JPS6157999A - 擬フオルマント型ボコ−ダ - Google Patents
擬フオルマント型ボコ−ダInfo
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- JPS6157999A JPS6157999A JP59179694A JP17969484A JPS6157999A JP S6157999 A JPS6157999 A JP S6157999A JP 59179694 A JP59179694 A JP 59179694A JP 17969484 A JP17969484 A JP 17969484A JP S6157999 A JPS6157999 A JP S6157999A
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は擬フォルマント型ボコーダ、とくに合成側に2
a類の異なる合成手段を設けて動作環境に酒店、させる
機能を有する擬フォルマン小型ボコーダに関する。
a類の異なる合成手段を設けて動作環境に酒店、させる
機能を有する擬フォルマン小型ボコーダに関する。
音声分析側でCS M (Composite S 1
nusoi−dal Modeling:複合正弦波モ
デル)音声分析により音声信号の擬フォルマント情報を
抽出し、これを合成側に伝送して、この[7オルマント
情報(CSMパラメータ)から独特の03M音声合成手
段を用いて音声を再現させる擬フォルマ/ト型ボコーダ
は、嵯峨山氏らの論文″複合正弦波モデルによる音声ス
ペクトルの分析”電子通信学曹誌−vo l 、 J
64−A A 2により明らかにされている。
nusoi−dal Modeling:複合正弦波モ
デル)音声分析により音声信号の擬フォルマント情報を
抽出し、これを合成側に伝送して、この[7オルマント
情報(CSMパラメータ)から独特の03M音声合成手
段を用いて音声を再現させる擬フォルマ/ト型ボコーダ
は、嵯峨山氏らの論文″複合正弦波モデルによる音声ス
ペクトルの分析”電子通信学曹誌−vo l 、 J
64−A A 2により明らかにされている。
この飛フォルマント型ボコーダは、後述するように、合
成側に伝送されるパラメータによって帯域特性が指定さ
れるような帯域フィルタを含まず1、 こ
のために伝送苗根に誤りが生じても不安定に陥ることが
ないために、とくに伝送路の誤り率の劣化に対して強い
耐性を有している。しかしながら、誤り率が問題になら
ないような動作環境の場合には、同じ程度の情報量を用
いて構成されたLPC音声合成方式による再生音声に対
して音質がやや劣るといち欠点を有しいる。
成側に伝送されるパラメータによって帯域特性が指定さ
れるような帯域フィルタを含まず1、 こ
のために伝送苗根に誤りが生じても不安定に陥ることが
ないために、とくに伝送路の誤り率の劣化に対して強い
耐性を有している。しかしながら、誤り率が問題になら
ないような動作環境の場合には、同じ程度の情報量を用
いて構成されたLPC音声合成方式による再生音声に対
して音質がやや劣るといち欠点を有しいる。
(発明の目的)
本発明の目的は、伝送路の誤り率が良好な場合に、より
高度の音声品質が得られるLPC音声合成方式と、誤り
率の劣化に対してより高い耐性をもつCSM音声合成方
式の両者の特徴を併せもつ擬フォルマント型ボコーダを
提供するにある。
高度の音声品質が得られるLPC音声合成方式と、誤り
率の劣化に対してより高い耐性をもつCSM音声合成方
式の両者の特徴を併せもつ擬フォルマント型ボコーダを
提供するにある。
(発明の構成)
本発明のボコーダは、入力音声信号のCSM分析によっ
て抽出されるCSMパラメータ情報を伝送する送信側と
、前記伝送路を介して伝送された前記CSMパラメータ
情報の指定する各周波数に設定される複数の位相リセッ
ト機能付可変周波数発掘器とこれに対応して前記発振器
の出力を伝送された前記CSMパラメータ情報の指定す
る各強度に設定する複数の可変利得増幅器と前記複数の
増幅器の合成出力に演算する可変長窓関数発生器と乱数
発生器とを備え有声音合成時にはピッチ周期に対応して
前記各発振器の位相リセットを行ないまた無声音合成時
には前記乱数発生器の出力より算出される周、uJ3に
対応して前記各発振器の位相リセ、ットを行ないまた前
記窓関数発生器の動作を前記位相リセットの動作と同期
せしめるようにして03M音声合成を行なうCSM合成
手段と、伝送された前記CSMパラメータ情報をLPC
パラメータ情報に変声しこれを用いてLPC音声合成を
行なうLPC合成手段と、前記CSM合成手段の出力と
前記LPC合成手段の出力とを前記伝送路の伝送品質に
対する評価に従って可変荷重合成するようにした可変荷
重合成手段とを含む受信側とを有する。
て抽出されるCSMパラメータ情報を伝送する送信側と
、前記伝送路を介して伝送された前記CSMパラメータ
情報の指定する各周波数に設定される複数の位相リセッ
ト機能付可変周波数発掘器とこれに対応して前記発振器
の出力を伝送された前記CSMパラメータ情報の指定す
る各強度に設定する複数の可変利得増幅器と前記複数の
増幅器の合成出力に演算する可変長窓関数発生器と乱数
発生器とを備え有声音合成時にはピッチ周期に対応して
前記各発振器の位相リセットを行ないまた無声音合成時
には前記乱数発生器の出力より算出される周、uJ3に
対応して前記各発振器の位相リセ、ットを行ないまた前
記窓関数発生器の動作を前記位相リセットの動作と同期
せしめるようにして03M音声合成を行なうCSM合成
手段と、伝送された前記CSMパラメータ情報をLPC
パラメータ情報に変声しこれを用いてLPC音声合成を
行なうLPC合成手段と、前記CSM合成手段の出力と
前記LPC合成手段の出力とを前記伝送路の伝送品質に
対する評価に従って可変荷重合成するようにした可変荷
重合成手段とを含む受信側とを有する。
(原理)
次に、本ボコーダの成立に重要な関係を有する03M音
声分析合成の原理について説明する。
声分析合成の原理について説明する。
CSMとは、音声信号をJ辰11@と周波数とを自由に
選べるパラメータとしてもつ特定の個数の正弦波の和と
して、表現するものである。この正弦波の1固数として
は高々4〜6個の予め定めた数が用いられる。
選べるパラメータとしてもつ特定の個数の正弦波の和と
して、表現するものである。この正弦波の1固数として
は高々4〜6個の予め定めた数が用いられる。
従って08M音声合成を行なう場合には、まず音声信号
をcsM皆声音声により、予め定められだ個数の正弦波
の和として表現する必要がある。
をcsM皆声音声により、予め定められだ個数の正弦波
の和として表現する必要がある。
CSM音声分析については後に詳述することとし、ここ
ではその要点のみを説明する。
ではその要点のみを説明する。
CSM分析においてもLPC分析の場合と同様に、位相
情報の無視、音源の影響の平均化、雑音成分による不安
定性の回避等を目的に、中間パラメータとして自己相関
係数を使用する。
情報の無視、音源の影響の平均化、雑音成分による不安
定性の回避等を目的に、中間パラメータとして自己相関
係数を使用する。
すなわち、CSM分析は、各分析フレーム毎に表現され
るべき音声波形から直接算出される標本自己相関係数の
低次のタップのN個を、合成波の自己相関係数の低次の
タップのN個と一致するように、合成すべき各正弦波の
周波数およびその強度(tカ振幅)を決定することであ
る。
るべき音声波形から直接算出される標本自己相関係数の
低次のタップのN個を、合成波の自己相関係数の低次の
タップのN個と一致するように、合成すべき各正弦波の
周波数およびその強度(tカ振幅)を決定することであ
る。
今、合成すべき正弦波の個数をルとし、各正弦波の角周
波数をω<(i=1.2.・・・rL)、各正弦波の強
度をmi とすると、CSMの合成波’It は、
となるが、このタップLの自己相「周係故rtはωi
、miを用いて容易に表わされ、でちる。
波数をω<(i=1.2.・・・rL)、各正弦波の強
度をmi とすると、CSMの合成波’It は、
となるが、このタップLの自己相「周係故rtはωi
、miを用いて容易に表わされ、でちる。
一方、表現されるべき音声波形のサンプルをX。
とすると、ある7レームにおけるタップtの標本自己相
関係数01は として与えられる。
関係数01は として与えられる。
但し、Mは1分析フレームにおけるテンプル数である。
さて、CSM分析においては、上述のrtが、与えられ
たUtと低次のN個について等しくなるように各町、ω
イの値を決定することである。
たUtと低次のN個について等しくなるように各町、ω
イの値を決定することである。
すなわち、
γt=υt:但し、/、=0.1,2.・・・Nが成立
するようにmi、ω(の値を決定することである。
するようにmi、ω(の値を決定することである。
この具体的な方法については後に詳述するととくして、
ここでは・、上述の九個の正弦波の77L(およびωi
が、与えられた音声信号に応答して各分析フレームごと
に次次に得られるものとする。
ここでは・、上述の九個の正弦波の77L(およびωi
が、与えられた音声信号に応答して各分析フレームごと
に次次に得られるものとする。
こうして得られたCSMパラメータ町、 +41 (K
よる音声特徴ベクトルパターンの一例を第1図に示す。
よる音声特徴ベクトルパターンの一例を第1図に示す。
また、分析フレームの窓長を30yylSECとして分
析した9次(N=9)のCSM(正弦波の個数ル=5)
ラインスペクトルと同一の音声サンプルよ抄求めた9次
LPCスペクトル包絡(LPC合成フィルタの周波数伝
送特性)との対応例を第2図に示す。
析した9次(N=9)のCSM(正弦波の個数ル=5)
ラインスペクトルと同一の音声サンプルよ抄求めた9次
LPCスペクトル包絡(LPC合成フィルタの周波数伝
送特性)との対応例を第2図に示す。
なお、上述の次数Nと、正弦波の個数ルとの間には後述
するように N=2ルー1 力関係がある。
するように N=2ルー1 力関係がある。
これらの図より、CSMは表現すべき原音声の特徴を抽
出した情報を含んでいることが窺える。
出した情報を含んでいることが窺える。
しかしながら、こうしてCSM分析の結果得られた九個
の町、ωiの値を用いて、この町、ωiで指定される強
度(実際の振幅は前述のようにpq)および角周波数を
もつ九個の正弦波を作り、これを単純に加算合成しただ
けでは、人間の耳には、単に正弦波が合成された音とし
て聞える程度で、もとの音声を再現するという目的は殆
んど達成できない。
の町、ωiの値を用いて、この町、ωiで指定される強
度(実際の振幅は前述のようにpq)および角周波数を
もつ九個の正弦波を作り、これを単純に加算合成しただ
けでは、人間の耳には、単に正弦波が合成された音とし
て聞える程度で、もとの音声を再現するという目的は殆
んど達成できない。
これは、正弦波を単純加算しても、発生された信号のス
ペクトルは、離散化された九個の線スペクトルに過ぎず
、一方、音声信号のスペクトルは連続的なスペクトル包
絡を有し、さらにまた、有声音ではピッチ構造で表現さ
れ、また無声音では確率過程で表現される微細なスペク
トル構造を合せもっていて、”i”純加算したCSMと
音響信号とはスペクトル構造が全く異なっていることに
起因すると考えられる。
ペクトルは、離散化された九個の線スペクトルに過ぎず
、一方、音声信号のスペクトルは連続的なスペクトル包
絡を有し、さらにまた、有声音ではピッチ構造で表現さ
れ、また無声音では確率過程で表現される微細なスペク
トル構造を合せもっていて、”i”純加算したCSMと
音響信号とはスペクトル構造が全く異なっていることに
起因すると考えられる。
そこで、CSMを用いて音声を合成するには、イ町らか
の方法を用いて?・、!スペクトルを連続的なスペクト
ルへ拡散することが心安となる。つまりCSMf声合成
とは、第1F4、第21で足場れるような線スペクトル
で表現された音声粘気ベクトルパターンから音声スペク
トルパターンを発生させることと考えることができる。
の方法を用いて?・、!スペクトルを連続的なスペクト
ルへ拡散することが心安となる。つまりCSMf声合成
とは、第1F4、第21で足場れるような線スペクトル
で表現された音声粘気ベクトルパターンから音声スペク
トルパターンを発生させることと考えることができる。
本発11においては、08M音声合成において上述のス
ペクトル城散を行なうために、以下のような手法を用い
る。
ペクトル城散を行なうために、以下のような手法を用い
る。
すなわち、有声音は明確なピッチ構造を有するため、ギ
T述のようK L、て指ずされるrt個の咎正弦波を、
このピッチ+Gl 、111jごとに位相のリセットを
行なう。これにより、1♂G単にスペクトル包絡の発生
とピッチの0< 1M1Jスペクトルに+94の発生と
が可能になる。
T述のようK L、て指ずされるrt個の咎正弦波を、
このピッチ+Gl 、111jごとに位相のリセットを
行なう。これにより、1♂G単にスペクトル包絡の発生
とピッチの0< 1M1Jスペクトルに+94の発生と
が可能になる。
さらにまた、実にイレリの説明においで詳述するような
荷味の時間窓処理を上述の位相リセット波形に癩すこと
により位相リセット時における合成成形の不1ダ続性を
除き、廿P’波形のもつ連続性をn(保している。
荷味の時間窓処理を上述の位相リセット波形に癩すこと
により位相リセット時における合成成形の不1ダ続性を
除き、廿P’波形のもつ連続性をn(保している。
以上の実施により第2図に示したCSMのラインスペク
トルは、第3図(A)に示されるように拡散され、スペ
クトル包絡とピッチの截細構造とを有するスペクトルに
変化し、聴覚的にも充分実用に耐える音質が得られるこ
とが実験結果明らかとなっている。
トルは、第3図(A)に示されるように拡散され、スペ
クトル包絡とピッチの截細構造とを有するスペクトルに
変化し、聴覚的にも充分実用に耐える音質が得られるこ
とが実験結果明らかとなっている。
なお参考のため、上述の処理を行なわず単純加算をした
だけのCSMのスペクトルを第3図(B)に示す。前述
のように、このようなスペクトルをもつ波形では聴覚的
には単に正弦波が合成された背として聞える程度で、音
声を再現するという目的は殆んど達成されない。
だけのCSMのスペクトルを第3図(B)に示す。前述
のように、このようなスペクトルをもつ波形では聴覚的
には単に正弦波が合成された背として聞える程度で、音
声を再現するという目的は殆んど達成されない。
以上は有声音の場合であるが、無声音の場合には以下の
ように行なう。すなわち、上述の有声音の場合に、ピッ
チ周期毎に行なった位相のリセットと特殊の時間窓処理
とを、無声音の場合にはピッチ周jtlJのかわりに、
確率過程としてランダムに発生するパルスを用い、この
パルスの発生時点ごとに上述の処理を実施するようにす
る。
ように行なう。すなわち、上述の有声音の場合に、ピッ
チ周期毎に行なった位相のリセットと特殊の時間窓処理
とを、無声音の場合にはピッチ周jtlJのかわりに、
確率過程としてランダムに発生するパルスを用い、この
パルスの発生時点ごとに上述の処理を実施するようにす
る。
以上の手法を用いることによ抄聴覚的に充分実用に耐え
るCSM音声付成全行なうことができる。
るCSM音声付成全行なうことができる。
なお、以上の08M音声合成はフィルタを用いない合成
法であるため、合成側の安定性に対する考慮を必要とし
ない。このため、m(、ωiの情報を合成側に伝送し、
合成側で上述の08M音声合成により音声を再現するよ
うな通信手段に用いる場合に、伝送路の品質が比較的劣
悪で伝送途中でエラーを発生するような場合にもエラー
に対する耐性が強く、比較的良好な音質を保持するとい
う特徴がある。
法であるため、合成側の安定性に対する考慮を必要とし
ない。このため、m(、ωiの情報を合成側に伝送し、
合成側で上述の08M音声合成により音声を再現するよ
うな通信手段に用いる場合に、伝送路の品質が比較的劣
悪で伝送途中でエラーを発生するような場合にもエラー
に対する耐性が強く、比較的良好な音質を保持するとい
う特徴がある。
しかしながら一方、エラーの少ない場合には、同程度の
情報量を用いたL P C)<ラメータによる音声合成
に対して音質がやや劣るという欠点がある。
情報量を用いたL P C)<ラメータによる音声合成
に対して音質がやや劣るという欠点がある。
そこで本ボコーダにおいては、合成側において、LPC
パラメータによる音声合成を行なうLPC音声合成手段
と、上に述べた08M音声合成手段と、上に述べた08
M音声合成手段との両手段を別に設けておき、両者の出
力を伝送路の品質評価に従りて可変荷重合成を行なう。
パラメータによる音声合成を行なうLPC音声合成手段
と、上に述べた08M音声合成手段と、上に述べた08
M音声合成手段との両手段を別に設けておき、両者の出
力を伝送路の品質評価に従りて可変荷重合成を行なう。
これにより伝送路品質が非常に良好な場合には、LPC
音声合成手段の出力が用いられ、また伝送路の品質が非
常に悪い場合には08M音声合成手段の出力が用いられ
るようにし、この中間の遷移領域においては両者の間で
連続的な移行が行なわれるようにし、これによってかな
り異質の音質を有するLPC合成音からCSM合成音へ
の突然の切替に伴なう不自然さを除くようにしている。
音声合成手段の出力が用いられ、また伝送路の品質が非
常に悪い場合には08M音声合成手段の出力が用いられ
るようにし、この中間の遷移領域においては両者の間で
連続的な移行が行なわれるようにし、これによってかな
り異質の音質を有するLPC合成音からCSM合成音へ
の突然の切替に伴なう不自然さを除くようにしている。
また回線品質に対する評価としては、後述するように0
8M音声合成手段の出力とLPC音声合成手段の出力と
の比を用いているが、これは伝送路の品質が劣化してエ
ラーが増しても前者は殆んど影響を受けないのに、後者
はLPC合成フィルタが不安定となりこのため出力電力
が異常に増加する確率が高くなるという特性を利用した
ものである。
8M音声合成手段の出力とLPC音声合成手段の出力と
の比を用いているが、これは伝送路の品質が劣化してエ
ラーが増しても前者は殆んど影響を受けないのに、後者
はLPC合成フィルタが不安定となりこのため出力電力
が異常に増加する確率が高くなるという特性を利用した
ものである。
(実施例)
次に本発明を実施例を用いて詳7別に説明する。
第4図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
本実施例は、第4図に示すように、CSM分析部2およ
びコーダ部3を含む送信側1と、デコーダ部5、CSM
合成部6、CSM/LPCパラメータ変換部7、LPC
合成合成部上び可変荷重合成部9を含む受信側4とから
構成されている。
びコーダ部3を含む送信側1と、デコーダ部5、CSM
合成部6、CSM/LPCパラメータ変換部7、LPC
合成合成部上び可変荷重合成部9を含む受信側4とから
構成されている。
入力音声信号はライン1000を介して送信側lK大入
力れ、送信側1から伝送路3000を介して受信側4に
伝送され、受信側4からライン9000を介して出力音
声信号として出力される。
力れ、送信側1から伝送路3000を介して受信側4に
伝送され、受信側4からライン9000を介して出力音
声信号として出力される。
前記CSM分析部2は第5図に示すように、さらにA/
D変換器20工、ハミング窓処理器202゜自己相関係
数計測器203、CSM分析器204およびピッチ・V
/UV分析器205を含む。
D変換器20工、ハミング窓処理器202゜自己相関係
数計測器203、CSM分析器204およびピッチ・V
/UV分析器205を含む。
また前記CSM合成部6は、第6図に示すように、ル個
の位相リセット機能付可変周波数発振器60i−i〜6
01−ル、ル個の可変利得増幅器602−1〜602−
ル、7JI]37.合成器603、乗算器604、乗1
5605、V/UV 切un606、可変長窓関数発生
器607、周期算出器608および乱数発生器609を
含む。
の位相リセット機能付可変周波数発振器60i−i〜6
01−ル、ル個の可変利得増幅器602−1〜602−
ル、7JI]37.合成器603、乗算器604、乗1
5605、V/UV 切un606、可変長窓関数発生
器607、周期算出器608および乱数発生器609を
含む。
さらにまた、前it: CS M / L P Cパラ
メータ変換部7は、第7図に示すように、CSMパラメ
ータ/自己相関系8変鵡部701および自己相関係数/
LPCパラメータ変換器702を含み、また前記LPC
合成部8は、第8図に示すようにLPC合成フィルタ8
01、パルス発振器802、V/UV切替器803、電
力制御器804および雑音発生器805を含んでいる。
メータ変換部7は、第7図に示すように、CSMパラメ
ータ/自己相関系8変鵡部701および自己相関係数/
LPCパラメータ変換器702を含み、また前記LPC
合成部8は、第8図に示すようにLPC合成フィルタ8
01、パルス発振器802、V/UV切替器803、電
力制御器804および雑音発生器805を含んでいる。
最後に前記可変荷重合成部9は第9図に示すように、一
時メモリ901,904、電力算出器902゜905、
乗算器903,906、ウェイト算出器907および加
算合成器908を含んでいる。
時メモリ901,904、電力算出器902゜905、
乗算器903,906、ウェイト算出器907および加
算合成器908を含んでいる。
さて、本実施例の動作は下記の通りである。伝送される
べき音声波形は、入力ライン1000を介して、A/D
変換器201に供給され、(第5図)、ここで振幅およ
び時間軸が量子化されたディジタルデータに変換され、
この出力はそれぞれ、ハミング窓処理器202およびピ
ッチ・V/UV分析器205に供給される。ハミング窓
処理器202に供給されたディジタルデータは、予め定
めら九ている17レームごとに公知のハミング窓関数に
よる荷重乗算がなされ、各フレームのデータごとに自己
相関係数計測器203に供給される。
べき音声波形は、入力ライン1000を介して、A/D
変換器201に供給され、(第5図)、ここで振幅およ
び時間軸が量子化されたディジタルデータに変換され、
この出力はそれぞれ、ハミング窓処理器202およびピ
ッチ・V/UV分析器205に供給される。ハミング窓
処理器202に供給されたディジタルデータは、予め定
めら九ている17レームごとに公知のハミング窓関数に
よる荷重乗算がなされ、各フレームのデータごとに自己
相関係数計測器203に供給される。
自己相関係数計測器203は、こうして入力された各フ
レームのデータごとに、前述した下記の演算から低位の
N個の自己相関係数vt (但しt=1.2.・・・
、N) ’5−求める。
レームのデータごとに、前述した下記の演算から低位の
N個の自己相関係数vt (但しt=1.2.・・・
、N) ’5−求める。
すなわち、17レ一ム分のデータをXc (但しt=o
、 i 、・・・、M−1)とすると、の演算処理を
行なうことにより、N個の各U1を求める。
、 i 、・・・、M−1)とすると、の演算処理を
行なうことにより、N個の各U1を求める。
こうして求められた各フレームごとの111の組を次の
CSM分析冊204に供給するとともに、レームにおけ
る電力情報としてコーダ部3に供給する。
CSM分析冊204に供給するとともに、レームにおけ
る電力情報としてコーダ部3に供給する。
さて、上述の各フレームごとの自己相関係数νtの組の
供給を受は九〇SM分析器204は、後に詳述する演痺
を行なうことによって対応するフレームのCSMのル個
の各正弦波の強度および角周波数を指定する町、ωi(
但しi=1.z、・・・r&)の組を決定し、これをコ
ーダ部3に哄姶する。
供給を受は九〇SM分析器204は、後に詳述する演痺
を行なうことによって対応するフレームのCSMのル個
の各正弦波の強度および角周波数を指定する町、ωi(
但しi=1.z、・・・r&)の組を決定し、これをコ
ーダ部3に哄姶する。
また、A/D変換器201から原音声信号のディジタル
データの供給を受けたピッチ・V/UV分析器205は
、ピッチ周期と、有声音(V)/無声音(UV)に1関
する情報を抽出してコーダ部3に供給する。
データの供給を受けたピッチ・V/UV分析器205は
、ピッチ周期と、有声音(V)/無声音(UV)に1関
する情報を抽出してコーダ部3に供給する。
さて、以上の各信号の供給を受けたコーダ部3は、これ
らの信号を、受信側に督ける合部が容易に行なえ、また
場末された音質と伝送路の猷送容量とに見合った粗さで
符号化合成し、云送路3000を介して受信側4 <l
c低伝送る。
らの信号を、受信側に督ける合部が容易に行なえ、また
場末された音質と伝送路の猷送容量とに見合った粗さで
符号化合成し、云送路3000を介して受信側4 <l
c低伝送る。
さて、受信lt1!14においては、こうして伝送され
た信号を、夷4図に示すようにデコーダ部5において受
信し、送信側1のコーダ部3の入力側に供給された各1
コ1の信号を分雅し、これら・の信号をそれぞれCSM
合成部6およびCSM/LPCパラメータ変換部7に供
給する。
た信号を、夷4図に示すようにデコーダ部5において受
信し、送信側1のコーダ部3の入力側に供給された各1
コ1の信号を分雅し、これら・の信号をそれぞれCSM
合成部6およびCSM/LPCパラメータ変換部7に供
給する。
CSM合成部6(第6図)においては、デコーダ部5か
ら供給されるC8Nのル個の6波の角周波数を指定する
ωi(ω1〜ωル)は、ル個の位相リセット機能付可変
周波数発振器601−1〜601−ルの周波数制御入力
端子に加えられ、これら発振器の出力角周波数を指定さ
れた角周波数ωl〜ωルに設定する。またCSMのrL
I間の6波の強度(電力振l@)を指定するパラメータ
ー〜n’Lnは前記が個の可変利得増幅器602−1〜
602−rLの利得制御端子に供給され、これによって
各周波数の発掘電力が指定された値になるよう((制御
する。
ら供給されるC8Nのル個の6波の角周波数を指定する
ωi(ω1〜ωル)は、ル個の位相リセット機能付可変
周波数発振器601−1〜601−ルの周波数制御入力
端子に加えられ、これら発振器の出力角周波数を指定さ
れた角周波数ωl〜ωルに設定する。またCSMのrL
I間の6波の強度(電力振l@)を指定するパラメータ
ー〜n’Lnは前記が個の可変利得増幅器602−1〜
602−rLの利得制御端子に供給され、これによって
各周波数の発掘電力が指定された値になるよう((制御
する。
こうして得られたル個の出力は、加算合成S 603に
おいて加算合成が行なわれた後、次の乗算器604に供
給さ7する。
おいて加算合成が行なわれた後、次の乗算器604に供
給さ7する。
さて、デコーダ部5で分離されたピッチ周平Jデータと
、v/[JV情報(有声音/無声音情報)とは、ぞれぞ
れ、V/UV切替器606に供給される。
、v/[JV情報(有声音/無声音情報)とは、ぞれぞ
れ、V/UV切替器606に供給される。
一方、乱’l’を発生器609で発生された乱数が、周
wJ算出器608に供給され、ここで乱数の分布幅およ
びその下限値が特定の値になるように変換され、無声音
時の位相リセット時間間隔を決定するデータ列としてV
/UV切替器206に供給される。
wJ算出器608に供給され、ここで乱数の分布幅およ
びその下限値が特定の値になるように変換され、無声音
時の位相リセット時間間隔を決定するデータ列としてV
/UV切替器206に供給される。
かくして、前述のV/UV情報が有声音Cつを指定する
場合には、切替器606は、前述のピッチ周期データ側
を選択し、これを可変長宮rlA数発生器607に供給
する。またもし前述のV/U V情報が無声音(UV)
を指定する場合には、切替器606は、前述の周期算出
器608の出力の確率過程で発生するランダムな時間間
隔を表わすデータ側を選択し、これを上述のピッチ周期
を表わすディジタルデータ列のかわりに、窓関数発生器
607に供給する。
場合には、切替器606は、前述のピッチ周期データ側
を選択し、これを可変長宮rlA数発生器607に供給
する。またもし前述のV/U V情報が無声音(UV)
を指定する場合には、切替器606は、前述の周期算出
器608の出力の確率過程で発生するランダムな時間間
隔を表わすデータ側を選択し、これを上述のピッチ周期
を表わすディジタルデータ列のかわりに、窓関数発生器
607に供給する。
さて、窓関数発生器607は、前述の位相リセットによ
って出力波形に生ずる不連続を除き、音声波形のもつ連
続性を確保する窓間数を発生するためのもので、またさ
らにこの窓関数と密接な時間関係を有する位相リセット
用パルスをも発生する。
って出力波形に生ずる不連続を除き、音声波形のもつ連
続性を確保する窓間数を発生するためのもので、またさ
らにこの窓関数と密接な時間関係を有する位相リセット
用パルスをも発生する。
前述のように、窓r′A故発生器607には、切替器6
06を介して、C(次の位相リセット用パルス間の間隔
を指定す、るデータ列が入力されるが、窓間数発生器6
07は、このデータで指定される時間間隔を有するイン
パルスを次次に祐生し、これをライン6071を介して
位相リセット機能付可変周波数発振器601−1〜60
ト4の位相リセット喘子に供給し、これによってこれら
発揚器の位相リセットを行なう。
06を介して、C(次の位相リセット用パルス間の間隔
を指定す、るデータ列が入力されるが、窓間数発生器6
07は、このデータで指定される時間間隔を有するイン
パルスを次次に祐生し、これをライン6071を介して
位相リセット機能付可変周波数発振器601−1〜60
ト4の位相リセット喘子に供給し、これによってこれら
発揚器の位相リセットを行なう。
さて、窓関数発生器607は上述の位相リセットパルス
の発生と同期して下記のような可変長の窓関数W(3:
)を発生ずる。
の発生と同期して下記のような可変長の窓関数W(3:
)を発生ずる。
すなわち、入力されたデータにより指定されたその時点
における位相リセット用パルス間(rfj隔の値をTと
し、前の位相リセット用パルスが発生してからの経過時
間をXとすると w(x) = 0.5 + 0.5 cm (E −)
但し o < x < ′r で表わされるような窓関数を発生する。この窓関数W(
工)を第10図(A)に示す。上述のTの値は、有声音
の場合にはピッチ周期を表わし、無声音の場合には確率
過程で発生する変数を表わすので、いずれの場合にも時
間とともに変化する。従ってこの窓関数”(x)は可変
長であり、上述の位相リセット用パルスの発生と第10
図(B)に示すような相対時間関係で同期している(窓
関数の開始時点および終止時点が位相リセット用パルス
の発生時点とほぼ一致している)。
における位相リセット用パルス間(rfj隔の値をTと
し、前の位相リセット用パルスが発生してからの経過時
間をXとすると w(x) = 0.5 + 0.5 cm (E −)
但し o < x < ′r で表わされるような窓関数を発生する。この窓関数W(
工)を第10図(A)に示す。上述のTの値は、有声音
の場合にはピッチ周期を表わし、無声音の場合には確率
過程で発生する変数を表わすので、いずれの場合にも時
間とともに変化する。従ってこの窓関数”(x)は可変
長であり、上述の位相リセット用パルスの発生と第10
図(B)に示すような相対時間関係で同期している(窓
関数の開始時点および終止時点が位相リセット用パルス
の発生時点とほぼ一致している)。
こうして発生された窓関数は、ライン6072を介して
、乗算器604に供給される。この結果、乗算器604
において、加算合成器603で合成された各位相リセッ
ト用パルスごとに位相リセットされるn個の正弦波と、
各位相リセット用パルスに同期して発生される上述の窓
間aWtよ)との積が得られる。こうして得られる波形
は、各正弦波が、位相リセットされる直前で窓関数W(
2)の乗算により連続的KOに収束さ、れており、また
位相リセット時点では各正弦波はOから立ち上るように
しているので波形の連続性が確保され、かくして窓間数
唱、)の乗算により位相リセット波形に生ずる不連続性
を除くことができる。
、乗算器604に供給される。この結果、乗算器604
において、加算合成器603で合成された各位相リセッ
ト用パルスごとに位相リセットされるn個の正弦波と、
各位相リセット用パルスに同期して発生される上述の窓
間aWtよ)との積が得られる。こうして得られる波形
は、各正弦波が、位相リセットされる直前で窓関数W(
2)の乗算により連続的KOに収束さ、れており、また
位相リセット時点では各正弦波はOから立ち上るように
しているので波形の連続性が確保され、かくして窓間数
唱、)の乗算により位相リセット波形に生ずる不連続性
を除くことができる。
不連続性を除かれた乗算器604の出力は、次の乗算器
605に供給され、ここで、デコーダ部5によりて分離
された各フレームの電力情報υ0によって荷重され、C
SM合成部6からの合成音声としてライン6000を介
して可変荷重合成部9へ供給される。
605に供給され、ここで、デコーダ部5によりて分離
された各フレームの電力情報υ0によって荷重され、C
SM合成部6からの合成音声としてライン6000を介
して可変荷重合成部9へ供給される。
さて、一方CSM/LPCパラメータ変換部7(第7図
)においては、デコーダ部5から供給されるC5Mのn
個の各角周波数を指定するω4(i=1〜rL)および
九個の6波の強度(電力振幅)を指定するパラメータr
ni (i=1〜ル)はCSMパラメータ/自己相関係
数変換器701に供給され、ここで自己相関係数に変換
される。
)においては、デコーダ部5から供給されるC5Mのn
個の各角周波数を指定するω4(i=1〜rL)および
九個の6波の強度(電力振幅)を指定するパラメータr
ni (i=1〜ル)はCSMパラメータ/自己相関係
数変換器701に供給され、ここで自己相関係数に変換
される。
すなわち、上述のように指定されたCSMのn個の正弦
波の合成波形のタップtの自己相関係数をrl とする
と、γtは供給されたパラメータωimi を用いて rt= 、己1°′asLQ)4 但し t=1.2.・・・、N の演算により、容易に求めるどとができる。
波の合成波形のタップtの自己相関係数をrl とする
と、γtは供給されたパラメータωimi を用いて rt= 、己1°′asLQ)4 但し t=1.2.・・・、N の演算により、容易に求めるどとができる。
こうして求められた自己相関係数の組は、次の自己相関
係数/LPCパラメータ変換器702に供給さ□れ、こ
こでよく知られた手法によりLPCパラメータに変換さ
れてLPC合成部8に供給される。
係数/LPCパラメータ変換器702に供給さ□れ、こ
こでよく知られた手法によりLPCパラメータに変換さ
れてLPC合成部8に供給される。
LPCパラメータα((i=1.・・・N)は例えば、
Durbin (ダービン)の方法を用いて下式を解く
ことにより容易に求めることができる。
Durbin (ダービン)の方法を用いて下式を解く
ことにより容易に求めることができる。
LPC合成部8(第8図)においては、供給されたLP
Cパラメータα、(i=1.2.・・・N)はLPC合
成フィルタ801の定数として設定される。
Cパラメータα、(i=1.2.・・・N)はLPC合
成フィルタ801の定数として設定される。
一方デコーダ部5で分離されたピッチ周期データはパル
ス発掘器802に供給され、この出力パルスの周期を指
定されたピッチ周期になるように制御する。
ス発掘器802に供給され、この出力パルスの周期を指
定されたピッチ周期になるように制御する。
また、v/Uv情報(有声音/無声音情報)はV/UV
切替器803に切替制御信号として供給され、有声音間
の場合には切替器803がパルス発振器802の出力側
を選択し、無声音(UV )の場合には切替器803が
雑音発生器805の出力側を選択するように制御する。
切替器803に切替制御信号として供給され、有声音間
の場合には切替器803がパルス発振器802の出力側
を選択し、無声音(UV )の場合には切替器803が
雑音発生器805の出力側を選択するように制御する。
かくして選択された切替器803の出力は電力’+UI
J御器804に供給され、ここでデコーダ刑5によって
分離された電力情報vo によって電力制御を受けた後
にLPC合成フィルタ801に対する駆動信号として供
給される。
J御器804に供給され、ここでデコーダ刑5によって
分離された電力情報vo によって電力制御を受けた後
にLPC合成フィルタ801に対する駆動信号として供
給される。
以上によりLPC合成フィルタ801は音声信号を合成
し、合成された信号は、LPC合成部8からの合成音声
信号としてライン8000を介して可変荷重合成部9へ
供給される。
し、合成された信号は、LPC合成部8からの合成音声
信号としてライン8000を介して可変荷重合成部9へ
供給される。
ざて、CSM合成−R6訃よびLPC合成部8からライ
ン6000およびライン8000を介して、それぞれの
合成音声信号の供給を受けた可変荷重合成部9(第9図
)は、両者からの入力音声信号を以下に示すようにして
合成する。
ン6000およびライン8000を介して、それぞれの
合成音声信号の供給を受けた可変荷重合成部9(第9図
)は、両者からの入力音声信号を以下に示すようにして
合成する。
まず、それぞれの入力音声信号は、電力算出器902お
よび905に供給される。これによって、それぞれの信
号の刻々の電力(適用な窓関数を乗じて得られる電力)
が計測された電力はウェイト算出器907に供給される
。ウェト算出器907において両者の電力の比によって
定まる一荷重信号すなわちウェイトWc5M およびウ
ェイトWLPCが生成され、それぞれ乗算器903およ
び乗算器906に供給される。
よび905に供給される。これによって、それぞれの信
号の刻々の電力(適用な窓関数を乗じて得られる電力)
が計測された電力はウェイト算出器907に供給される
。ウェト算出器907において両者の電力の比によって
定まる一荷重信号すなわちウェイトWc5M およびウ
ェイトWLPCが生成され、それぞれ乗算器903およ
び乗算器906に供給される。
一方、それぞれの前記入力音声信号は、一時メモリ90
1および一時メモ!j 904を介してそれぞれ前述の
乗算器903および乗5T器906のもう一方の入力と
して供給される。一時メモ’J 901および一時メモ
リ904は、それぞれの信号の遅延時間を詞整し、両者
の遜延時間の差をなくして合成時の不自然さを除くため
のものである。
1および一時メモ!j 904を介してそれぞれ前述の
乗算器903および乗5T器906のもう一方の入力と
して供給される。一時メモ’J 901および一時メモ
リ904は、それぞれの信号の遅延時間を詞整し、両者
の遜延時間の差をなくして合成時の不自然さを除くため
のものである。
さて、遅延補正がなされたそれぞれの信号は、乗算器9
03および乗算器906において、前述のウェイ) W
CSMおよびWLPCによってそれぞれ荷重乗n<重み
づけ)が施こされた後、加算器908において加算合成
が行なわれ、出力ライン9000から最終合成音声信号
として出力される。
03および乗算器906において、前述のウェイ) W
CSMおよびWLPCによってそれぞれ荷重乗n<重み
づけ)が施こされた後、加算器908において加算合成
が行なわれ、出力ライン9000から最終合成音声信号
として出力される。
以上のような合成法をとることにより、それぞれの入力
音声信号の゛心力比に+、6じて、それぞれの入力信号
に対する荷重(ウェイト)9堝1]卿されて合成される
が、この荷重:viJ御特性の一例を第11図に示す。
音声信号の゛心力比に+、6じて、それぞれの入力信号
に対する荷重(ウェイト)9堝1]卿されて合成される
が、この荷重:viJ御特性の一例を第11図に示す。
すなわち、CSM側電力とLPC側社力との比rが殆ん
ど1に等しい正常な:’r、< 態の場合には、LP
CIIIIIK対するウェイトWLpcは殆んどlとな
り、これに対してCS J!;I 1illlに対する
ウェイ) Wc5M、け殆んど0となる。
ど1に等しい正常な:’r、< 態の場合には、LP
CIIIIIK対するウェイトWLpcは殆んどlとな
り、これに対してCS J!;I 1illlに対する
ウェイ) Wc5M、け殆んど0となる。
伝送路の倶り率が劣化して、前述のようにLPC側の電
力が増加し両者の比が小さくなると、WLPCは、1か
ら除々に減小し、Wc5Mは0がら除々に増大する。か
くして、LPC側のL1カがCSM(l’!11の電力
に対して4倍程度に増大した状態(r中0.25)では
、ウェイ) WLPCおよびWc5yは殆んど相等しく
0.5として合成される。
力が増加し両者の比が小さくなると、WLPCは、1か
ら除々に減小し、Wc5Mは0がら除々に増大する。か
くして、LPC側のL1カがCSM(l’!11の電力
に対して4倍程度に増大した状態(r中0.25)では
、ウェイ) WLPCおよびWc5yは殆んど相等しく
0.5として合成される。
さらに、誤り率が劣化して、LPC側の電力が大きくな
ると、Wc5Mは殆んど1となりWLpcは殆んどOと
なる。
ると、Wc5Mは殆んど1となりWLpcは殆んどOと
なる。
以上のようにして、伝送路の状態が良好でエラーが無い
場合には、より音質の良いLPC祈声合成による出力が
用いられ、伝送路の状態が劣化して多くのエラーが発生
する場合にはエラーに対する耐性の強いCS M音声合
成にょる出力が用いられる。そして中間の遷移領輸ζに
おいては両者の合成に対するウェイトが連続的にi(K
化して一方から他方に8行するようにし、これによって
異質の音質を有する両合成方式の出力の急jg!(7よ
切替に1半なう不自然さをなくすようにしている。
場合には、より音質の良いLPC祈声合成による出力が
用いられ、伝送路の状態が劣化して多くのエラーが発生
する場合にはエラーに対する耐性の強いCS M音声合
成にょる出力が用いられる。そして中間の遷移領輸ζに
おいては両者の合成に対するウェイトが連続的にi(K
化して一方から他方に8行するようにし、これによって
異質の音質を有する両合成方式の出力の急jg!(7よ
切替に1半なう不自然さをなくすようにしている。
以J−,述べたように1本実施例によると、送信側にお
いてCSM音声分析により、CSMパラメータ(擬フォ
ルマント情報)を抽出し、これを他の音源情報とともに
符号化して伝送路に送出し、受信側においては、伝送さ
れたC5Mパラメータを用いて直接CSM音声合成を行
なう独特のCSM音声合成部と、伝送されたCSMパラ
メータをいったんLPCパラメータに変換してからLP
C音声合成を行なうLPC音声合成部とを設け、両者の
出力を上述のように可変荷重甘酸することによりそれぞ
れの音声合成方式の俊れた特徴を発揮する飛フォルマン
ト型ボコーダを提供できる。
いてCSM音声分析により、CSMパラメータ(擬フォ
ルマント情報)を抽出し、これを他の音源情報とともに
符号化して伝送路に送出し、受信側においては、伝送さ
れたC5Mパラメータを用いて直接CSM音声合成を行
なう独特のCSM音声合成部と、伝送されたCSMパラ
メータをいったんLPCパラメータに変換してからLP
C音声合成を行なうLPC音声合成部とを設け、両者の
出力を上述のように可変荷重甘酸することによりそれぞ
れの音声合成方式の俊れた特徴を発揮する飛フォルマン
ト型ボコーダを提供できる。
以下、CSM合成部6に用いられている各種回路につい
て説明する。
て説明する。
まず、位相リセット機能付可変周波数発振器6010回
路例を第12図に示す。周波数制御端子6011に加わ
る電圧によって、足斌流源6012および6013に流
れる、容量6014に対する光放延電流値を制御し、こ
れによって発振周波数を可変とする。V点の発振電圧波
形は基準電圧の+Vrと−vrとの間を直線的に上下す
る三角波形となる。
路例を第12図に示す。周波数制御端子6011に加わ
る電圧によって、足斌流源6012および6013に流
れる、容量6014に対する光放延電流値を制御し、こ
れによって発振周波数を可変とする。V点の発振電圧波
形は基準電圧の+Vrと−vrとの間を直線的に上下す
る三角波形となる。
位相リセット端子6015にインパルスをθ■えると、
V点は瞬間的に接地され゛〔、強制的にθ′心位に引き
戻され、そこから発振を再スタートして位相リセットが
行なわれる。このυ点の三角波発振出力を正弦波変換器
6016に入力し正弦波に変換して端子6017より出
力し、これを発振器601の出力として用いる。正弦波
変換器6016は例えばR01■に格納したサイン関数
値を入力波形で読出す等の方法により容易に実現できる
。
V点は瞬間的に接地され゛〔、強制的にθ′心位に引き
戻され、そこから発振を再スタートして位相リセットが
行なわれる。このυ点の三角波発振出力を正弦波変換器
6016に入力し正弦波に変換して端子6017より出
力し、これを発振器601の出力として用いる。正弦波
変換器6016は例えばR01■に格納したサイン関数
値を入力波形で読出す等の方法により容易に実現できる
。
ま7°ここのような位相リセット様能付可変周波数発掘
器は計算器のプログラムを用いて実現することも容易で
ある。
器は計算器のプログラムを用いて実現することも容易で
ある。
次に可変利得増幅器G02の回路fl!Iを甫13図に
示す。増幅すべき信号を端子6021に加え、制御信号
を端子6022に加えることによって負帰還片を制御し
出力端子6023に制御されたJla幅を有する出力を
得る。
示す。増幅すべき信号を端子6021に加え、制御信号
を端子6022に加えることによって負帰還片を制御し
出力端子6023に制御されたJla幅を有する出力を
得る。
またこのほかに、アナログ乗3γ器を用いて実現するこ
ともできるし、またD/A変換器の基準電圧にアナログ
波形入力を用い、ディジタル入力にディジタル省tで表
現された制御情報を用いる等の方法によっても容易に実
現することができる。
ともできるし、またD/A変換器の基準電圧にアナログ
波形入力を用い、ディジタル入力にディジタル省tで表
現された制御情報を用いる等の方法によっても容易に実
現することができる。
次に乱数発生器(409の一回路例を第14図に示す。
15段のシフトレジスタ6091と1個の半加算器60
92とにより2−1の周期を有する15次のM系列の擬
似a!2を発生する。必要な時点でクロック端子609
3にシフトパルスを加えることにより次の乱数1直が・
得られる。。
92とにより2−1の周期を有する15次のM系列の擬
似a!2を発生する。必要な時点でクロック端子609
3にシフトパルスを加えることにより次の乱数1直が・
得られる。。
次に周期嗜−出器608のブロックト′4:七@15図
(A)に示す。これは上述の乱数発生器609から出力
されるOから2−1の1ν1を四に一様に分布している
乱数を、無声音時の位相リセット用パルスの時間間隔を
指定する。fL数として用いるのに遇した分布に変換す
・5もので、定赦呆4>器6081と定赦加pm66o
a2よりなる。これによって、第1511(B)に示す
ように、乱数の分351pA Dと下限個りとをiii
当な(直に義足することができる。
(A)に示す。これは上述の乱数発生器609から出力
されるOから2−1の1ν1を四に一様に分布している
乱数を、無声音時の位相リセット用パルスの時間間隔を
指定する。fL数として用いるのに遇した分布に変換す
・5もので、定赦呆4>器6081と定赦加pm66o
a2よりなる。これによって、第1511(B)に示す
ように、乱数の分351pA Dと下限個りとをiii
当な(直に義足することができる。
次に窓関数発生器607の一実hiリド1jを第16図
に示す。これは、レジスタ6073、プリセット可能な
ダウンカウンタ6074、カウンタ6075、斤把読出
し専用メモ+7 (ROM)6076を含んでいる。
に示す。これは、レジスタ6073、プリセット可能な
ダウンカウンタ6074、カウンタ6075、斤把読出
し専用メモ+7 (ROM)6076を含んでいる。
切替器606から供給された位相リセット用パルス間隔
を指定するデータTは、レジスタ6o73に格納される
。ダウンカウンタ6o74は一定周期の高速クロックC
LKをカウントするカウンタで、まず、レジスタ607
3の内容でをプリセットし、これをクロックCLKを用
いてダウンカウントする。カウンタ6074の内容が0
になると出方端子よりパルスを発生し、これにより再び
レジスタ6073の内容をプリセットしてこの値のダウ
ンカウントを開始する。かくしてダウンカウンタ6o7
4の出力6074−1 にはTK比例した周期(例えば
T/k)?3つパルス列が発生する。このパルス列はカ
ウンタ6o75のクロックとして加えられる。
を指定するデータTは、レジスタ6o73に格納される
。ダウンカウンタ6o74は一定周期の高速クロックC
LKをカウントするカウンタで、まず、レジスタ607
3の内容でをプリセットし、これをクロックCLKを用
いてダウンカウントする。カウンタ6074の内容が0
になると出方端子よりパルスを発生し、これにより再び
レジスタ6073の内容をプリセットしてこの値のダウ
ンカウントを開始する。かくしてダウンカウンタ6o7
4の出力6074−1 にはTK比例した周期(例えば
T/k)?3つパルス列が発生する。このパルス列はカ
ウンタ6o75のクロックとして加えられる。
このクロックで歩進されるカウンタ6o75のカウント
出力6075−1 はROM6076に7 ドL/ス指
定信号として加えられ、そこに書き込まれている窓間数
町よ) のデータを順番に読出してライン6o72に出
力する。カウンタ6o75の内容がkになると、ROM
6076の最後のデータが読出されてライン6071に
リセットパルスを出力する。このリセットパルスは、発
振器601−1〜601−ルの位相リセット用端子に供
給される前述の位相リセット用パルスとして用いられる
とともに、レジスタ6073に次の入力データをセット
するために用いられる。
出力6075−1 はROM6076に7 ドL/ス指
定信号として加えられ、そこに書き込まれている窓間数
町よ) のデータを順番に読出してライン6o72に出
力する。カウンタ6o75の内容がkになると、ROM
6076の最後のデータが読出されてライン6071に
リセットパルスを出力する。このリセットパルスは、発
振器601−1〜601−ルの位相リセット用端子に供
給される前述の位相リセット用パルスとして用いられる
とともに、レジスタ6073に次の入力データをセット
するために用いられる。
かくして、パルス間間隔がつぎつぎに指定された値をも
つ位相リセット用パルスと、これと第10図(B) K
示すように同期された可変長の窓関数W(工)とが生成
される。
つ位相リセット用パルスと、これと第10図(B) K
示すように同期された可変長の窓関数W(工)とが生成
される。
最後にCSM分析について説明する。
前述のように、CSM分析は、各分析フレーム毎に、表
現されるべき音声波形から直接算出される標本自己相関
係数のN個の低次のタップ値と、合成波(ル個の正弦波
の和)のN個の低次のタップ値とが一致するように1合
成すべき各正弦波の角周波数へ とその強度(電力振幅
)m(とを決定することである。
現されるべき音声波形から直接算出される標本自己相関
係数のN個の低次のタップ値と、合成波(ル個の正弦波
の和)のN個の低次のタップ値とが一致するように1合
成すべき各正弦波の角周波数へ とその強度(電力振幅
)m(とを決定することである。
、今、合成波のタップtの自己相関係数をrt とする
と、前述のように、 r =基町am1町 C場l となる。
と、前述のように、 r =基町am1町 C場l となる。
一方、表現されるべき音声波形のサンプルXtから、あ
るフレームのタッグ−の標本自己相関係数vt は、 である。
るフレームのタッグ−の標本自己相関係数vt は、 である。
これより、
r t =u t ・・・・・
・・・・(2)t=o 、 1 、2 、・・・N 但
しN=21−1とすると下記のマトリックス表現が得ら
れる。
・・・・(2)t=o 、 1 、2 、・・・N 但
しN=21−1とすると下記のマトリックス表現が得ら
れる。
以下゛i余+:、’、白
\/′
しかし上式は、ωiおよびm、が未知のだめ単純な行列
演算では解けない。そこで、 ω’ ” w −f’ ・・・
・・・・・・(4)とおき、 2Lω6 、=crslas 74ETt(”4)
………(5)の置換を行なう。このTt(x)はTch
ebycheff (f zビシエフ)の多項式である
。この置換を行なうと(3)式は次のように変換される
。
演算では解けない。そこで、 ω’ ” w −f’ ・・・
・・・・・・(4)とおき、 2Lω6 、=crslas 74ETt(”4)
………(5)の置換を行なう。このTt(x)はTch
ebycheff (f zビシエフ)の多項式である
。この置換を行なうと(3)式は次のように変換される
。
ところが為一般に1 はTO+z)、”11*)””!
tz)の線決結合として表わすことができる。
tz)の線決結合として表わすことができる。
すなわち
但し3 S、Z1逆TchebycheM (−チz
ビシエフ)係数である。
ビシエフ)係数である。
このS、を用いて、前述の標本自己相関係数υ。
の線形結合Atを下式のように定義する。
但し Z ”’ Or 1 t 2 +・・・、か−1
こうすると、(6)式の左辺および右辺にそれぞれ(7
)式および(8)式の関係を用いることにより、下を己
の関係式が成立する。
こうすると、(6)式の左辺および右辺にそれぞれ(7
)式および(8)式の関係を用いることにより、下を己
の関係式が成立する。
以下ヂ′、−白
さて)ここで、 xl、xl、−、xルに零点をもつ九
次の多項式 を定義し、とのPル(−)を用いて、(9)式の左辺と
似た式の を作り、これを検討してみる。上式がOであることは明
らかであるが、さらにこれは次のように書き変えること
かでさる。
次の多項式 を定義し、とのPル(−)を用いて、(9)式の左辺と
似た式の を作り、これを検討してみる。上式がOであることは明
らかであるが、さらにこれは次のように書き変えること
かでさる。
以上より、t = 0 、1 、2 、・・・ルとして
下式が得られる。
下式が得られる。
が成立する。左辺のA、 でできるマトリクスは一般
にMankcl (バンケル)行列と呼ばれているもの
である。前述のように各A、は、表j見ずべき音声波形
の標本自己相関係数vj から(8)式により与えられ
るもので既知である。
にMankcl (バンケル)行列と呼ばれているもの
である。前述のように各A、は、表j見ずべき音声波形
の標本自己相関係数vj から(8)式により与えられ
るもので既知である。
・・・PKrL)の値を求めることができる。
yL+1
この各P(n)が求まると、ル次方程式%式%)
の解として、(Z t + 22・・・+ 3:、L)
が求められる。
が求められる。
これより各CSM周波数ωシは(4)式の一1
ω4−cmxシ
より求められ、またC3〜1強fd 7n、は(9)式
より導かれる下式で用いて求められる。
より導かれる下式で用いて求められる。
なお、上式の左辺の行列は一般にVander Mon
−de(7アレデルモンデ)行列と呼ばれているもので
ある。
−de(7アレデルモンデ)行列と呼ばれているもので
ある。
以上をまとめると、C3ivi分析の分析アルゴリズム
は以下のようにikる。
は以下のようにikる。
(1) 標本自己相関係数を計痺する。
(2)逆チェビシェフ係数を用いてAtを定義す(3)
AtによるHanke l (/% :/ケル)行
列方程式を解いてp、勿求める。
AtによるHanke l (/% :/ケル)行
列方程式を解いてp、勿求める。
(4) P、 を係数としてもつル次代数方程式を解
いてル岡のX、を求める。
いてル岡のX、を求める。
+7L)
Pn、(x)三x”+p、13!″”+−+ P’、”
x+p。=0(5)閘逆変便を行なってCS f’zI
角周波数(ωi)を求めると ωj −0”1 (6) Vrsn derΔIonde (7y 7
デルモンデ)行の各角周波孜〔ω1.ω2・・・ω7.
)および行波の・確度(ml、m2.・・・InrL)
を求めること7〉ぶてきる。
x+p。=0(5)閘逆変便を行なってCS f’zI
角周波数(ωi)を求めると ωj −0”1 (6) Vrsn derΔIonde (7y 7
デルモンデ)行の各角周波孜〔ω1.ω2・・・ω7.
)および行波の・確度(ml、m2.・・・InrL)
を求めること7〉ぶてきる。
な、し、上1ボQ) Hanke l (バンケル)行
列方程式の能率的解法として、初明条件を与えて遂次的
に解を求める方法が仰られている。
列方程式の能率的解法として、初明条件を与えて遂次的
に解を求める方法が仰られている。
また、上記か次の代数方程式は実根のみを有することが
証明されているため、二1−トン・ラプソンの方法等を
用いて根を求めることができる。
証明されているため、二1−トン・ラプソンの方法等を
用いて根を求めることができる。
さらに1上記Vander Monde (77yデ
ルモンデ)行列方程式の能率的解法として三角行列化を
行なって;11次に+、lを求める方法r用いることが
できる。
ルモンデ)行列方程式の能率的解法として三角行列化を
行なって;11次に+、lを求める方法r用いることが
できる。
以上に述べ九C3IVt分所にお・いて、不実施例では
、標本自己相関係数とCSMの自己相関1糸叔とを等し
いとする方程式を解く方法を用いたが、このかわりに、
LL’ (: r、% 7zの絨潰失化による纒スペク
トル周?、χ数の↓I出および留改廿、−9,による方
法?用いることもできる。
、標本自己相関係数とCSMの自己相関1糸叔とを等し
いとする方程式を解く方法を用いたが、このかわりに、
LL’ (: r、% 7zの絨潰失化による纒スペク
トル周?、χ数の↓I出および留改廿、−9,による方
法?用いることもできる。
また本妻楕例においては、特定の閂故形金もつ可変長窓
1ζ14数を用いたが、この関政杉は−)111を示し
たもので、110の14’J奴J:・6が用いられるこ
とも明らかである。
1ζ14数を用いたが、この関政杉は−)111を示し
たもので、110の14’J奴J:・6が用いられるこ
とも明らかである。
ざらに乱1唯元生器、lrl胡讐、出2醤寺)−・り1
;を示したものでこれを限定される必及ばない。
;を示したものでこれを限定される必及ばない。
なお、以上の実施例においてはCSMの各正弦波の強度
(゛屯力秦11m1)を指定するi;Hとして7nj
を用いて説明したが、実際の可変利得+qH+μ(器
を制御する信号としては振幅に比例するρ町を用いて行
なってもよいことは明らかであろう また本実施y/11においては伝送路の誤り率をJ″を
価する方法として、エラー゛が大きくなるとLPC合成
フィルタが不安定領域に近ず14:率が大きくなる結果
LSP合成側の出力が、CSM合成1(llの出力に対
して大きくなることを利用し、両者の比を用いて、CS
M側出力に荷重すべきウェイ)WcsxとL P C1
lill出力に荷重すべきウェイトWLpc とを算
出しているが、別の、N当な方法により伝送路のエラー
を評価しこれを用いてf:η4(すべきウェイトWc5
M およびWr、pcを決定するようにすることもでき
る。
(゛屯力秦11m1)を指定するi;Hとして7nj
を用いて説明したが、実際の可変利得+qH+μ(器
を制御する信号としては振幅に比例するρ町を用いて行
なってもよいことは明らかであろう また本実施y/11においては伝送路の誤り率をJ″を
価する方法として、エラー゛が大きくなるとLPC合成
フィルタが不安定領域に近ず14:率が大きくなる結果
LSP合成側の出力が、CSM合成1(llの出力に対
して大きくなることを利用し、両者の比を用いて、CS
M側出力に荷重すべきウェイ)WcsxとL P C1
lill出力に荷重すべきウェイトWLpc とを算
出しているが、別の、N当な方法により伝送路のエラー
を評価しこれを用いてf:η4(すべきウェイトWc5
M およびWr、pcを決定するようにすることもでき
る。
なおζ1411図に示した可変荷重合成特性は一1fす
を示したものでこれに限定される必要がないことは明ら
かである。
を示したものでこれに限定される必要がないことは明ら
かである。
(発明の効果)
以上述べたように本発明を用いると、伝送路の誤り率が
良好な暢合にはより優れた音声品質が得られるLPC音
声合成方式と、誤り率の劣化に対してより高い耐性をも
つCSM音声合成方式との両者の優れた特徴を9卜せも
つような擬フォルマント型ボコーダを提供できる。
良好な暢合にはより優れた音声品質が得られるLPC音
声合成方式と、誤り率の劣化に対してより高い耐性をも
つCSM音声合成方式との両者の優れた特徴を9卜せも
つような擬フォルマント型ボコーダを提供できる。
これによりボコーダの性能向上を達成できる。
第1図はCSMパラメータによる音声特徴ベクトルパタ
ーンの一例を示す図、第2図はCSMラインスペクトル
と、同一音声サンプルより求めたLPCスペクトル包絡
との対応例を示す図、第3図(A)は拡散されたCSM
のスペクトル包絡とピッチの微細梠造とを示す図、第3
図(B)は単純加算しただけのCSMスペクトルを示す
図、第4図は本発明の一実施例を示すブロック図、第5
図は前記実施例のCSM分析部の詳細を示すブロック図
、第6図は前記実施例のCSM合成部、第7図はCSM
/LPCパラメータ変換部、第8図はLPC合成部、第
9図は可変荷重合成部のそれぞれの詳細を示すブロック
図、第10図(A)は可変長窓関数の関数形を示す図、
第10図(B)は前記可変長窓関数と位相リセット用パ
ルスとの相対時間関係を示す図、第11図は可変荷重合
成特性の一例を示す図、第12図は位相リセット機能付
可変周波数発@器の一回路例を示す図、第13図は可変
利得増幅器の一回路例を示す図、第14図は乱数発生器
の一回路例を示す図、第15図(A)は周期算出器のブ
ロック図、第15図CB)は前記周期算出器の出力の乱
数の分布を示す図および第16図は可変長窓関数発生器
の一例を示すブロック図である。 図において、1・・・・・・送信側、2・・・・・・C
SM分析、3・・・・・・コーダ部、4・・・・・・受
信側、5・・・・・・デコーダ部、6・・・・・・CS
M分成部、7・−・・・・CSM/LPCパラメータ変
換部、8・・・・・・LPC合成部、9・・・・・・可
変荷重合成部、201・・・・・・A/D変換器、20
2・・・・・・ハミング窓処理器、203・・・・・・
自己相関係数計測器、204・・・・・・CSM分析器
、2o5・旧・・ピッチ・V/UV分析器、601−1
〜601−f&・・・・・・位相リセット機能付可変周
波数発振器、602 1〜602−ル・・・・・・可変
利得増幅器、603・・・・・・加算合成器、604・
・・・・・乗算器、6o5・旧・・乗算器、60G・・
・・・・v/UV′替器、607・・・・・・可変長窓
関数発生器、608・・・・・・周期算出器、6o9・
旧−・乱数発生z5.701・・・・・・CSMパラメ
ータ/自己相関係数変換器、702・・・・・・自己相
1°8係数/LPCパラメータ変換器、801・・・・
・・LPC合成フィルタ、8o2・・・・・・パルス発
振器、803・・・・・・Vβ■切替器、804・・・
・・・電力制御器、8o5・旧・・雑音発生器、901
、904・・・・・・一時メモリ、902,905・
旧・・電力算出器、903,906・・・・・・乗算器
、9o7・・・・・・ウェイト算出器、908・・・・
−・加算合成器。 代理人 弁理士 内 原 晋 、、/’−’・t
°− 筆軒 L眉」 − 奉2 図 岡兼故 K〜 χ−−−− 第 70 薗 \ h /音りAt eyo りd7△へ 60/、;) 第12図 第1..3 図 第14 @ 第/、、5 図 (A)
ーンの一例を示す図、第2図はCSMラインスペクトル
と、同一音声サンプルより求めたLPCスペクトル包絡
との対応例を示す図、第3図(A)は拡散されたCSM
のスペクトル包絡とピッチの微細梠造とを示す図、第3
図(B)は単純加算しただけのCSMスペクトルを示す
図、第4図は本発明の一実施例を示すブロック図、第5
図は前記実施例のCSM分析部の詳細を示すブロック図
、第6図は前記実施例のCSM合成部、第7図はCSM
/LPCパラメータ変換部、第8図はLPC合成部、第
9図は可変荷重合成部のそれぞれの詳細を示すブロック
図、第10図(A)は可変長窓関数の関数形を示す図、
第10図(B)は前記可変長窓関数と位相リセット用パ
ルスとの相対時間関係を示す図、第11図は可変荷重合
成特性の一例を示す図、第12図は位相リセット機能付
可変周波数発@器の一回路例を示す図、第13図は可変
利得増幅器の一回路例を示す図、第14図は乱数発生器
の一回路例を示す図、第15図(A)は周期算出器のブ
ロック図、第15図CB)は前記周期算出器の出力の乱
数の分布を示す図および第16図は可変長窓関数発生器
の一例を示すブロック図である。 図において、1・・・・・・送信側、2・・・・・・C
SM分析、3・・・・・・コーダ部、4・・・・・・受
信側、5・・・・・・デコーダ部、6・・・・・・CS
M分成部、7・−・・・・CSM/LPCパラメータ変
換部、8・・・・・・LPC合成部、9・・・・・・可
変荷重合成部、201・・・・・・A/D変換器、20
2・・・・・・ハミング窓処理器、203・・・・・・
自己相関係数計測器、204・・・・・・CSM分析器
、2o5・旧・・ピッチ・V/UV分析器、601−1
〜601−f&・・・・・・位相リセット機能付可変周
波数発振器、602 1〜602−ル・・・・・・可変
利得増幅器、603・・・・・・加算合成器、604・
・・・・・乗算器、6o5・旧・・乗算器、60G・・
・・・・v/UV′替器、607・・・・・・可変長窓
関数発生器、608・・・・・・周期算出器、6o9・
旧−・乱数発生z5.701・・・・・・CSMパラメ
ータ/自己相関係数変換器、702・・・・・・自己相
1°8係数/LPCパラメータ変換器、801・・・・
・・LPC合成フィルタ、8o2・・・・・・パルス発
振器、803・・・・・・Vβ■切替器、804・・・
・・・電力制御器、8o5・旧・・雑音発生器、901
、904・・・・・・一時メモリ、902,905・
旧・・電力算出器、903,906・・・・・・乗算器
、9o7・・・・・・ウェイト算出器、908・・・・
−・加算合成器。 代理人 弁理士 内 原 晋 、、/’−’・t
°− 筆軒 L眉」 − 奉2 図 岡兼故 K〜 χ−−−− 第 70 薗 \ h /音りAt eyo りd7△へ 60/、;) 第12図 第1..3 図 第14 @ 第/、、5 図 (A)
Claims (2)
- (1)入力音声信号のCSM分析によって抽出されるC
SMパラメータ情報を伝送路に送出する送信側と、 前記伝送路を介して伝送された前記CSMパラメータ情
報の指定する各周波数に設定される複数の位相リセット
機能付可変周波数発振器とこれに対応して前記発振器の
出力を伝送された前記CSMパラメータ情報の指定する
各強度に設定する各強度に設定する複数の可変利得増幅
器と前記複数の増幅器の合成出力演算する可変長窓関数
発生器と乱数発生器とを備え有声音合成時にはピッチ周
期に対応して前記各発振器の位相リセットを行ないまた
無声音合成時には前記乱数発生器の出力より算出される
周期に対応して前記各発振器の位相リセットを行ないま
た前記窓関数発生器の動作を位相リセットの動作と同期
せしめるようにしてCSM音声合成を行なうCSM合成
手段と、伝送された前記CSMパラメータ情報をLPC
パラメータ情報に変換しこれを用いてLPC音声合成を
行なうLPC合成手段と、前記CSM合成手段の出力と
前記LPC合成手段の出力とを前記伝送路の伝送品質に
対する評価に従って可変荷重合成するようにした可変荷
重合成手段とを含む受信側と、を有することを特徴とす
る擬フォルマント型ボコーダ。 - (2)前記伝送路の伝送品質に対する評価として前記C
SM合成手段の出力と前記LSP合成手段の出力との比
を用いるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
(1)項記載の飛フォルマント型ボコーダ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59179694A JPS6157999A (ja) | 1984-08-29 | 1984-08-29 | 擬フオルマント型ボコ−ダ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59179694A JPS6157999A (ja) | 1984-08-29 | 1984-08-29 | 擬フオルマント型ボコ−ダ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6157999A true JPS6157999A (ja) | 1986-03-25 |
JPH0441838B2 JPH0441838B2 (ja) | 1992-07-09 |
Family
ID=16070238
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59179694A Granted JPS6157999A (ja) | 1984-08-29 | 1984-08-29 | 擬フオルマント型ボコ−ダ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6157999A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02203398A (ja) * | 1988-04-08 | 1990-08-13 | American Teleph & Telegr Co <Att> | スピーチ処理、合成と解析方法及びその装置 |
JPH02204800A (ja) * | 1988-04-08 | 1990-08-14 | American Teleph & Telegr Co <Att> | スピーチ処理と合成方法及びその装置 |
-
1984
- 1984-08-29 JP JP59179694A patent/JPS6157999A/ja active Granted
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02203398A (ja) * | 1988-04-08 | 1990-08-13 | American Teleph & Telegr Co <Att> | スピーチ処理、合成と解析方法及びその装置 |
JPH02204800A (ja) * | 1988-04-08 | 1990-08-14 | American Teleph & Telegr Co <Att> | スピーチ処理と合成方法及びその装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0441838B2 (ja) | 1992-07-09 |
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