JPS6157999A - 擬フオルマント型ボコ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は擬フォルマント型ボコーダ、とくに合成側に２
ａ類の異なる合成手段を設けて動作環境に酒店、させる
機能を有する擬フォルマン小型ボコーダに関する。

音声分析側でＣＳ　Ｍ　（Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ　Ｓ　１
ｎｕｓｏｉ−ｄａｌ　Ｍｏｄｅｌｉｎｇ：複合正弦波モ
デル）音声分析により音声信号の擬フォルマント情報を
抽出し、これを合成側に伝送して、この［７オルマント
情報（ＣＳＭパラメータ）から独特の０３Ｍ音声合成手
段を用いて音声を再現させる擬フォルマ／ト型ボコーダ
は、嵯峨山氏らの論文″複合正弦波モデルによる音声ス
ペクトルの分析”電子通信学曹誌−ｖｏ　ｌ　、　Ｊ　
６４−Ａ　Ａ　２により明らかにされている。

この飛フォルマント型ボコーダは、後述するように、合
成側に伝送されるパラメータによって帯域特性が指定さ
れるような帯域フィルタを含まず１、　　　　　　　こ
のために伝送苗根に誤りが生じても不安定に陥ることが
ないために、とくに伝送路の誤り率の劣化に対して強い
耐性を有している。しかしながら、誤り率が問題になら
ないような動作環境の場合には、同じ程度の情報量を用
いて構成されたＬＰＣ音声合成方式による再生音声に対
して音質がやや劣るといち欠点を有しいる。

（発明の目的） 本発明の目的は、伝送路の誤り率が良好な場合に、より
高度の音声品質が得られるＬＰＣ音声合成方式と、誤り
率の劣化に対してより高い耐性をもつＣＳＭ音声合成方
式の両者の特徴を併せもつ擬フォルマント型ボコーダを
提供するにある。

（発明の構成） 本発明のボコーダは、入力音声信号のＣＳＭ分析によっ
て抽出されるＣＳＭパラメータ情報を伝送する送信側と
、前記伝送路を介して伝送された前記ＣＳＭパラメータ
情報の指定する各周波数に設定される複数の位相リセッ
ト機能付可変周波数発掘器とこれに対応して前記発振器
の出力を伝送された前記ＣＳＭパラメータ情報の指定す
る各強度に設定する複数の可変利得増幅器と前記複数の
増幅器の合成出力に演算する可変長窓関数発生器と乱数
発生器とを備え有声音合成時にはピッチ周期に対応して
前記各発振器の位相リセットを行ないまた無声音合成時
には前記乱数発生器の出力より算出される周、ｕＪ３に
対応して前記各発振器の位相リセ、ットを行ないまた前
記窓関数発生器の動作を前記位相リセットの動作と同期
せしめるようにして０３Ｍ音声合成を行なうＣＳＭ合成
手段と、伝送された前記ＣＳＭパラメータ情報をＬＰＣ
パラメータ情報に変声しこれを用いてＬＰＣ音声合成を
行なうＬＰＣ合成手段と、前記ＣＳＭ合成手段の出力と
前記ＬＰＣ合成手段の出力とを前記伝送路の伝送品質に
対する評価に従って可変荷重合成するようにした可変荷
重合成手段とを含む受信側とを有する。

（原理） 次に、本ボコーダの成立に重要な関係を有する０３Ｍ音
声分析合成の原理について説明する。

ＣＳＭとは、音声信号をＪ辰１１＠と周波数とを自由に
選べるパラメータとしてもつ特定の個数の正弦波の和と
して、表現するものである。この正弦波の１固数として
は高々４〜６個の予め定めた数が用いられる。

従って０８Ｍ音声合成を行なう場合には、まず音声信号
をｃｓＭ皆声音声により、予め定められだ個数の正弦波
の和として表現する必要がある。

ＣＳＭ音声分析については後に詳述することとし、ここ
ではその要点のみを説明する。

ＣＳＭ分析においてもＬＰＣ分析の場合と同様に、位相
情報の無視、音源の影響の平均化、雑音成分による不安
定性の回避等を目的に、中間パラメータとして自己相関
係数を使用する。

すなわち、ＣＳＭ分析は、各分析フレーム毎に表現され
るべき音声波形から直接算出される標本自己相関係数の
低次のタップのＮ個を、合成波の自己相関係数の低次の
タップのＮ個と一致するように、合成すべき各正弦波の
周波数およびその強度（ｔカ振幅）を決定することであ
る。

今、合成すべき正弦波の個数をルとし、各正弦波の角周
波数をω＜（ｉ＝１．２．・・・ｒＬ）、各正弦波の強
度をｍｉ　　とすると、ＣＳＭの合成波’Ｉｔ　　は、
となるが、このタップＬの自己相「周係故ｒｔはωｉ　
、ｍｉを用いて容易に表わされ、でちる。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルをＸ。

とすると、ある７レームにおけるタップｔの標本自己相
関係数０１は として与えられる。

但し、Ｍは１分析フレームにおけるテンプル数である。

さて、ＣＳＭ分析においては、上述のｒｔが、与えられ
たＵｔと低次のＮ個について等しくなるように各町、ω
イの値を決定することである。

すなわち、 γｔ＝υｔ：但し、／、＝０．１，２．・・・Ｎが成立
するようにｍｉ、ω（の値を決定することである。

この具体的な方法については後に詳述するととくして、
ここでは・、上述の九個の正弦波の７７Ｌ（およびωｉ
が、与えられた音声信号に応答して各分析フレームごと
に次次に得られるものとする。

こうして得られたＣＳＭパラメータ町、　＋４１　（Ｋ
よる音声特徴ベクトルパターンの一例を第１図に示す。

また、分析フレームの窓長を３０ｙｙｌＳＥＣとして分
析した９次（Ｎ＝９）のＣＳＭ（正弦波の個数ル＝５）
ラインスペクトルと同一の音声サンプルよ抄求めた９次
ＬＰＣスペクトル包絡（ＬＰＣ合成フィルタの周波数伝
送特性）との対応例を第２図に示す。

なお、上述の次数Ｎと、正弦波の個数ルとの間には後述
するように Ｎ＝２ルー１ 力関係がある。

これらの図より、ＣＳＭは表現すべき原音声の特徴を抽
出した情報を含んでいることが窺える。

しかしながら、こうしてＣＳＭ分析の結果得られた九個
の町、ωｉの値を用いて、この町、ωｉで指定される強
度（実際の振幅は前述のようにｐｑ）および角周波数を
もつ九個の正弦波を作り、これを単純に加算合成しただ
けでは、人間の耳には、単に正弦波が合成された音とし
て聞える程度で、もとの音声を再現するという目的は殆
んど達成できない。

これは、正弦波を単純加算しても、発生された信号のス
ペクトルは、離散化された九個の線スペクトルに過ぎず
、一方、音声信号のスペクトルは連続的なスペクトル包
絡を有し、さらにまた、有声音ではピッチ構造で表現さ
れ、また無声音では確率過程で表現される微細なスペク
トル構造を合せもっていて、”ｉ”純加算したＣＳＭと
音響信号とはスペクトル構造が全く異なっていることに
起因すると考えられる。

そこで、ＣＳＭを用いて音声を合成するには、イ町らか
の方法を用いて？・、！スペクトルを連続的なスペクト
ルへ拡散することが心安となる。つまりＣＳＭｆ声合成
とは、第１Ｆ４、第２１で足場れるような線スペクトル
で表現された音声粘気ベクトルパターンから音声スペク
トルパターンを発生させることと考えることができる。

本発１１においては、０８Ｍ音声合成において上述のス
ペクトル城散を行なうために、以下のような手法を用い
る。

すなわち、有声音は明確なピッチ構造を有するため、ギ
Ｔ述のようＫ　Ｌ、て指ずされるｒｔ個の咎正弦波を、
このピッチ＋Ｇｌ　、１１１ｊごとに位相のリセットを
行なう。これにより、１♂Ｇ単にスペクトル包絡の発生
とピッチの０＜　１Ｍ１Ｊスペクトルに＋９４の発生と
が可能になる。

さらにまた、実にイレリの説明においで詳述するような
荷味の時間窓処理を上述の位相リセット波形に癩すこと
により位相リセット時における合成成形の不１ダ続性を
除き、廿Ｐ’波形のもつ連続性をｎ（保している。

以上の実施により第２図に示したＣＳＭのラインスペク
トルは、第３図（Ａ）に示されるように拡散され、スペ
クトル包絡とピッチの截細構造とを有するスペクトルに
変化し、聴覚的にも充分実用に耐える音質が得られるこ
とが実験結果明らかとなっている。

なお参考のため、上述の処理を行なわず単純加算をした
だけのＣＳＭのスペクトルを第３図（Ｂ）に示す。前述
のように、このようなスペクトルをもつ波形では聴覚的
には単に正弦波が合成された背として聞える程度で、音
声を再現するという目的は殆んど達成されない。

以上は有声音の場合であるが、無声音の場合には以下の
ように行なう。すなわち、上述の有声音の場合に、ピッ
チ周期毎に行なった位相のリセットと特殊の時間窓処理
とを、無声音の場合にはピッチ周ｊｔｌＪのかわりに、
確率過程としてランダムに発生するパルスを用い、この
パルスの発生時点ごとに上述の処理を実施するようにす
る。

以上の手法を用いることによ抄聴覚的に充分実用に耐え
るＣＳＭ音声付成全行なうことができる。

なお、以上の０８Ｍ音声合成はフィルタを用いない合成
法であるため、合成側の安定性に対する考慮を必要とし
ない。このため、ｍ（、ωｉの情報を合成側に伝送し、
合成側で上述の０８Ｍ音声合成により音声を再現するよ
うな通信手段に用いる場合に、伝送路の品質が比較的劣
悪で伝送途中でエラーを発生するような場合にもエラー
に対する耐性が強く、比較的良好な音質を保持するとい
う特徴がある。

しかしながら一方、エラーの少ない場合には、同程度の
情報量を用いたＬ　Ｐ　Ｃ）＜ラメータによる音声合成
に対して音質がやや劣るという欠点がある。

そこで本ボコーダにおいては、合成側において、ＬＰＣ
パラメータによる音声合成を行なうＬＰＣ音声合成手段
と、上に述べた０８Ｍ音声合成手段と、上に述べた０８
Ｍ音声合成手段との両手段を別に設けておき、両者の出
力を伝送路の品質評価に従りて可変荷重合成を行なう。

これにより伝送路品質が非常に良好な場合には、ＬＰＣ
音声合成手段の出力が用いられ、また伝送路の品質が非
常に悪い場合には０８Ｍ音声合成手段の出力が用いられ
るようにし、この中間の遷移領域においては両者の間で
連続的な移行が行なわれるようにし、これによってかな
り異質の音質を有するＬＰＣ合成音からＣＳＭ合成音へ
の突然の切替に伴なう不自然さを除くようにしている。

また回線品質に対する評価としては、後述するように０
８Ｍ音声合成手段の出力とＬＰＣ音声合成手段の出力と
の比を用いているが、これは伝送路の品質が劣化してエ
ラーが増しても前者は殆んど影響を受けないのに、後者
はＬＰＣ合成フィルタが不安定となりこのため出力電力
が異常に増加する確率が高くなるという特性を利用した
ものである。

（実施例） 次に本発明を実施例を用いて詳７別に説明する。

第４図は本発明の一実施例を示すブロック図である。

本実施例は、第４図に示すように、ＣＳＭ分析部２およ
びコーダ部３を含む送信側１と、デコーダ部５、ＣＳＭ
合成部６、ＣＳＭ／ＬＰＣパラメータ変換部７、ＬＰＣ
合成合成部上び可変荷重合成部９を含む受信側４とから
構成されている。

入力音声信号はライン１０００を介して送信側ｌＫ大入
力れ、送信側１から伝送路３０００を介して受信側４に
伝送され、受信側４からライン９０００を介して出力音
声信号として出力される。

前記ＣＳＭ分析部２は第５図に示すように、さらにＡ／
Ｄ変換器２０工、ハミング窓処理器２０２゜自己相関係
数計測器２０３、ＣＳＭ分析器２０４およびピッチ・Ｖ
／ＵＶ分析器２０５を含む。

また前記ＣＳＭ合成部６は、第６図に示すように、ル個
の位相リセット機能付可変周波数発振器６０ｉ−ｉ〜６
０１−ル、ル個の可変利得増幅器６０２−１〜６０２−
ル、７ＪＩ］３７．合成器６０３、乗算器６０４、乗１
５６０５、Ｖ／ＵＶ　切ｕｎ６０６、可変長窓関数発生
器６０７、周期算出器６０８および乱数発生器６０９を
含む。

さらにまた、前ｉｔ：　ＣＳ　Ｍ　／　Ｌ　Ｐ　Ｃパラ
メータ変換部７は、第７図に示すように、ＣＳＭパラメ
ータ／自己相関系８変鵡部７０１および自己相関係数／
ＬＰＣパラメータ変換器７０２を含み、また前記ＬＰＣ
合成部８は、第８図に示すようにＬＰＣ合成フィルタ８
０１、パルス発振器８０２、Ｖ／ＵＶ切替器８０３、電
力制御器８０４および雑音発生器８０５を含んでいる。

最後に前記可変荷重合成部９は第９図に示すように、一
時メモリ９０１，９０４、電力算出器９０２゜９０５、
乗算器９０３，９０６、ウェイト算出器９０７および加
算合成器９０８を含んでいる。

さて、本実施例の動作は下記の通りである。伝送される
べき音声波形は、入力ライン１０００を介して、Ａ／Ｄ
変換器２０１に供給され、（第５図）、ここで振幅およ
び時間軸が量子化されたディジタルデータに変換され、
この出力はそれぞれ、ハミング窓処理器２０２およびピ
ッチ・Ｖ／ＵＶ分析器２０５に供給される。ハミング窓
処理器２０２に供給されたディジタルデータは、予め定
めら九ている１７レームごとに公知のハミング窓関数に
よる荷重乗算がなされ、各フレームのデータごとに自己
相関係数計測器２０３に供給される。

自己相関係数計測器２０３は、こうして入力された各フ
レームのデータごとに、前述した下記の演算から低位の
Ｎ個の自己相関係数ｖｔ　　（但しｔ＝１．２．・・・
、Ｎ）　’５−求める。

すなわち、１７レ一ム分のデータをＸｃ　（但しｔ＝ｏ
　、　ｉ　、・・・、Ｍ−１）とすると、の演算処理を
行なうことにより、Ｎ個の各Ｕ１を求める。

こうして求められた各フレームごとの１１１の組を次の
ＣＳＭ分析冊２０４に供給するとともに、レームにおけ
る電力情報としてコーダ部３に供給する。

さて、上述の各フレームごとの自己相関係数νｔの組の
供給を受は九〇ＳＭ分析器２０４は、後に詳述する演痺
を行なうことによって対応するフレームのＣＳＭのル個
の各正弦波の強度および角周波数を指定する町、ωｉ（
但しｉ＝１．ｚ、・・・ｒ＆）の組を決定し、これをコ
ーダ部３に哄姶する。

また、Ａ／Ｄ変換器２０１から原音声信号のディジタル
データの供給を受けたピッチ・Ｖ／ＵＶ分析器２０５は
、ピッチ周期と、有声音（Ｖ）／無声音（ＵＶ）に１関
する情報を抽出してコーダ部３に供給する。

さて、以上の各信号の供給を受けたコーダ部３は、これ
らの信号を、受信側に督ける合部が容易に行なえ、また
場末された音質と伝送路の猷送容量とに見合った粗さで
符号化合成し、云送路３０００を介して受信側４　＜ｌ
ｃ低伝送る。

さて、受信ｌｔ１！１４においては、こうして伝送され
た信号を、夷４図に示すようにデコーダ部５において受
信し、送信側１のコーダ部３の入力側に供給された各１
コ１の信号を分雅し、これら・の信号をそれぞれＣＳＭ
合成部６およびＣＳＭ／ＬＰＣパラメータ変換部７に供
給する。

ＣＳＭ合成部６（第６図）においては、デコーダ部５か
ら供給されるＣ８Ｎのル個の６波の角周波数を指定する
ωｉ（ω１〜ωル）は、ル個の位相リセット機能付可変
周波数発振器６０１−１〜６０１−ルの周波数制御入力
端子に加えられ、これら発振器の出力角周波数を指定さ
れた角周波数ωｌ〜ωルに設定する。またＣＳＭのｒＬ
Ｉ間の６波の強度（電力振ｌ＠）を指定するパラメータ
ー〜ｎ’Ｌｎは前記が個の可変利得増幅器６０２−１〜
６０２−ｒＬの利得制御端子に供給され、これによって
各周波数の発掘電力が指定された値になるよう（（制御
する。

こうして得られたル個の出力は、加算合成Ｓ　６０３に
おいて加算合成が行なわれた後、次の乗算器６０４に供
給さ７する。

さて、デコーダ部５で分離されたピッチ周平Ｊデータと
、ｖ／［ＪＶ情報（有声音／無声音情報）とは、ぞれぞ
れ、Ｖ／ＵＶ切替器６０６に供給される。

一方、乱’ｌ’を発生器６０９で発生された乱数が、周
ｗＪ算出器６０８に供給され、ここで乱数の分布幅およ
びその下限値が特定の値になるように変換され、無声音
時の位相リセット時間間隔を決定するデータ列としてＶ
／ＵＶ切替器２０６に供給される。

かくして、前述のＶ／ＵＶ情報が有声音Ｃつを指定する
場合には、切替器６０６は、前述のピッチ周期データ側
を選択し、これを可変長宮ｒｌＡ数発生器６０７に供給
する。またもし前述のＶ／Ｕ　Ｖ情報が無声音（ＵＶ）
を指定する場合には、切替器６０６は、前述の周期算出
器６０８の出力の確率過程で発生するランダムな時間間
隔を表わすデータ側を選択し、これを上述のピッチ周期
を表わすディジタルデータ列のかわりに、窓関数発生器
６０７に供給する。

さて、窓関数発生器６０７は、前述の位相リセットによ
って出力波形に生ずる不連続を除き、音声波形のもつ連
続性を確保する窓間数を発生するためのもので、またさ
らにこの窓関数と密接な時間関係を有する位相リセット
用パルスをも発生する。

前述のように、窓ｒ′Ａ故発生器６０７には、切替器６
０６を介して、Ｃ（次の位相リセット用パルス間の間隔
を指定す、るデータ列が入力されるが、窓間数発生器６
０７は、このデータで指定される時間間隔を有するイン
パルスを次次に祐生し、これをライン６０７１を介して
位相リセット機能付可変周波数発振器６０１−１〜６０
ト４の位相リセット喘子に供給し、これによってこれら
発揚器の位相リセットを行なう。

さて、窓関数発生器６０７は上述の位相リセットパルス
の発生と同期して下記のような可変長の窓関数Ｗ（３：
）を発生ずる。

すなわち、入力されたデータにより指定されたその時点
における位相リセット用パルス間（ｒｆｊ隔の値をＴと
し、前の位相リセット用パルスが発生してからの経過時
間をＸとすると ｗ（ｘ）　＝　０．５　＋　０．５　ｃｍ　（Ｅ　−）
但し　ｏ　＜　ｘ　＜　′ｒ で表わされるような窓関数を発生する。この窓関数Ｗ（
工）を第１０図（Ａ）に示す。上述のＴの値は、有声音
の場合にはピッチ周期を表わし、無声音の場合には確率
過程で発生する変数を表わすので、いずれの場合にも時
間とともに変化する。従ってこの窓関数”（ｘ）は可変
長であり、上述の位相リセット用パルスの発生と第１０
図（Ｂ）に示すような相対時間関係で同期している（窓
関数の開始時点および終止時点が位相リセット用パルス
の発生時点とほぼ一致している）。

こうして発生された窓関数は、ライン６０７２を介して
、乗算器６０４に供給される。この結果、乗算器６０４
において、加算合成器６０３で合成された各位相リセッ
ト用パルスごとに位相リセットされるｎ個の正弦波と、
各位相リセット用パルスに同期して発生される上述の窓
間ａＷｔよ）との積が得られる。こうして得られる波形
は、各正弦波が、位相リセットされる直前で窓関数Ｗ（
２）の乗算により連続的ＫＯに収束さ、れており、また
位相リセット時点では各正弦波はＯから立ち上るように
しているので波形の連続性が確保され、かくして窓間数
唱、）の乗算により位相リセット波形に生ずる不連続性
を除くことができる。

不連続性を除かれた乗算器６０４の出力は、次の乗算器
６０５に供給され、ここで、デコーダ部５によりて分離
された各フレームの電力情報υ０によって荷重され、Ｃ
ＳＭ合成部６からの合成音声としてライン６０００を介
して可変荷重合成部９へ供給される。

さて、一方ＣＳＭ／ＬＰＣパラメータ変換部７（第７図
）においては、デコーダ部５から供給されるＣ５Ｍのｎ
個の各角周波数を指定するω４（ｉ＝１〜ｒＬ）および
九個の６波の強度（電力振幅）を指定するパラメータｒ
ｎｉ　（ｉ＝１〜ル）はＣＳＭパラメータ／自己相関係
数変換器７０１に供給され、ここで自己相関係数に変換
される。

すなわち、上述のように指定されたＣＳＭのｎ個の正弦
波の合成波形のタップｔの自己相関係数をｒｌ　とする
と、γｔは供給されたパラメータωｉｍｉ　を用いて ｒｔ＝　、己１°′ａｓＬＱ）４ 但し　ｔ＝１．２．・・・、Ｎ の演算により、容易に求めるどとができる。

こうして求められた自己相関係数の組は、次の自己相関
係数／ＬＰＣパラメータ変換器７０２に供給さ□れ、こ
こでよく知られた手法によりＬＰＣパラメータに変換さ
れてＬＰＣ合成部８に供給される。

ＬＰＣパラメータα（（ｉ＝１．・・・Ｎ）は例えば、
Ｄｕｒｂｉｎ　（ダービン）の方法を用いて下式を解く
ことにより容易に求めることができる。

ＬＰＣ合成部８（第８図）においては、供給されたＬＰ
Ｃパラメータα、（ｉ＝１．２．・・・Ｎ）はＬＰＣ合
成フィルタ８０１の定数として設定される。

一方デコーダ部５で分離されたピッチ周期データはパル
ス発掘器８０２に供給され、この出力パルスの周期を指
定されたピッチ周期になるように制御する。

また、ｖ／Ｕｖ情報（有声音／無声音情報）はＶ／ＵＶ
切替器８０３に切替制御信号として供給され、有声音間
の場合には切替器８０３がパルス発振器８０２の出力側
を選択し、無声音（ＵＶ　）の場合には切替器８０３が
雑音発生器８０５の出力側を選択するように制御する。

かくして選択された切替器８０３の出力は電力’＋ＵＩ
Ｊ御器８０４に供給され、ここでデコーダ刑５によって
分離された電力情報ｖｏ　によって電力制御を受けた後
にＬＰＣ合成フィルタ８０１に対する駆動信号として供
給される。

以上によりＬＰＣ合成フィルタ８０１は音声信号を合成
し、合成された信号は、ＬＰＣ合成部８からの合成音声
信号としてライン８０００を介して可変荷重合成部９へ
供給される。

ざて、ＣＳＭ合成−Ｒ６訃よびＬＰＣ合成部８からライ
ン６０００およびライン８０００を介して、それぞれの
合成音声信号の供給を受けた可変荷重合成部９（第９図
）は、両者からの入力音声信号を以下に示すようにして
合成する。

まず、それぞれの入力音声信号は、電力算出器９０２お
よび９０５に供給される。これによって、それぞれの信
号の刻々の電力（適用な窓関数を乗じて得られる電力）
が計測された電力はウェイト算出器９０７に供給される
。ウェト算出器９０７において両者の電力の比によって
定まる一荷重信号すなわちウェイトＷｃ５Ｍ　およびウ
ェイトＷＬＰＣが生成され、それぞれ乗算器９０３およ
び乗算器９０６に供給される。

一方、それぞれの前記入力音声信号は、一時メモリ９０
１および一時メモ！ｊ　９０４を介してそれぞれ前述の
乗算器９０３および乗５Ｔ器９０６のもう一方の入力と
して供給される。一時メモ’Ｊ　９０１および一時メモ
リ９０４は、それぞれの信号の遅延時間を詞整し、両者
の遜延時間の差をなくして合成時の不自然さを除くため
のものである。

さて、遅延補正がなされたそれぞれの信号は、乗算器９
０３および乗算器９０６において、前述のウェイ）　Ｗ
ＣＳＭおよびＷＬＰＣによってそれぞれ荷重乗ｎ＜重み
づけ）が施こされた後、加算器９０８において加算合成
が行なわれ、出力ライン９０００から最終合成音声信号
として出力される。

以上のような合成法をとることにより、それぞれの入力
音声信号の゛心力比に＋、６じて、それぞれの入力信号
に対する荷重（ウェイト）９堝１］卿されて合成される
が、この荷重：ｖｉＪ御特性の一例を第１１図に示す。

すなわち、ＣＳＭ側電力とＬＰＣ側社力との比ｒが殆ん
ど１に等しい正常な：’ｒ、＜　態の場合には、ＬＰ　
ＣＩＩＩＩＩＫ対するウェイトＷＬｐｃは殆んどｌとな
り、これに対してＣＳ　Ｊ！；Ｉ　１ｉｌｌｌに対する
ウェイ）　Ｗｃ５Ｍ、け殆んど０となる。

伝送路の倶り率が劣化して、前述のようにＬＰＣ側の電
力が増加し両者の比が小さくなると、ＷＬＰＣは、１か
ら除々に減小し、Ｗｃ５Ｍは０がら除々に増大する。か
くして、ＬＰＣ側のＬ１カがＣＳＭ（ｌ’！１１の電力
に対して４倍程度に増大した状態（ｒ中０．２５）では
、ウェイ）　ＷＬＰＣおよびＷｃ５ｙは殆んど相等しく
０．５として合成される。

さらに、誤り率が劣化して、ＬＰＣ側の電力が大きくな
ると、Ｗｃ５Ｍは殆んど１となりＷＬｐｃは殆んどＯと
なる。

以上のようにして、伝送路の状態が良好でエラーが無い
場合には、より音質の良いＬＰＣ祈声合成による出力が
用いられ、伝送路の状態が劣化して多くのエラーが発生
する場合にはエラーに対する耐性の強いＣＳ　Ｍ音声合
成にょる出力が用いられる。そして中間の遷移領輸ζに
おいては両者の合成に対するウェイトが連続的にｉ（Ｋ
化して一方から他方に８行するようにし、これによって
異質の音質を有する両合成方式の出力の急ｊｇ！（７よ
切替に１半なう不自然さをなくすようにしている。

以Ｊ−，述べたように１本実施例によると、送信側にお
いてＣＳＭ音声分析により、ＣＳＭパラメータ（擬フォ
ルマント情報）を抽出し、これを他の音源情報とともに
符号化して伝送路に送出し、受信側においては、伝送さ
れたＣ５Ｍパラメータを用いて直接ＣＳＭ音声合成を行
なう独特のＣＳＭ音声合成部と、伝送されたＣＳＭパラ
メータをいったんＬＰＣパラメータに変換してからＬＰ
Ｃ音声合成を行なうＬＰＣ音声合成部とを設け、両者の
出力を上述のように可変荷重甘酸することによりそれぞ
れの音声合成方式の俊れた特徴を発揮する飛フォルマン
ト型ボコーダを提供できる。

以下、ＣＳＭ合成部６に用いられている各種回路につい
て説明する。

まず、位相リセット機能付可変周波数発振器６０１０回
路例を第１２図に示す。周波数制御端子６０１１に加わ
る電圧によって、足斌流源６０１２および６０１３に流
れる、容量６０１４に対する光放延電流値を制御し、こ
れによって発振周波数を可変とする。Ｖ点の発振電圧波
形は基準電圧の＋Ｖｒと−ｖｒとの間を直線的に上下す
る三角波形となる。

位相リセット端子６０１５にインパルスをθ■えると、
Ｖ点は瞬間的に接地され゛〔、強制的にθ′心位に引き
戻され、そこから発振を再スタートして位相リセットが
行なわれる。このυ点の三角波発振出力を正弦波変換器
６０１６に入力し正弦波に変換して端子６０１７より出
力し、これを発振器６０１の出力として用いる。正弦波
変換器６０１６は例えばＲ０１■に格納したサイン関数
値を入力波形で読出す等の方法により容易に実現できる
。

ま７°ここのような位相リセット様能付可変周波数発掘
器は計算器のプログラムを用いて実現することも容易で
ある。

次に可変利得増幅器Ｇ０２の回路ｆｌ！Ｉを甫１３図に
示す。増幅すべき信号を端子６０２１に加え、制御信号
を端子６０２２に加えることによって負帰還片を制御し
出力端子６０２３に制御されたＪｌａ幅を有する出力を
得る。

またこのほかに、アナログ乗３γ器を用いて実現するこ
ともできるし、またＤ／Ａ変換器の基準電圧にアナログ
波形入力を用い、ディジタル入力にディジタル省ｔで表
現された制御情報を用いる等の方法によっても容易に実
現することができる。

次に乱数発生器（４０９の一回路例を第１４図に示す。

１５段のシフトレジスタ６０９１と１個の半加算器６０
９２とにより２−１の周期を有する１５次のＭ系列の擬
似ａ！２を発生する。必要な時点でクロック端子６０９
３にシフトパルスを加えることにより次の乱数１直が・
得られる。。

次に周期嗜−出器６０８のブロックト′４：七＠１５図
（Ａ）に示す。これは上述の乱数発生器６０９から出力
されるＯから２−１の１ν１を四に一様に分布している
乱数を、無声音時の位相リセット用パルスの時間間隔を
指定する。ｆＬ数として用いるのに遇した分布に変換す
・５もので、定赦呆４＞器６０８１と定赦加ｐｍ６６ｏ
ａ２よりなる。これによって、第１５１１（Ｂ）に示す
ように、乱数の分３５１ｐＡ　Ｄと下限個りとをｉｉｉ
当な（直に義足することができる。

次に窓関数発生器６０７の一実ｈｉリド１ｊを第１６図
に示す。これは、レジスタ６０７３、プリセット可能な
ダウンカウンタ６０７４、カウンタ６０７５、斤把読出
し専用メモ＋７　（ＲＯＭ）６０７６を含んでいる。

切替器６０６から供給された位相リセット用パルス間隔
を指定するデータＴは、レジスタ６ｏ７３に格納される
。ダウンカウンタ６ｏ７４は一定周期の高速クロックＣ
ＬＫをカウントするカウンタで、まず、レジスタ６０７
３の内容でをプリセットし、これをクロックＣＬＫを用
いてダウンカウントする。カウンタ６０７４の内容が０
になると出方端子よりパルスを発生し、これにより再び
レジスタ６０７３の内容をプリセットしてこの値のダウ
ンカウントを開始する。かくしてダウンカウンタ６ｏ７
４の出力６０７４−１　にはＴＫ比例した周期（例えば
Ｔ／ｋ）？３つパルス列が発生する。このパルス列はカ
ウンタ６ｏ７５のクロックとして加えられる。

このクロックで歩進されるカウンタ６ｏ７５のカウント
出力６０７５−１　はＲＯＭ６０７６に７　ドＬ／ス指
定信号として加えられ、そこに書き込まれている窓間数
町よ）　のデータを順番に読出してライン６ｏ７２に出
力する。カウンタ６ｏ７５の内容がｋになると、ＲＯＭ
６０７６の最後のデータが読出されてライン６０７１に
リセットパルスを出力する。このリセットパルスは、発
振器６０１−１〜６０１−ルの位相リセット用端子に供
給される前述の位相リセット用パルスとして用いられる
とともに、レジスタ６０７３に次の入力データをセット
するために用いられる。

かくして、パルス間間隔がつぎつぎに指定された値をも
つ位相リセット用パルスと、これと第１０図（Ｂ）　Ｋ
示すように同期された可変長の窓関数Ｗ（工）とが生成
される。

最後にＣＳＭ分析について説明する。

前述のように、ＣＳＭ分析は、各分析フレーム毎に、表
現されるべき音声波形から直接算出される標本自己相関
係数のＮ個の低次のタップ値と、合成波（ル個の正弦波
の和）のＮ個の低次のタップ値とが一致するように１合
成すべき各正弦波の角周波数へ　とその強度（電力振幅
）ｍ（とを決定することである。

、今、合成波のタップｔの自己相関係数をｒｔ　とする
と、前述のように、 ｒ　＝基町ａｍ１町 Ｃ場ｌ となる。

一方、表現されるべき音声波形のサンプルＸｔから、あ
るフレームのタッグ−の標本自己相関係数ｖｔ　は、 である。

これより、 ｒ　ｔ　＝ｕ　ｔ　　　　　　　　　　　　・・・・・
・・・・（２）ｔ＝ｏ　、　１　、２　、・・・Ｎ　但
しＮ＝２１−１とすると下記のマトリックス表現が得ら
れる。

以下゛ｉ余＋：、’、白 ＼／′ しかし上式は、ωｉおよびｍ、が未知のだめ単純な行列
演算では解けない。そこで、 ω’　　”　ｗ　　−ｆ’　　　　　　　　　　・・・
・・・・・・（４）とおき、 ２Ｌω６　、＝ｃｒｓｌａｓ　７４ＥＴｔ（”４）　　
………（５）の置換を行なう。このＴｔ（ｘ）はＴｃｈ
ｅｂｙｃｈｅｆｆ　（ｆ　ｚビシエフ）の多項式である
。この置換を行なうと（３）式は次のように変換される
。

ところが為一般に１　はＴＯ＋ｚ）、”１１＊）””！
ｔｚ）の線決結合として表わすことができる。

すなわち 但し３　Ｓ、Ｚ１逆ＴｃｈｅｂｙｃｈｅＭ　　（−チｚ
ビシエフ）係数である。

このＳ、を用いて、前述の標本自己相関係数υ。

の線形結合Ａｔを下式のように定義する。

但し　Ｚ　”’　Ｏｒ　１　ｔ　２　＋・・・、か−１
こうすると、（６）式の左辺および右辺にそれぞれ（７
）式および（８）式の関係を用いることにより、下を己
の関係式が成立する。

以下ヂ′、−白 さて）ここで、　ｘｌ、ｘｌ、−、ｘルに零点をもつ九
次の多項式 を定義し、とのＰル（−）を用いて、（９）式の左辺と
似た式の を作り、これを検討してみる。上式がＯであることは明
らかであるが、さらにこれは次のように書き変えること
かでさる。

以上より、ｔ　＝　０　、１　、２　、・・・ルとして
下式が得られる。

が成立する。左辺のＡ、　　でできるマトリクスは一般
にＭａｎｋｃｌ　（バンケル）行列と呼ばれているもの
である。前述のように各Ａ、は、表ｊ見ずべき音声波形
の標本自己相関係数ｖｊ　から（８）式により与えられ
るもので既知である。

・・・ＰＫｒＬ）の値を求めることができる。

ｙＬ＋１ この各Ｐ（ｎ）が求まると、ル次方程式％式％） の解として、（Ｚ　ｔ　＋　２２・・・＋　３：、Ｌ）
が求められる。

これより各ＣＳＭ周波数ωシは（４）式の一１ ω４−ｃｍｘシ より求められ、またＣ３〜１強ｆｄ　７ｎ、は（９）式
より導かれる下式で用いて求められる。

なお、上式の左辺の行列は一般にＶａｎｄｅｒ　Ｍｏｎ
−ｄｅ（７アレデルモンデ）行列と呼ばれているもので
ある。

以上をまとめると、Ｃ３ｉｖｉ分析の分析アルゴリズム
は以下のようにｉｋる。

（１）　　標本自己相関係数を計痺する。

（２）逆チェビシェフ係数を用いてＡｔを定義す（３）
　　ＡｔによるＨａｎｋｅ　ｌ　（／％　：／ケル）行
列方程式を解いてｐ、勿求める。

（４）　Ｐ、　　を係数としてもつル次代数方程式を解
いてル岡のＸ、を求める。

＋７Ｌ） Ｐｎ、（ｘ）三ｘ”＋ｐ、１３！″”＋−＋　Ｐ’、”
ｘ＋ｐ。＝０（５）閘逆変便を行なってＣＳ　ｆ’ｚＩ
角周波数（ωｉ）を求めると ωｊ　−０”１ （６）　　Ｖｒｓｎ　ｄｅｒΔＩｏｎｄｅ　（７ｙ　７
デルモンデ）行の各角周波孜〔ω１．ω２・・・ω７．
）および行波の・確度（ｍｌ、ｍ２．・・・ＩｎｒＬ）
を求めること７〉ぶてきる。

な、し、上１ボＱ）　Ｈａｎｋｅ　ｌ　（バンケル）行
列方程式の能率的解法として、初明条件を与えて遂次的
に解を求める方法が仰られている。

また、上記か次の代数方程式は実根のみを有することが
証明されているため、二１−トン・ラプソンの方法等を
用いて根を求めることができる。

さらに１上記Ｖａｎｄｅｒ　Ｍｏｎｄｅ　　（７７ｙデ
ルモンデ）行列方程式の能率的解法として三角行列化を
行なって；１１次に＋、ｌを求める方法ｒ用いることが
できる。

以上に述べ九Ｃ３ＩＶｔ分所にお・いて、不実施例では
、標本自己相関係数とＣＳＭの自己相関１糸叔とを等し
いとする方程式を解く方法を用いたが、このかわりに、
ＬＬ’　（：　ｒ、％　７ｚの絨潰失化による纒スペク
トル周？、χ数の↓Ｉ出および留改廿、−９，による方
法？用いることもできる。

また本妻楕例においては、特定の閂故形金もつ可変長窓
１ζ１４数を用いたが、この関政杉は−）１１１を示し
たもので、１１０の１４’Ｊ奴Ｊ：・６が用いられるこ
とも明らかである。

ざらに乱１唯元生器、ｌｒｌ胡讐、出２醤寺）−・り１
；を示したものでこれを限定される必及ばない。

なお、以上の実施例においてはＣＳＭの各正弦波の強度
（゛屯力秦１１ｍ１）を指定するｉ；Ｈとして７ｎｊ　
　を用いて説明したが、実際の可変利得＋ｑＨ＋μ（器
を制御する信号としては振幅に比例するρ町を用いて行
なってもよいことは明らかであろう また本実施ｙ／１１においては伝送路の誤り率をＪ″を
価する方法として、エラー゛が大きくなるとＬＰＣ合成
フィルタが不安定領域に近ず１４：率が大きくなる結果
ＬＳＰ合成側の出力が、ＣＳＭ合成１（ｌｌの出力に対
して大きくなることを利用し、両者の比を用いて、ＣＳ
Ｍ側出力に荷重すべきウェイ）ＷｃｓｘとＬ　Ｐ　Ｃ１
ｌｉｌｌ出力に荷重すべきウェイトＷＬｐｃ　　とを算
出しているが、別の、Ｎ当な方法により伝送路のエラー
を評価しこれを用いてｆ：η４（すべきウェイトＷｃ５
Ｍ　およびＷｒ、ｐｃを決定するようにすることもでき
る。

なおζ１４１１図に示した可変荷重合成特性は一１ｆす
を示したものでこれに限定される必要がないことは明ら
かである。

（発明の効果） 以上述べたように本発明を用いると、伝送路の誤り率が
良好な暢合にはより優れた音声品質が得られるＬＰＣ音
声合成方式と、誤り率の劣化に対してより高い耐性をも
つＣＳＭ音声合成方式との両者の優れた特徴を９卜せも
つような擬フォルマント型ボコーダを提供できる。

これによりボコーダの性能向上を達成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＣＳＭパラメータによる音声特徴ベクトルパタ
ーンの一例を示す図、第２図はＣＳＭラインスペクトル
と、同一音声サンプルより求めたＬＰＣスペクトル包絡
との対応例を示す図、第３図（Ａ）は拡散されたＣＳＭ
のスペクトル包絡とピッチの微細梠造とを示す図、第３
図（Ｂ）は単純加算しただけのＣＳＭスペクトルを示す
図、第４図は本発明の一実施例を示すブロック図、第５
図は前記実施例のＣＳＭ分析部の詳細を示すブロック図
、第６図は前記実施例のＣＳＭ合成部、第７図はＣＳＭ
／ＬＰＣパラメータ変換部、第８図はＬＰＣ合成部、第
９図は可変荷重合成部のそれぞれの詳細を示すブロック
図、第１０図（Ａ）は可変長窓関数の関数形を示す図、
第１０図（Ｂ）は前記可変長窓関数と位相リセット用パ
ルスとの相対時間関係を示す図、第１１図は可変荷重合
成特性の一例を示す図、第１２図は位相リセット機能付
可変周波数発＠器の一回路例を示す図、第１３図は可変
利得増幅器の一回路例を示す図、第１４図は乱数発生器
の一回路例を示す図、第１５図（Ａ）は周期算出器のブ
ロック図、第１５図ＣＢ）は前記周期算出器の出力の乱
数の分布を示す図および第１６図は可変長窓関数発生器
の一例を示すブロック図である。 図において、１・・・・・・送信側、２・・・・・・Ｃ
ＳＭ分析、３・・・・・・コーダ部、４・・・・・・受
信側、５・・・・・・デコーダ部、６・・・・・・ＣＳ
Ｍ分成部、７・−・・・・ＣＳＭ／ＬＰＣパラメータ変
換部、８・・・・・・ＬＰＣ合成部、９・・・・・・可
変荷重合成部、２０１・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、２０
２・・・・・・ハミング窓処理器、２０３・・・・・・
自己相関係数計測器、２０４・・・・・・ＣＳＭ分析器
、２ｏ５・旧・・ピッチ・Ｖ／ＵＶ分析器、６０１−１
〜６０１−ｆ＆・・・・・・位相リセット機能付可変周
波数発振器、６０２　１〜６０２−ル・・・・・・可変
利得増幅器、６０３・・・・・・加算合成器、６０４・
・・・・・乗算器、６ｏ５・旧・・乗算器、６０Ｇ・・
・・・・ｖ／ＵＶ′替器、６０７・・・・・・可変長窓
関数発生器、６０８・・・・・・周期算出器、６ｏ９・
旧−・乱数発生ｚ５．７０１・・・・・・ＣＳＭパラメ
ータ／自己相関係数変換器、７０２・・・・・・自己相
１°８係数／ＬＰＣパラメータ変換器、８０１・・・・
・・ＬＰＣ合成フィルタ、８ｏ２・・・・・・パルス発
振器、８０３・・・・・・Ｖβ■切替器、８０４・・・
・・・電力制御器、８ｏ５・旧・・雑音発生器、９０１
　、９０４・・・・・・一時メモリ、９０２，９０５・
旧・・電力算出器、９０３，９０６・・・・・・乗算器
、９ｏ７・・・・・・ウェイト算出器、９０８・・・・
−・加算合成器。 代理人　弁理士　　内　原　　　晋　、、／’−’・ｔ
°− 筆軒　　　Ｌ眉」　　　− 奉２　図 岡兼故　　　　　　Ｋ〜 χ−−−− 第　７０　　薗 ＼　　　　　　　　ｈ ／音りＡｔ　　ｅｙｏ　りｄ７△へ ６０／、；） 第１２図 第１．．３　　図 第１４　＠ 第／、、５　図　（Ａ）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力音声信号のＣＳＭ分析によって抽出されるＣ
   ＳＭパラメータ情報を伝送路に送出する送信側と、 前記伝送路を介して伝送された前記ＣＳＭパラメータ情
   報の指定する各周波数に設定される複数の位相リセット
   機能付可変周波数発振器とこれに対応して前記発振器の
   出力を伝送された前記ＣＳＭパラメータ情報の指定する
   各強度に設定する各強度に設定する複数の可変利得増幅
   器と前記複数の増幅器の合成出力演算する可変長窓関数
   発生器と乱数発生器とを備え有声音合成時にはピッチ周
   期に対応して前記各発振器の位相リセットを行ないまた
   無声音合成時には前記乱数発生器の出力より算出される
   周期に対応して前記各発振器の位相リセットを行ないま
   た前記窓関数発生器の動作を位相リセットの動作と同期
   せしめるようにしてＣＳＭ音声合成を行なうＣＳＭ合成
   手段と、伝送された前記ＣＳＭパラメータ情報をＬＰＣ
   パラメータ情報に変換しこれを用いてＬＰＣ音声合成を
   行なうＬＰＣ合成手段と、前記ＣＳＭ合成手段の出力と
   前記ＬＰＣ合成手段の出力とを前記伝送路の伝送品質に
   対する評価に従って可変荷重合成するようにした可変荷
   重合成手段とを含む受信側と、を有することを特徴とす
   る擬フォルマント型ボコーダ。
2. （２）前記伝送路の伝送品質に対する評価として前記Ｃ
   ＳＭ合成手段の出力と前記ＬＳＰ合成手段の出力との比
   を用いるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
   （１）項記載の飛フォルマント型ボコーダ。