａ式に示すように、被検出回路電
力が小さい場合には、励磁電源Ｅ１に依存した電気量が
、被検出回路に現われ、これらは、本来検出したい、被
検出信号源Ｅｃに比例した成分に対して、波形歪となる
。特にＥｃに比べ、これらの波形歪が大きい場合には、
この波形歪により、被検出回路の発熱、電源に損傷を与
える等の危険性があるので、被検出信号源に対する、こ
れらの波形歪の影響を除去する必要性が生じてくる。
一般的にはこのような波形歪が含まれる場合、例えば、
抵抗とコンデンサから成るフィルタ回路を被検出信号源
の出力に挿入する、などの方法が知られているが、そう
すると、被検出信号源Ｅｃが時間的に変化する場合に、
フィルタ回路による時間遅れのため、前記の時間的変化
を検出器で正確に検出できないという問題が起こる。
抵抗とコンデンサから成るフィルタ回路を被検出信号源
の出力に挿入する、などの方法が知られているが、そう
すると、被検出信号源Ｅｃが時間的に変化する場合に、
フィルタ回路による時間遅れのため、前記の時間的変化
を検出器で正確に検出できないという問題が起こる。
本発明の目的は、磁心とそれに巻装された入力巻線、出
力巻線、及び出力巻線を介して磁心を交流的に励磁する
励磁電源とを備えた電流検出器において、特に被検出回
路に悪影響を与えることのない電流検出器を提供するこ
とにある。
力巻線、及び出力巻線を介して磁心を交流的に励磁する
励磁電源とを備えた電流検出器において、特に被検出回
路に悪影響を与えることのない電流検出器を提供するこ
とにある。
〔発明の概要〕
本発明の％徴は、磁心とこの磁心に巻装された入力巻線
及び出力巻線と、この出力巻線を介して磁心を交流的に
励磁する励磁電源とを備えた電流検出器において、前記
磁心の磁束の変化を検出する手段を備え、この検出手段
の出力により、前記入力巻線に誘起される交流電気量を
被検出信号源に対して相殺すようにしたことにある。
及び出力巻線と、この出力巻線を介して磁心を交流的に
励磁する励磁電源とを備えた電流検出器において、前記
磁心の磁束の変化を検出する手段を備え、この検出手段
の出力により、前記入力巻線に誘起される交流電気量を
被検出信号源に対して相殺すようにしたことにある。
以下、本発明の一実施例を第３図により説明する。この
例は、被検出回路に生ずる波形歪を電流発生手段によシ
、入力信号源に対して相殺するものである。第３図にお
いて、第１図と同一符号は、同一の意味を表わすものと
する。第１図と異なる点は、磁心Ｃｒ ３と、磁心Ｃｒ
３に巻装された、巻数ＮＯ１回の巻線Ｎｏｔと巻数Ｎ０
２回の巻線ＮＤ２からなる変成器を備え、巻線ＮＤＩは
、負荷抵抗Ｒｐに直列に、巻線ＮＤ２は、巻線ＮＤ２に
直列な抵抗ＲＣ′を介して図中の点ＡＢ間に被検出電源
Ｅｃに並列になるように挿入されていることである。
例は、被検出回路に生ずる波形歪を電流発生手段によシ
、入力信号源に対して相殺するものである。第３図にお
いて、第１図と同一符号は、同一の意味を表わすものと
する。第１図と異なる点は、磁心Ｃｒ ３と、磁心Ｃｒ
３に巻装された、巻数ＮＯ１回の巻線Ｎｏｔと巻数Ｎ０
２回の巻線ＮＤ２からなる変成器を備え、巻線ＮＤＩは
、負荷抵抗Ｒｐに直列に、巻線ＮＤ２は、巻線ＮＤ２に
直列な抵抗ＲＣ′を介して図中の点ＡＢ間に被検出電源
Ｅｃに並列になるように挿入されていることである。
このような構成によれば、励磁電源Ｅ、が、図示の極性
の半サイクルにおいて、磁心Ｃｒ １が非飽和、磁心Ｃ
ｖｚが非飽和の期間には、磁心Ｃｔ３の巻線ＮＤＩＩＮ
Ｄ２には、ダイオードＤ２１ 、 Ｄ２２が導通状態で
めるため、電圧は生じない。
の半サイクルにおいて、磁心Ｃｒ １が非飽和、磁心Ｃ
ｖｚが非飽和の期間には、磁心Ｃｔ３の巻線ＮＤＩＩＮ
Ｄ２には、ダイオードＤ２１ 、 Ｄ２２が導通状態で
めるため、電圧は生じない。
次に、磁心ＣＢが非飽和、Ｃ１２が飽和の期間には、図
中の点ＡＢ間に、 なる電位ＶＡＩが生ずる。ｉｃ“はＮＯ３に流れる電流
に、検出器においては、交流電源Ｅ、→ダイオードＤ２
菫→Ｒｐ−＋磁心Ｃｒ ３の巻線Ｎ Ｄ（→磁心Ｃｒｚ
の出力巻１９Ｎｐ２→ダイオードＤ Ｉ ２→Ｅ、の閉
回路に沿って出力電流ｉＬ２が流れるから、この回路の
回路方程式は、 となる。このとキ、磁心Ｃｒｓに巻装された各々の巻線
ＮＤＩ 、 ＮＯ３には、等アンペアターンの法則、Ｎ
ｏｒ ｉ Ｌ ２ ＝ ＮＯ３ｉ Ｃ”＋ＭＤＩ ｉ
ｏ ’ ・・・・・・・・・（イ）に従う電流が流
れる（但し、ｉｏ′は磁心Ｃｒ３の励磁電流。）。
中の点ＡＢ間に、 なる電位ＶＡＩが生ずる。ｉｃ“はＮＯ３に流れる電流
に、検出器においては、交流電源Ｅ、→ダイオードＤ２
菫→Ｒｐ−＋磁心Ｃｒ ３の巻線Ｎ Ｄ（→磁心Ｃｒｚ
の出力巻１９Ｎｐ２→ダイオードＤ Ｉ ２→Ｅ、の閉
回路に沿って出力電流ｉＬ２が流れるから、この回路の
回路方程式は、 となる。このとキ、磁心Ｃｒｓに巻装された各々の巻線
ＮＤＩ 、 ＮＯ３には、等アンペアターンの法則、Ｎ
ｏｒ ｉ Ｌ ２ ＝ ＮＯ３ｉ Ｃ”＋ＭＤＩ ｉ
ｏ ’ ・・・・・・・・・（イ）に従う電流が流
れる（但し、ｉｏ′は磁心Ｃｒ３の励磁電流。）。
以上により、被検出信号源Ｅｃに対して、一方の磁心が
飽和したときの誘起電圧によシ生ずる電流ｉｃ’（（１
１式、以後これを歪電流という）を相殺するには、磁心
Ｃｒｓの変成作用に基づく電流ｉｃ“が逆方向に！ｃ′
と同じ波高でＥｃに流れればよい。
飽和したときの誘起電圧によシ生ずる電流ｉｃ’（（１
１式、以後これを歪電流という）を相殺するには、磁心
Ｃｒｓの変成作用に基づく電流ｉｃ“が逆方向に！ｃ′
と同じ波高でＥｃに流れればよい。
従って、Ｉｉ優式より、次式が成シ立つ。
まだ、このとき、ＡＡＢ ＝ ０となるから住１〜の式
より（励磁電流ｉｏ′を無視すると、）、が成立する。
より（励磁電流ｉｏ′を無視すると、）、が成立する。
従って（ハ）、（至）式の条件を満たす定数をもつ、変
成器回路を被検出信号源Ｅｃに並列に挿入すれば、被検
出信号源Ｅｃに入力巻線誘起電圧に伴う歪電流は流れな
い。従ってこのような構成にすれば、歪電流による発熱
やＥｃに対する損傷等の問題はなくなる。またこの変成
器を用いても、入力巻線電流に含まれる被検出信号はな
んら影響を受けないので、応答は損なわれない。
成器回路を被検出信号源Ｅｃに並列に挿入すれば、被検
出信号源Ｅｃに入力巻線誘起電圧に伴う歪電流は流れな
い。従ってこのような構成にすれば、歪電流による発熱
やＥｃに対する損傷等の問題はなくなる。またこの変成
器を用いても、入力巻線電流に含まれる被検出信号はな
んら影響を受けないので、応答は損なわれない。
第４図は本発明の他の実施例である。第４図において、
第３図と同一符号は同一の意味を表わすものとする。第
３図と異なる点は、磁心Ｃｒ ’３上に巻数Ｎｍ回のバ
イアス巻線Ｎｌが巻装されていることでちる。
第３図と同一符号は同一の意味を表わすものとする。第
３図と異なる点は、磁心Ｃｒ ’３上に巻数Ｎｍ回のバ
イアス巻線Ｎｌが巻装されていることでちる。
第３図の構成においては、磁心Ｃｒ３に対して、被検出
信号源Ｅｃからの電流と、検出器からＲｐを介して流れ
る電流が同方向に磁心Ｃｒ３を励磁する。このため磁心
Ｃｒ ３が飽和し、変成作用を行なう機能を失うことが
ある。従って第４図の実施例に示すように、バイアス巻
線Ｎｍに、予めこれらの電流と逆方向のバイアス電流工
１を流して、磁心Ｃｒ ３が飽和するのを妨げるように
すれば、第３図における上記の欠点を改善することがで
きる。
信号源Ｅｃからの電流と、検出器からＲｐを介して流れ
る電流が同方向に磁心Ｃｒ３を励磁する。このため磁心
Ｃｒ ３が飽和し、変成作用を行なう機能を失うことが
ある。従って第４図の実施例に示すように、バイアス巻
線Ｎｍに、予めこれらの電流と逆方向のバイアス電流工
１を流して、磁心Ｃｒ ３が飽和するのを妨げるように
すれば、第３図における上記の欠点を改善することがで
きる。
第５図は、本発明の他の実施例である。
第５図において、第４図と同じ記号は、第１図と同じ意
味を表わす。第１図と異なる点は、磁心Ｃｒ Ｉ ＋
Ｃｒ ２上の検出巻線ＮＤ３．ＮＤ４の誘起電圧をパワ
ー増幅器ＦＡ及びコンデンサーＣと抵抗ｒｔ−介して被
検出回路に並列に加えていること：Ｔ：する。
味を表わす。第１図と異なる点は、磁心Ｃｒ Ｉ ＋
Ｃｒ ２上の検出巻線ＮＤ３．ＮＤ４の誘起電圧をパワ
ー増幅器ＦＡ及びコンデンサーＣと抵抗ｒｔ−介して被
検出回路に並列に加えていること：Ｔ：する。
コンデンサーＣは直流分はカットするが、歪波に対して
は、十分インピーダンスが小さい。
は、十分インピーダンスが小さい。
このような構成において、巻線ＮＤ３とＮＨ３の直列体
による誘起電圧は、磁心Ｃｒｌ、Ｃｒｚが非飽和の場合
、（９）、００式より、 ・・・・・・・・・（ホ） （但し、Ｎｏｓ ＝ ＮＯ２−Ｎｏ ）となシ、また、
磁心Ｃｒ ｔが飽和した場合は（１５）式よシ、・・・
・・・・・・■ となる。そこで、（ト）式から翰式への増加分ΔＥ′は
、 ・・・・・・・・・＠ となる。以上により、被検出信号源Ｅｃに対して、正電
流を相殺するためには、ΔＥ′がパワー増幅器で増幅さ
れたものにより生ずる電流が、正電流ｉｃ′（α９式）
と逆方向に同じ波高でＥｃに流れればよい。このとき図
Ａ／ ８７間の歪成分に対する電圧７人’ｍ’＝ｏとな
るので、このためには、パワー増幅器ＰＡの増幅度をＡ
として、 ＶＡ’ ｌ’ ” Ａ ’ Δ Ｅ ’−ｒ ｉ
ｃ’＝ Ｏ−・・−−・＠９により、α優、＠、（
支）式から、補償回路の定数Ａ。
による誘起電圧は、磁心Ｃｒｌ、Ｃｒｚが非飽和の場合
、（９）、００式より、 ・・・・・・・・・（ホ） （但し、Ｎｏｓ ＝ ＮＯ２−Ｎｏ ）となシ、また、
磁心Ｃｒ ｔが飽和した場合は（１５）式よシ、・・・
・・・・・・■ となる。そこで、（ト）式から翰式への増加分ΔＥ′は
、 ・・・・・・・・・＠ となる。以上により、被検出信号源Ｅｃに対して、正電
流を相殺するためには、ΔＥ′がパワー増幅器で増幅さ
れたものにより生ずる電流が、正電流ｉｃ′（α９式）
と逆方向に同じ波高でＥｃに流れればよい。このとき図
Ａ／ ８７間の歪成分に対する電圧７人’ｍ’＝ｏとな
るので、このためには、パワー増幅器ＰＡの増幅度をＡ
として、 ＶＡ’ ｌ’ ” Ａ ’ Δ Ｅ ’−ｒ ｉ
ｃ’＝ Ｏ−・・−−・＠９により、α優、＠、（
支）式から、補償回路の定数Ａ。
ｒが
を満たせばよい。従って（至）式を満たす回転定数をも
つ、補償回路を挿入すれば、Ｅｃに正電流は流れない。
つ、補償回路を挿入すれば、Ｅｃに正電流は流れない。
ところで、一般にパワー増幅器の増幅度Ａを変化させる
ことは容易なので、（７）式によれば、これに伴い、抵
抗値ｒも適当に選ぶことが可能である。
ことは容易なので、（７）式によれば、これに伴い、抵
抗値ｒも適当に選ぶことが可能である。
第３図、第４図の実施例においては、正電流を除去する
ための変流器回路に、元々の信号源Ｅｃに比例した被検
出電流も流れ込むため、この部分によシ、被検出電源Ｅ
ｃの電力の損失が生じたが、第５図の実施例によれば、
ｒを十分大きくできるのでそのようなことはなく、ＥＣ
の電力損失が小さくなる。
ための変流器回路に、元々の信号源Ｅｃに比例した被検
出電流も流れ込むため、この部分によシ、被検出電源Ｅ
ｃの電力の損失が生じたが、第５図の実施例によれば、
ｒを十分大きくできるのでそのようなことはなく、ＥＣ
の電力損失が小さくなる。
第６図は、本発明の他の実施例である。第６図において
、第５図と同一符号は同一の意味を表わすものとする。
、第５図と同一符号は同一の意味を表わすものとする。
第５図と異なる点は、巻線Ｎｎ１゜ＮＯ２が、パワーオ
ペアンプ（ＰＯＡ）及び磁心Ｃ１３′に巻装された巻線
Ｎｏ、’、Ｎｎ２’からなる変成器に接続され、変成器
の出力側（巻線ＮＯ２勺が巻線ＮＤ２’に直列な抵抗Ｒ
ｃ“を介して図中の点Ａ／ ８７間に被検出′こ源Ｅｃ
に並列になるように挿入されている点である。なお、パ
ワーオペアンプ（ＰＯＡ）は電圧フォロワーとして用い
られ、変成器の巻線Ｎｏ、’・ＮＯ２め電圧を、巻線Ｎ
Ｄ３．ＮＤ４の直列体の電圧と等しくなるようにする働
きをする。
ペアンプ（ＰＯＡ）及び磁心Ｃ１３′に巻装された巻線
Ｎｏ、’、Ｎｎ２’からなる変成器に接続され、変成器
の出力側（巻線ＮＯ２勺が巻線ＮＤ２’に直列な抵抗Ｒ
ｃ“を介して図中の点Ａ／ ８７間に被検出′こ源Ｅｃ
に並列になるように挿入されている点である。なお、パ
ワーオペアンプ（ＰＯＡ）は電圧フォロワーとして用い
られ、変成器の巻線Ｎｏ、’・ＮＯ２め電圧を、巻線Ｎ
Ｄ３．ＮＤ４の直列体の電圧と等しくなるようにする働
きをする。
このような構成によれば、巻線ＮＤ３ 、 ＮＯ３の直
列体の誘起電圧は（イ）、＠式で表わされるから、これ
による変成器の巻線ＮＤ２’の電圧は、（イ）、＠式に
変成器の巻数比ｎ ″（＝ＮＤ２’／ＮＤ＋’ ）が掛
けられたものとなる。Ｅｃに対して正電流１０′（α９
式）を相殺するためには、この巻線ＮＤ２’の電圧によ
る一流が、ｉｃ′と同波高で、逆方向に流れればよい。
列体の誘起電圧は（イ）、＠式で表わされるから、これ
による変成器の巻線ＮＤ２’の電圧は、（イ）、＠式に
変成器の巻数比ｎ ″（＝ＮＤ２’／ＮＤ＋’ ）が掛
けられたものとなる。Ｅｃに対して正電流１０′（α９
式）を相殺するためには、この巻線ＮＤ２’の電圧によ
る一流が、ｉｃ′と同波高で、逆方向に流れればよい。
このとき図中のＡ／ ８７間の電圧７人’１１’は歪成
分に対して■ム’ｓ’＝０となるから、（至）式のＡ＝
ｎ“、ｒ＝Ｒｃ’とおけば、第６図において、のように
、回路定数が定められれば、ＥＣに正電流は流れない。
分に対して■ム’ｓ’＝０となるから、（至）式のＡ＝
ｎ“、ｒ＝Ｒｃ’とおけば、第６図において、のように
、回路定数が定められれば、ＥＣに正電流は流れない。
ところで、第５図の実施例によれば、正電流１ ｃ／の
補償のためのパワー増幅器（ＰＡ）が直接、被検出回路
に接続されていたのに対し、第６図の実施例では、パワ
ーオペアンプ（ＰＯＡ）は変成器で絶縁した形で接続さ
れるので、回路構成上の自由度が大きく、実用上きわめ
て有利である。
補償のためのパワー増幅器（ＰＡ）が直接、被検出回路
に接続されていたのに対し、第６図の実施例では、パワ
ーオペアンプ（ＰＯＡ）は変成器で絶縁した形で接続さ
れるので、回路構成上の自由度が大きく、実用上きわめ
て有利である。
また、第３図の実施例における変成器では、変成器の巻
線ＮＤＩ’！ ＮＤ２’に流れる電流が互いに同方向に
流れる直流であるため、磁心Ｃ７３′が飽和し、変成作
用が失なわれる恐れがあった。この点を改良するために
、第４図の実施例では、バイアス巻線Ｎ＋＋を磁心Ｃ１
３′に巻装しバイアス電流Ｉｎを流すことによシ、磁心
の飽和を防いだが、この場合でも被検出電源Ｅｃが変化
し、それに対して被検出電流が大きくなるとそれに応じ
て、Ｃｒｓ’が飽和しないように、バイアス電流工８の
値を変えなければならなかった。しかし、第６図の実施
例によれば、ＥＣの変化によシ、直流が巻線ＮＤ２’に
流れ込んでも、パワーオペアンプ（ＰＯＡ）の電圧フォ
ロワーの作用によυ、巻線ＮｏＩ’にはそれを打消すよ
うな直流分が流れ、磁心Ｃ２が飽和することはない。従
って、巻線Ｎ旧’、ＮＤ２’の電圧を巻線Ｎｏ３． Ｎ
ｏ ４の直列体の電圧に等しく保つことができる。
線ＮＤＩ’！ ＮＤ２’に流れる電流が互いに同方向に
流れる直流であるため、磁心Ｃ７３′が飽和し、変成作
用が失なわれる恐れがあった。この点を改良するために
、第４図の実施例では、バイアス巻線Ｎ＋＋を磁心Ｃ１
３′に巻装しバイアス電流Ｉｎを流すことによシ、磁心
の飽和を防いだが、この場合でも被検出電源Ｅｃが変化
し、それに対して被検出電流が大きくなるとそれに応じ
て、Ｃｒｓ’が飽和しないように、バイアス電流工８の
値を変えなければならなかった。しかし、第６図の実施
例によれば、ＥＣの変化によシ、直流が巻線ＮＤ２’に
流れ込んでも、パワーオペアンプ（ＰＯＡ）の電圧フォ
ロワーの作用によυ、巻線ＮｏＩ’にはそれを打消すよ
うな直流分が流れ、磁心Ｃ２が飽和することはない。従
って、巻線Ｎ旧’、ＮＤ２’の電圧を巻線Ｎｏ３． Ｎ
ｏ ４の直列体の電圧に等しく保つことができる。
第７図は、本発明の他の実施例であり、これは、被検出
回路に生ずる波形歪を電圧発生手段により、被検出信号
源に対して相殺するものである。第７図において、第５
図と同じ記号は、同じ意味を表わす。第５図と異なる点
は、磁心Ｃｒｌ＋ Ｃｒｚ上の検出巻線ＮＤ３１ＮＤ４
の誘起電圧を、パワー増幅器及びコンデンサー〇を介し
て被検出回路に直列に加えていることである。また、図
中のＲｃ＋は、Ｒｃに比べて十分小さい抵抗である。こ
のような構成によれば、パワー増幅器の増幅度をＡ′と
すると、この出力電圧（Ｒｃ＋の両端電圧）は、前記よ
り（＠式×（増幅度Ａ′））となるから、これにより（
１秒式で表わされる増加分を相殺するためには、パワー
増幅器の増幅度Ａ′を、 となるように設定する。この結果、被検出回路には歪電
流は流れず、従って、被検出信号源Ｅｃに歪電流による
悪影響は生じない。また、このときは、被検出回路電力
が非常に大きい場合と等価であるから、検出器による、
応答も損なわれない。
回路に生ずる波形歪を電圧発生手段により、被検出信号
源に対して相殺するものである。第７図において、第５
図と同じ記号は、同じ意味を表わす。第５図と異なる点
は、磁心Ｃｒｌ＋ Ｃｒｚ上の検出巻線ＮＤ３１ＮＤ４
の誘起電圧を、パワー増幅器及びコンデンサー〇を介し
て被検出回路に直列に加えていることである。また、図
中のＲｃ＋は、Ｒｃに比べて十分小さい抵抗である。こ
のような構成によれば、パワー増幅器の増幅度をＡ′と
すると、この出力電圧（Ｒｃ＋の両端電圧）は、前記よ
り（＠式×（増幅度Ａ′））となるから、これにより（
１秒式で表わされる増加分を相殺するためには、パワー
増幅器の増幅度Ａ′を、 となるように設定する。この結果、被検出回路には歪電
流は流れず、従って、被検出信号源Ｅｃに歪電流による
悪影響は生じない。また、このときは、被検出回路電力
が非常に大きい場合と等価であるから、検出器による、
応答も損なわれない。
なお、第３図、第４図、第５図、第６図、第７図のいず
れかの実施例により、被検出回路における波形歪が、完
全に除去されない場合は、第３゜４．５．６図のいずれ
かと第７図を組み合わせて、波形歪除去を行うことがで
きる。
れかの実施例により、被検出回路における波形歪が、完
全に除去されない場合は、第３゜４．５．６図のいずれ
かと第７図を組み合わせて、波形歪除去を行うことがで
きる。
以上、具体的に説明したように、本発明によれば、従来
例に対して、簡単な回路を挿入するだけで、被検出回路
電力が小さい場合においても、問題となる。被検出信号
源に対する、誘起電圧の影響を、応答を損うことなしに
取り除くことができるので、実用上の効果は大である。
例に対して、簡単な回路を挿入するだけで、被検出回路
電力が小さい場合においても、問題となる。被検出信号
源に対する、誘起電圧の影響を、応答を損うことなしに
取り除くことができるので、実用上の効果は大である。
第１図は、従来公知の電流検出器回路を示す図面、第２
図は、第１図の回路における、各部分の波形、第３図は
本発明の一実施例であり、第４図。 第５図、第６図および第７図は夫々本発明の他の実施例
である。 Ｃｒｌ 、Ｃｒ２ ｇ Ｃｒ３１ Ｃｒ３’・・・磁心
、ＮＬＩ、ＮＬ２・・・出力巻線、Ｎｃ ＋ 、 Ｎ’
ｃｚ−人力巻線、Ｎｏｒ 、 ＮＯ２。 Ｎｏ１′、 ＮＤ２’ 、 ＮＯ３、ＮＯ３・・・検出
巻線、Ｅ、・・・交流電源、ＥＣ・・・被検出回路電圧
、ＦＬＬ・・・負荷抵抗、Ｒｅ・・・被検出回路抵抗、
ＯＰ・・・演算増幅器、Ｒｐ・・・負帰還抵抗、Ｒｅ’
、 Ｒｃ“、 Ｒｃ＋ 、 ｒ−抵抗、Ｃ・・・コ
ンデンサー、ＰＡ・・・パワー増幅器、ＤＩｌ ＋ＤＩ
２１ Ｄ２１ ！ Ｄ２□・・・ダイオード、ＮＢ・・
・バイアス％線、ＩＢ・・・バイアス電流、ＰＯＡ・・
・パワーオペアンプ。 第 ｌ 図 第２ 図 Ｆ？ＰＩＬ
図は、第１図の回路における、各部分の波形、第３図は
本発明の一実施例であり、第４図。 第５図、第６図および第７図は夫々本発明の他の実施例
である。 Ｃｒｌ 、Ｃｒ２ ｇ Ｃｒ３１ Ｃｒ３’・・・磁心
、ＮＬＩ、ＮＬ２・・・出力巻線、Ｎｃ ＋ 、 Ｎ’
ｃｚ−人力巻線、Ｎｏｒ 、 ＮＯ２。 Ｎｏ１′、 ＮＤ２’ 、 ＮＯ３、ＮＯ３・・・検出
巻線、Ｅ、・・・交流電源、ＥＣ・・・被検出回路電圧
、ＦＬＬ・・・負荷抵抗、Ｒｅ・・・被検出回路抵抗、
ＯＰ・・・演算増幅器、Ｒｐ・・・負帰還抵抗、Ｒｅ’
、 Ｒｃ“、 Ｒｃ＋ 、 ｒ−抵抗、Ｃ・・・コ
ンデンサー、ＰＡ・・・パワー増幅器、ＤＩｌ ＋ＤＩ
２１ Ｄ２１ ！ Ｄ２□・・・ダイオード、ＮＢ・・
・バイアス％線、ＩＢ・・・バイアス電流、ＰＯＡ・・
・パワーオペアンプ。 第 ｌ 図 第２ 図 Ｆ？ＰＩＬ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、磁心と、この磁心に巻装された入力巻線及び出力巻
線と、この出力巻線を介して磁心を交流的に励磁する励
磁電源を備えた電流検出器において、前記磁心の磁束の
変化を検出する手段を備え、この検出手段の出力により
、前記入力巻線に誘起される交流電気量を被検出信号源
に対して相殺する手段を備えたことを特徴とする電流検
出器。 ２、特許請求の範囲第１項記載の電流検出器において、
上記相殺手段は、電流発生手段であつて、上記入力巻線
に並列に挿入されることを特徴とする電流検出器。 ３、特許請求の範囲第１項記載の電流検出器において、
上記相殺手段は、電圧発生手段であつて、前記入力巻線
に直列に挿入されることを特徴とする電流検出器。 ４、特許請求の範囲第１項記載の電流検出器において、
上記相殺手段は、上記入力巻線に直列に挿入される電圧
発生手段と、上記入力巻線に並列に挿入される電流発生
手段を併用したことを特徴とする電流検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59199162A JPS6176962A (ja) | 1984-09-21 | 1984-09-21 | 電流検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59199162A JPS6176962A (ja) | 1984-09-21 | 1984-09-21 | 電流検出器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6176962A true JPS6176962A (ja) | 1986-04-19 |
Family
ID=16403188
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59199162A Pending JPS6176962A (ja) | 1984-09-21 | 1984-09-21 | 電流検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6176962A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10350421B2 (en) | 2013-06-30 | 2019-07-16 | Greatbatch Ltd. | Metallurgically bonded gold pocket pad for grounding an EMI filter to a hermetic terminal for an active implantable medical device |
| US10559409B2 (en) | 2017-01-06 | 2020-02-11 | Greatbatch Ltd. | Process for manufacturing a leadless feedthrough for an active implantable medical device |
| US10561837B2 (en) | 2011-03-01 | 2020-02-18 | Greatbatch Ltd. | Low equivalent series resistance RF filter for an active implantable medical device utilizing a ceramic reinforced metal composite filled via |
| US10589107B2 (en) | 2016-11-08 | 2020-03-17 | Greatbatch Ltd. | Circuit board mounted filtered feedthrough assembly having a composite conductive lead for an AIMD |
-
1984
- 1984-09-21 JP JP59199162A patent/JPS6176962A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10561837B2 (en) | 2011-03-01 | 2020-02-18 | Greatbatch Ltd. | Low equivalent series resistance RF filter for an active implantable medical device utilizing a ceramic reinforced metal composite filled via |
| US10350421B2 (en) | 2013-06-30 | 2019-07-16 | Greatbatch Ltd. | Metallurgically bonded gold pocket pad for grounding an EMI filter to a hermetic terminal for an active implantable medical device |
| US10589107B2 (en) | 2016-11-08 | 2020-03-17 | Greatbatch Ltd. | Circuit board mounted filtered feedthrough assembly having a composite conductive lead for an AIMD |
| US10559409B2 (en) | 2017-01-06 | 2020-02-11 | Greatbatch Ltd. | Process for manufacturing a leadless feedthrough for an active implantable medical device |
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