JPS61500344A - 絶対位相検知器を使用する搬送波位相調整 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 絶対位相検知器を使用する搬送波位相調整発明の背景 １、発明の技術分野 本発明は、搬送波の位相を、モデムによって受信されるコード化された２次元信 号に調整する方法および装置に関する。

２、従来技術の記載 従来技術において、次のことが知られている。

もし、主な減損がガウシアン（Ｇ　ａｕｓｓｉａｎ）ノイズであるとすると、ト ランスミッタのコンポルーショナルエンコーダを用いて、トランスミッタでモデ ムのデータを予めコード化し、そして、受信器のところで最大限同じもの（ビテ ルビ）を復号することは、モデムの信号対雑音比を改善することになる。

サイ力ら（Ｃｓａｊｋａ　ｅｔ　ａｌ、）の米国特許第４，０７７．０２１号に 示されているように、２進データは、コンポルーショナルエンコーダを用いてマ ルチレベルの記号をプレコード化して、マルチレベルの複素値信号に変換される 。これらのマルチレベル記号は、複素平面に形成された信号群における信号の点 によって表わされる。変調器はマルチレベル記号を用いて、変調された搬送波信 号を生成する。この変調された搬送波信号は、チャンネル上をモデムのレシーバ まで伝送される。上記モデムの受信器は最も確実な判定を行なう。

前述の米国特許第４，０７７．０２１号では、群の信号点は、複合点をもつ部分 集合に区分けされる。この方法は、「マルチレベル／位相信号に関するチャンネ ルコード化」（ゲー・ウンガーベック、情報処理に関するＩＥＥＥの会報、１９ ８２年１月、ＰＰ５５−６６）と標題のついた記事の中でより詳細に展開されて いる。集合の区分けによるマツピングの方法によれば、群は複数回の小区分によ り部分集合に分けられる。

各小区分の間、部分集合の点と点との間の最短距離はｎずつ増す。小区分の各レ ベル（段階）での最短距離は、次の式によって示される。

それぞれの小区分において、部分集合の中の信号点の数は半分になる。

例えば、元の１６点の群から始めると、第１分割において、それぞれ８っの点を 有する２つの部分集合が存在する。第２分割ではそれぞれ４点からなる４つの部 分集合が存在する。第３分割において、それぞれ２点を有する８つの部分集合が あって、最終的に、第４分割においては、それぞれ１つの点を有する１６の部分 集合が存在する。与えられた小区分の段階における部分集合はそれぞれビットグ ループ出力Ｙｎによって特定される。所望の小区分段階は、ビットグループ出力 中のビット数を指示するが、これはコンポルーショナルエンコーダにより与えら れる出力である。

上述の集合分割法によるマツピングは、受信された搬送波信号の位相がわかって いるものとする。電話線での伝送においては、受信信号の群は、位相ビットによ り、伝送信号の群に関して回転するだろう。この回転は受信信号の位相を永久的 に新しい値にジャンプさせるだろう。もっと明確に述べるならば、もし、位相ビ ットがあれば、受信信号は９０″の倍数ずつ回転するだろう。もし、伝送信号が ５（ｔ）＝　Σａｎｃｏｓ（ω、ｔ＋θ）−ΣｂｎＳｉｎ（ωｃｔ十〇）　（弐 Ｂ）により特徴づけられるとすると、そのとき、受信信号は、（弐Ｃ） によって与えられる。ここで、Ｋはに＝±１．±２．±３によって与えられる値 のいずれをも取り得る。ωＣは搬送波の角速度、モしてθはコード化されたデー タを表わしている位相角度である。モデムの位相ロックループ（ｌｏｃｋ−１ｏ ｏｐ）は、９０°より大きい搬送波の位相シフトを認識することができないため 、レシーバは入ってくる信号を誤解することになる。この位相ヒツトの問題は、 ４点（±１）からなる信号群が示されている第１図の信号群に関して図式化され ている。伝送された点が（１゜１）ならば、そのとき、π／２の位相回転に対し て、５（ｔ）　＝　ｌ　−ｃｏｓ（ωｃｔ＋θ）　−１−５ｉｎ（ωｃｔ十〇） 　（式Ｄ）そして、受信された点は、 ＝　−１−５ｉｎ（ωｃｔ十〇）　−１−ｃｏｓ（ωｃｔ十〇）　（弐Ｆ）上記 °受信された点は（−１，１）として解されるが、それは間違っている。

コードがジェネレータ（方程式）マトリックスとパリティ式（行列）に関連して いることは、コーディング理論においては周知のことである。前述のゲー・ウン ガーベックによる論文の中では、パリティ・チェック式を用いてコンポルーシジ ナルコードの特性を解析し、そして、系統だったコンポルーショナルエンコーダ を導き出している。本発明の実施にあたって、集合の区分けによるマツピングと パリティ・チェック式が用いられている。ただし、パリティ・チェック式は本発 明においては、異なる目的のために、異なる態様で使用されている。

位相の回転を克服する別の方法は、入力ビットの差動エンコーディングによるも のである。ウンガーベツクは、彼のコード化方法ではビットの１つは微分的に符 号化され得るということを示した。ｒ９６００Ｂｉｔ／ｓｅｅ、、全二重、２本 線゛のモデムのための差動エンコーディングを含む格子コード化された変調体系 」と標題のついた１９８３年８月付のＡＴ＆Ｔ情報システムからのＣＣＩＴＴに よると、差動エンコーディングを用いて、９０°の倍数の位相回転を補償する方 法が開示されている。

Ｘ里五１旦 本発明は、複数個の情報ビットシーケンスを伝送するための改良された変調−復 調システムと方法を目指している。このシステムは、トランスミッタを具備し、 該トランスミッタは各情報ピットシーケンスを、少なくとも１個のコード化され たビットグループの部分を有する拡張ビットシーケンスに、コード化処理によっ て伝送するための状態マシン手段を有している。さらに、上記トランスミッタは 、連続的に与えられる拡張ピットシーケンスの各々に応じた複数個のマルチレベ ル記号の中の１つと考えられる搬送波信号を変調するための変調信号発生手段を 有する。

また、コード化されたビットグループの部分は、マルチレベル記号の複数個の部 分集合のうち１つを選択する。上記マルチレベル記号は２次元複素平面に表わす ことが可能である。また、上記システムは変調された搬送波信号から拡張ピット シーケンスを得るための復調およびスライサ手段を有する受信器を備える。そし て、本発明における改良されたものは、複素平面の中で複数の迎角回転の１つを 回転したとき、部分集合の各々がその迎角回転に対して、自身以外の一意的な、 しがも予め決められた部分集合に実質上マツプするように部分集合を配置し、か つ特定させる変調された信号の発生手段を備え、また、上記位相回転検知手段を 備え、該位相回転検知手段は復調およびスライサ手段に連結されて、複数個の連 続的に与えられるコード化されたビットグループの部分から、迎角回転の各々を 一意的に識別することのみ行い、また、迎角回転に対する補償を行うための位相 修正手段を備え、該位相修正手段は位相回転検知手段と連結されている。

本発明の変調された搬送波発生手段は、予め決められたマツピングのルールに従 ったマルチレベルの記号の部分集合をつくりだす。このマツピングのルールは、 与えられた迎角回転に対してマツプされた部分集合を特定するものである。本発 明において用いられたマツピングのルールは、（１）部分集合が複素平面中で、 迎角回転によって実質的に、すなわち数度以内で回転したとき、迎角回転の各々 に対して自分自身以外の単一の部分集合にマツプするように、かつ（２）迎角回 転の各々に対して、マツプされた部分集合が予め定められるように、すなわち、 後述されるパリティ・チェックの式が使用され得るよう前以って確められるよう に、部分集合が特定され、配置されかつ識別されることを要求している。

レシーバにおいて、本発明による位相回転検知手段は次なる事実、すなわち、状 態マシンから出るそれぞれのコード化されたビットグループの部分は、上述され た特徴を有する与えられた部分集合と連合しているという事実を用い、そして、 下記の関数Ｐｎ（Ｄを実施するための手段を備えて、複数個の連続して受信され るコード化されたビットグループの部分ｊと０に対してｊを計算する。

Ｐ　ｎ（Ｄ＝　［ｙｒｎ（Ｄ）＝　ｙ４（Ｄ）、ｙｏｎ（Ｄ）］　・［Ｈｒｎ（ Ｄ）−Ｈ４（Ｄ）、Ｈ：（Ｄ）］　Ｔここで： ｙ（Ｄ　）はコード化されたビットシーケンスの部分であるｒ個のビットの各ビ ットを表わす。

Ｈ（Ｄ）はパリティ・チェック行列のｒ個の項の各項を表わす。

ｎは記号周期である。

ｊ≧１は逆回転を示す。

ｊ　＝０＝０６の角回転。

ｊ　＝Ｈ；！９０＠の回転、ｊ　＝２はｆ　８０’　の回転、　そして、ｊ＝３ は２７０”の回転のときを示す。

さらに、上記位相回転検知手段は、少なくともＰｎ（Ｄのめられた値のそれぞれ に対する下記の関数Ｑ（Ｄを実施するための手段を備えている。この関数Ｑ（Ｄ は、与えられた進角回転に対して一意的な特定の値を与えるものではない。

Ｑｎ（ｊ）　＝　Ｐｎ（ｊ）ｅＰｎ（ｉ）、ここで、１＝１（９０°回転）また は３（２７０’回転） 関数Ｐ　Ｕ）とＱ（Ｄを組み合わせることにより、それぞれの進角回転とＫ・３ ６０°回転（Ｋ＞０）に対する一意的な特定の値が与えられる。その後、位相修 正手段は進角回転に対し、多くの方法で修正を行うことができる。

図面の簡単な説明 本発明の目的および利点は、添付された図面に関連した説明を以下に行うにした がって、さらに明白となろう。

第１図には、４点からなる複素平面の信号の群を図式的に示す。

第２図は、本発明を実施するモデムのトランスミッタの一般化された線図である 。

第３図には、本発明の好ましい部分集合の数の割り当てを用いた、図式的に示さ れた１６点からなる群部分集合による区分けを示す。第’３Ａ図は、第４段階の 小区分での第３図の信号群の部分集合による区分けを第４図は・部分集合のナン バーを定義するコンポルーショナルエンコーダ出力の第３図に図示された１６点 からなる群へ°の割り当てを示している。

第５Ａ図乃至第５Ｂ図は、本発明の好ましい部分集合のナンバーを使用して図式 化された３２点の群の部分集合による区分けが示されている。

第６図は、第２図に示したコンポルーショナルエンコーダとして実施され得る４ 状態コンボルーシヨナルエンコーダの模式的な図である。

第７図は、第２図に示したコンポルーショナルエンコーダとして実施され得る８ 状態コンポルーシジナルエンコーダの模式的な図である。

第８図は、本発明を実施するモデムのレシーバの一般化された図式である。

第９図は、エラー電圧関数としての位相エラーのグラフである。

第１０図は、第８図に示すパリティチェック手段のある配線の実施例を図解して いる。

第１１図は、第８図におけるパリティチェック手段の別の配線の実施例を示して いる。

第１２図は、第８図で示された位相回転検知手段と位相回転修正手段の単純化さ れた流れ図である。

第１３Ａ図は、第２図に示されたコンポルーショナルエンコーダとして実施され 得る８状態コンポルーシヨナルエンコーダの模式図である。

第１３Ｂ図は、第２図に示されたコンポルーショナルエンコーダとし、て実施さ れ得る１６状態コンポルーシヨナルエンコーダの模式図である。

第１４Ａ図は、第８図に示されたパリティチェック手段の特定の配線の実施例を 示しており、上記手段は第１３Ａ図のコンポルーショナルヱンコーダと組み合わ せて用いられる。

第１４Ｂ図は、第８図に示されたパリティチェック手段の特定の配線の実施例を 示しており、上記手段は、第１３図のコンポルーショナルエンコーダと組み合わ せて用いられる。

第１５Ａ図は、第５表に特定された部分集合のナンバーを有する信号の群を示し ている。

好ましい実施例の詳細な説明 第２図には、モデム１２のトランスミッタｌＯの部分の概念化された機能的構造 の図式的説明がなされている。

、このモデム１２は本発明の詳細な説明するのに必要なものである。

データ源１４はディジタルデータの流れ、すなわち、情報ピットシーケンスをモ デム１２に供給する。そうすることにあって、あらゆる記号周期Ｔ秒に対し、イ ンプット２進シーケンスａ、Ｘ　ｎが存在する。ここで、る。好ましい実施例に おいて、各インプット２進シーケンスａＸｎは、２つのビットグループに分割さ れる。一方のビットグループＸｎはピッ）（Ｘｎ、・・・、ｘｎ）から成ってい てコード化されるものであり、もう−ｒ＋ｉ 方のビットグループｕＸｎはビット（Ｘｎ　、・・・、Ｘｎ　）から成っていて コード化されないものである。コーディングは状態マシーン１６によって達成さ れる。この状態マシーン１６はコンポルーショナルエンコーダの形をしているの が好ましい。

ｒ個のビットを有するビットグループＸｎに応じて、コンポルーショナルエンコ ーダは、（ｒ＋１）個のビットを有する冗長出力ビツトグループＹｎを生成する 。上記コンポルーシラナルエンコーダは、許容遷移をコンポルーショナルエンコ ーダの内部状態の定数の間に限定している。縮められた長さｄを有するコンポル ーシラナルエンコーダは、選択された段階の出力が法（ｍｏｄｕｌｏ）　２に加 えられて、コード化されたビットグループＹｎの符号化された記号を形づくるｄ 段階シフト・レジスタに代表される。コンポルーショナルエンコーダは、（２） ｄ個の内部状態を有するものと定義される。コード化されない出力ビツトグルー プｕＹｎは、コード化されていない無修飾のビットグループｕＸｎから成り、拡 張されたビットシーケンスａＹｎはビットグループｕＹｎおよびＹｎを包含する ものと定義され、（＋ａ＋１）個のビットを有している。以下に見られるように 、１つの実施例中にビットグループｕＸｎもｕＹｎも存在しないかもしれない。

シーケンスａＸｎおよびａＹｎの各ビット用のラインは、第２図では示されてい ないが、図示されない付加ビット用のラインがさら１こあることをドツトが示し ている。というのは、第２図は無数の可能性あるピットシーケンスの配置に対し 普遍的であることを意図するもの好ましい実施例において、変調された信号発生 手段１８は、拡張ビットシーケンスａＹｎを受信する。コード化されたビットグ ループＹｎに応じて変調された信号発生手段１８は、状態から信号へのマツパ− （ｓｔａ−ｔｅ−ｔｏ−ｓｉｇｎａｌ　ｍａｐｐｅｒ’）とエンコーダ２０を用 いて、２１１１＋１個の複素値のマルチレベル記号（搬送波の異なる振幅および 位相）のうちの予め定められた２１＋１個の部分集合の１つを選択する。上記マ ルチレベル記号は、複素平面において、信号群の点として表わすことができる。

上記コード化されないビットグループｕＹｎは、複素記号をもつ選択された部分 集合のいずれ（Ａｎと呼ぶ）がエンコーダ２０からの出力となるのかを決定する ために使用される。複素記号Ａｎは、従来の技術に従って形成されるベースバン ド信号を与えるたぬに、適切な帯域限定ディジタルフィル調器２４によって受信 される。変調器２４は変調された出力信号を出力する。

一スパントフィルタとして示されているが、変調器２４の出力する場所に置かれ たパスバンドフィルタであっても使用可能であろう。あるいは、ルック・アップ ・テーブル（ｌｏｏｋ−ｔ＋ｐ　ｔａｂｌｅ）がフィルタ２２と変調器２４０代 わりに使用可能であるが、このルック・アップ・テーブルは、米国特許第３，９ ８８．５４０号で示されている通り、その中に変調、ろ波、ディジタル化された 波形を格納している。その後、信号ＣｎはＤ／Ａコンバータ２６とローパスフィ ルタ（ｌｏｗ−ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ）２８によって処理され、変調されたア ナログ搬送信号、５（ｔ）、すなわち、チャンネル信号（弐Ｂにより定義されて いる）を伝送ライン３０に送る。上記ビットグループＸｎ中の入力ビツト数は、 トランスミ゛ツタ１２のオリジナル信号群が分割されるところの部分集合の数に 依るであろう。また、コード化されないビットグループＸｎ中のビット数は、も しあれば、各部分集合の点の数に依ることになろう。概して、第２図に示される 概念化されたシステムコンポーネントは、米国特許第４，０７７．０２１号に一 解されているように、周知のモデム設計技術において見出すことができる。

前述したとおり、上記エンコーダ２０は、コード化されたビットグループＹｎに 呼応して、記号からなる部分集合を選択する。上記部分集合の定義と、その部分 集合の特定のコード化されたビットグループへの割り当ては、例えば、前記した 周知の“集合区分けによるマツピング（ｍａｐ−ｐｉｈｇ）”技術により達成さ れる。第３図及び第３Ａ図は、複素平面表現で示された１６点からなる群３２の ための集合区分けによるマツピングを図式的に示している。該群は２ｒ＋１個の 部分集合に分けられ、そして各部分集合は、第３図及び第３Ａ図において、次の 式によって決定される部分集合の数によって特定される。

Ｙｎ＝ｌｌｊｌｎＮｏ、＝　ｙｏ・２ｃ′＋ｙ’−２’−ｙ”・２　ｒ　（式１ ａ）ここで、Ｙｎは、式１ａによって与えられる集合の十進値と共にビットグル ープ（ｙ’・・・ｙｒ）をも示すために用いられる。以下に見られるとおり、元 の群の部分集合Ｙｎが９０°ないし１８０°回転したとき、その部分集合は、元 の群の他の部分集合上にマツプされるだろう。そして、そのようなマツプされた 部分集合はＺｎで表わされる。

部分集合ナンバーＺｎは次の式によって与えられる。

Ｚｎ＝ｚ’２°＋ｚ’　−２’・＋　ｚξ２ｒ　（弐１ｂ）第３図において、群 の各点はハイフンで分けられた１対の数により特定されるが、ｌ対の数のうちの 第１の数はＹｎで、部分集合を定めるものであり、第２の数（以下、点のナンバ ーと呼ぶ）は、群中の信号点を特定する。

ナンバー３４．３６．３８および４０により特定される４段階の部分集合がある 。これらの部分集合は群３２の点を４回小区分することによって造られる。第３ Ａ図に示される部分集合の第４段Ｐ／ｉ４０では、１部分集合当り１つの点だけ が存在する。それ故、各信号点と連合する部分集合のナンバーは１個のみ存在す る。

従来技術に示すように、それぞれの小区分を行う間、上記部分集合を成す点間の 最短距離は、以下の式によって示されるとおりｎずつ増す。

本発明において、９０°対称の群３２を成す点は、部分集合に区分けされ、しか も、その部分集合は、回転させられない群３２の部分集合とφが９０°、１８０ °および２７０’回転させられた群３２の部分集合との間の予め決められた、か つ周知の関連性を創る方法（論）に従って、互いに関連づけて配置されている。

φの回転について言えば、都合上、回転は反時計方向になされるものとする。上 記予め決められた、かつ周知の関連性をつくり出すための１第４図について説明 すると、第３Ａ図に表わされた４回目の小区分の結果が、上記群３２中の各点に 部分集合のナンバーを割り当てるべく、上記信号の群３２に重ねられる。

さらに、伝送電圧（量）ｈ＜ｘ軸およびＹ軸に示され、上記群の複素値を持った 信号点（記号）の各々に対し、直交デカルト座標（±Ｘ、±Ｙ）が与えられる。

第１表に、搬送シフトがあるときのＹｎ、Ｚｎ間のマツピングを示す。ハイフン でつながれた１組の数はそれぞれ、Ｙｎ−Ｚｎを表わしている。すなわち、９０ °の回転によって０はｌに移動する。

第１表 ９０ａの搬送波シフト ０→ｌ　４→５　８→９　１２→１３ １→２　５→６　９→１０１３→１４ ２→３　６→７　１０→１１１４→１５３→０　７→４　１１→８　１５→１２ １８０°の搬送波シフト ０←→２　４←→６　８←→１０１２←→１４１←→３　５←→７　９←→１１ １３←→１５２←→０　６←→４　１０←→８　１４←→１２３←→１　７←→ ５　１１←→９　１５←→１３２７０’の搬送波シフト ０→３　４→７　８→１１１２→１５ １→０　５→４　９→８　１３→１２ ２→ｌ　６→５　１０→９　１４→１３３→２　７→６　１１→１０　１５→１ ４第４図について説明する。直角のデカルト座標を用いたとき、非回転座標を有 、する群の各点、即ち部分集合は、第２表に示される回転に伴って、以下のよう な新しい座標を得る。

第２表 （＋Ｘ、　＋Ｙ）　（−Ｙ、　＋Ｘ）　（−Ｘ、　−Ｙ）　（＋Ｙ、−Ｘ）（＋ Ｘ、　−Ｙ）　（＋Ｙ、　＋Ｘ）　（−Ｘ、　＋Ｙ）　（−Ｙ、　−Ｘ）（−Ｘ 、−Ｙ）　（十Ｙ、−Ｘ）　（＋Ｘ、＋Ｙ）　（−Ｙ、＋Ｘ）（−ｘ、＋Ｙ）（ −ｙ、−ｘ）（＋ｘ、−Ｙ）（＋ｙ、　十ｘ）ここに記された例において、　“ 非回転座標”と“非回転部分集合”と゛０°角回転”とは、実質的にＫ・３６０ ６の回転を有するマルチレベルの記号と部分集合のことを言っている。ここでＫ は零を含む整数である。これは、正負の３６０６の倍数である回転および非回転 を含む。しかし、この上記２つのものは識別され得ない。

本発明と共に用いられる、−例としてのマツピングルールを適用すると、１つの 鮮魚が初めに選択されて、部分集合のナンバー〇を割り当てられる（位ＩＡ）。

その後、上の第２表の適切な行を用いると、位置ＢＣおよびＤに存する部分集合 は、順次部分集合のナンバー１．２および３と同一になる。換言すれば、部分集 合０に対する位置を選択してしまえば、部分集合１．２および３の位置は決定さ れる。特性ｄに自由を得るために、部分集合４の位置は部分集合Ｏに関して決め られる。１度これがなされると、部分集合５．６および７は決定され、以後も同 様にして決定されて、最後には全ての部分集合はナンバーを割り当てられる。

第１表および第２表からもわかるとおり、点の割り当ては、法４を基礎にして回 転している。第３Ａ図の１点からなる部分集合（それらは、コード化されないビ ットは１つも要求していない）は、部分集合へのナンバーの割り当てを説明する のに役立ってはいるけれども、普通には好ましい選択ではない。上記点の割り当 ては、以後、１点より多くの点を有する部分集合にまで拡張される。

第３図に示されるように、上記群３２は最初２つの部分集合Ｏと１に分割される が、それらは、部分集合の第３レベル３８に示されている。　、第ルベル上の部 分集合における点は、式２の距離特性に従うばかりでなく、それらの点は別の特 性を有している。即ち、軸を９０６回転させることにより、部分集合０は部分集 合ｌにマツプされ得るのである。部分集合０を１８０’回転させることにより、 部分集合０は自分自身にマツ部分集合１は自分自身にマツプされるのである。２ 回目の分割により、部分集合の第ルベル３４上の部分集合０は、部分集合の第２ レベル３６上で２つの部分集合０と２に分割される。そのようにして、式２の距 離特性は満足させられる。さらに、部分集合の第ルベル３４上にある部分集合ｌ は、部分集合の第２レベル３６上で２つの部分集合１と３に分割される。そのよ うにして式２の距離特性は満足させられる。部分集合０を９０°回転させること により、部分集合０は部分集合ｌにマツプされ得るし、部分集合ｌを９０°回転 することにより、部分集合０は部分集合２にマツプされ得る。そして、第３表に 示される通り、以下同様である。

第３表 非回転 部分集合　９０’回転　１８０°回転　２７０６回転（Ｙｎ）　（Ｚｎ）　（Ｚ ｎ）　（Ｚｎ）Ｏｌ　２　３ ３　０　ｌ　２ 上の第３表において、第１列中の非回転の部分集合は、位相回転をしていなうと きの部分集合を示している。一方、第２列乃至第４列は、第１列の部分集合の回 転しないナンバーによって位相回転後の第１列の部分集合の位置を示している。

さらに、第２表はレベル３６上の部分集合にも同様に適用可能で、そこで部分集 合の各点は、第２表に例示されたマツピングルールに従っている。

第３図に示された部分集合の第３レベル３８の８個の部分集合について説明する と、それらの部分集合はすでにナンバーをつけられていて、前述され、また、第 ２表および第４表で示されたものと伺じ部分集合のマツピングルールに従ってい る。

第４表 （Ｙｎ）　（Ｚｎ）　（Ｚｎ）　（Ｚｎ）ある部分集合の各点に用いられた点の ナンバー（第３図中の２番目の数）を調べると、９０°、１８０’あるいは２７ ０°の回転を問わず、その部分集合の点の各ナンバーは、同一の点のナンバーに マツプする。

即ち、０−０は９０″回転すると１−０にマツプし、１８０°回転すると２−０ コこマツプする。以下同様である。このポイントナンバーリングシステム（ｐｏ ｉｎｔ　ｎｕｍｂｅｒｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍ）のもとでは、点のナンバー（コー ド化されていないビットｕＹｎ）は、軸を回転した時も一定のままである。

１６点の群に対しては、部分集合の第３レベル３８は、標準的には望ましい：こ こから、２個のビットのｕＹｎと３個のビットＹｎを有するコンポリューショナ ルエンコーダに至る。部分集合の第４レベル４０については、第１．２表に関連 してすでに記述されている。第１表は第３表および第４表の場合と同じ方法で構 成することもできたであろう。

第５図は、前述の模式化されたマツピングルールの３２点からなる群４２への実 施を説明している。上記群４２は３回分割され、部分集合の第３レベル４４では 、それぞれが４点からなる８個の部分集合となる。

それらの部分集合は、第２表のマツピングルールに従う。同様にして、部分集合 の中の各点のナンバーは、軸が±９０°および１８０°回転しても一定のままで ある。上記群３２と４２は、多くの群のうちのたった２つのものの実例であるが 、上記多くの群に対し本発明の模式化されたマツピングルールは適用可能である 。２個の他の通常用いられる群は、９０°の回転によって重なり合う点を６４個 および１２８個有する。

回転させられた群によって生じるマツプされた部分集合Ｚｎと、元の回転しない 群における部分集合Ｙｎの関係が、前述の表や例において示されているように、 この後数学的に述べられる。

次式： ４（ｒ−１）≦−Ｚｎ≦−４ｒ−１；　ｒ＝　１．２．−（式３ａ）４ｒ−４＜ 　Ｙｎ　＜　４ｒ−１（式３ｂ）が成り立つとすると、 そのとき、 Ｚｎ　＝　（Ｙｎ＋１）Ｍｏｄ（ｒｉ）　＋　（ｒ−１）・４９０’　に対し　 （式４ａ）Ｚｎ　＝　（Ｙｎ＋２）Ｍｏｄ（ｒ・４）　＋　（ｒ−１）４　１８ ０°に対しく式４ｂ）Ｚｎ　＝　（Ｙｎ＋３）Ｍｏｄ（ｒ・４）　＋（ｒ−１） １　２７０°に対しく式４ｃ）前述のマツピングルールは、本発明において使用 され得る多くの実行可能なマツピングルールのうちの１つを単に例示しているに すぎない。

マツピングルールが唯一必要とすることは、（１）上記部分集合が複素平面にお いて進角回転により、実質的に、即ち数度以内で回転させられたとき、上記部分 集合は、進角回転の各々に対し、自分自身以外の単一の部分集合にマツプするこ と、そして（２）進角回転の各々に対し、マツプされた部分集合は、後述される パリティチェックの算出を考慮に入れられるように識別され得ること、である。

前述の例において、逆の角度は、大体±９０°および１８０°で、これらの角度 は２本の直方に交わる対称軸、即ち、Ｙ軸とＹ軸を有しているためである。これ らの軸に関して９０°に回転したとき重なり合う信号群が存する複素平面におい て、各象限の信号の点は、原点を中心に回転させられたとき、他の象限の０ずれ かの信号の点にマツプされ得る。しかし、請求範囲の中で定義されているように 、対称軸の数をいろいろ変えることは、本発明の精神と範囲から離れることなく 、なされ得ると考えられる。例えば、従来技術で用いられている他の信号群は、 ３本および５本の対称軸を有しており、それにより、信号群においてそれぞれ１ ２０°と７２°の対称を与える。

１２０’対称は、１２０°および２４０°ノ逆角回転を与工、７２°対称は７２ °、１４４°、２１６°および２８８°の進角回転を与える。

それ故、　“進角回転゛という言葉は、移動させられるべきすべての角回転にあ てはまる。

後述される本発明の実施に伴い、前述の模式化されたマツピングルールを用いれ ば、信号群を±９０°および１８０’回転し、モデムのレシーバで前述のパリテ ィチェックの式を一部用いて、進角回転を検知することができる。

ある与えられた部分集合とある与えられたコンポルーショナルエンコーダに対す る特定のパリティチェックの式を引き出すために、コンポルーショナルエンコー ダに対するパリティチェックの行列式が計算されなければならない。多項記数法 （ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ　ｎｏｔａｔｉｏｎ）を用いたとき、ただしここでは回 転はなし、レシーバの２進出カシ−ケンスＹ（Ｄ）は一般化したパリティチェッ クの式５を満足させなければならない。

ここで、Ｈ（Ｄ）はパリティチェック行列で、レシーバの２進出カシ−ケンスＹ （Ｄ）のビットはディレィ・オペレータＤの関数として表わされる。

上記レシーバシーケンスは、変数の上のハツトの使用によって、伝送シーケンス と区別される。つまり、（Ｙと９）。式５の使用は、本発明により拡張されて関 数Ｐ　（ｊ）を定義していることが後で分かるだろう。Ｐ（Ｄにおいて、０＜ｊ ＜３゜ｊ；０のとき、このことはＫ・３６０°の回転を示しており、ｊの零でな い各位は進角回転φに関連している。後述される例については、φ＝９０°のと きｊ＝１．φ＝　１８０’のときは２、そしてφ＝２７０’のときは３である。

Ｐｎの値はｊの値に依存しており、この依存性を示すために、Ｐ　（ｎ）はＰ　 ｎ（Ｄとして書かれる。関数Ｐｎ（Ｄは、進角回転の１つが存するとき、零でな い出力を与える。後述する例では、９０°と２７０’はＰｎＯ）が同じ出力を宵 するようにしている：故に、各進角回転に対して、ある一意的な予め定められた 出力を有するためには、ｊ＝１あるいはｊ＝３に対して、次の計算が行われなけ ればならない： Ｑｎ（Ｄ　＝　Ｐｎ（ｊ）ΦＰ　ｎ（ｉ）ｉ＝１　または３ Ｐｎ（０）、　Ｑｎ（０）は０°回転に対する関数Ｐｎ（１）、　Ｑｎ（１）は ９０°回転に対する関数Ｐｎ（２）、　Ｑｎ（２）は１８０６回転に対する関数 Ｐｎ（３）、　Ｑｎ（３）は２７０°回転に対する関数光と同様にｓＱｎのｊへ の依存性を示すために、ＱはＱ（Ｄとして書かれる。

概して、Ｐ　ｎ（Ｄが計算された後で、Ｑｎ（Ｄは、単一の値を与えない少なく ともいかなるＰ　ｎ（Ｄに関してもめられる。このことは、ｊに対する一意的な 特定値が、各逆回転に対す６Ｑｎ（ｊ）とＰｎ（Ｄとの結合値から見つけられ得 るということを意味している。

本発明によるトランスミッタ１ｏの最初の図式的に示された実施において、第２ 図のコンポルーショナルエンコーダ１６は、第６図に示された４状態コンポルー シヨナルエンコーダ４６を備えている。上記コンポルーシジナルエンコーダ４６ は、１６点の群３２を第３図のレベル３６上に示、されるような４つの点からな る部分集合４個にマツプさせるために用いられる。上記エンコーダ４６は、ディ レィ・オペレータＤを２個と２を法とする加算器を１個宵し、また、入力ビット ＸＡをコード化するための周知の構造を備えている。４状聾エンコーダ４６のた めのパリティチェック行列Ｈ（Ｄ）は、次式によって与えられる。

Ｈ（Ｄ）＝［Ｈ’（Ｄ）Ｈｏ（Ｄ）］　＝　［Ｄ、Ｄ”＋１１　（弐６）ｘＡお よびＸＲの入力ビットは、コード化されないビットである。コンポルーショナル エンコーダ４０のためのパリティチェックの式５は、モモデムのレシーバで実施 されると、次のようになる。

ここで、部分集合のナンバーは９°と９１　の値で与えられる。前に述ｎ　ｎ べたように、記号９と；は、これらカルシーバと連合した電圧であるということ を示している。位相回転があれば、そのとき、第３表の部分２＝之１・２′十　 之０・２°および？＝？・２＋９°・！　を思いｎｎ　ｎ　ｎｎ　ｎ 起こし、また、式８ａ乃至８Ｃを用いると、そのとき９０°回転は、以下のもの に等しくなる： ９Ａ＝棉Ｏ龍 １８０６回転は、以下のものに等しい。

２′１．０°回転は、以下のものに等しい。

９０°回転に関し、パリティチェック式は、１８０６の回転に関して、パリティ チェック式は、Ｐｎ（２）　＝　１　（式１１） ２７０°の回転に関して、パリティチェック式は、となる。

記号■は排他的論理和（演算）を示す。

ｐ　ｎ（Ｄの出力が論理レベル０または１によって示されるので、Ｐ　ｎ（Ｄの 平均値は、位相シフトのないものは０１９０°または２７０°の位相シフトのも のはｌ／２、そして１８０’の位相シフトのものは１となる。

さらに、Ｐｎと；ｆｎ−１との排他的論理和、つまり（Ｐｎ（Ｄ　ｅ　Ｐｎ（Ｌ ））によって、われわれは９０″と２７０°の回転を識別して、新しい関数Ｑｎ （ｊ）を定義することができる。以下のものが得られる：Ｑｎ（０）　＝　Ｐｎ （０）Φ；’ｎ−１＝　；’ｎ−１（式１３ａ）Ｑｎ（１）　＝　Ｐｎ（１）Φ ”ｎ−１＝　０　（式１３ｂ）Ｑｎ（３）　＝　Ｐｎ（３）　（ｔ）　Ｙ’、、 −１＝　１　（式１３ｄ）この場合、Ｑ　ｎ（Ｄの平均値は、９０″回転に対し ては０そして２７０゜回転に対してはｌとなる。０°と１８０°回転に対するＱ ｎ（Ｄの平均値は１／２である。先に述べたように、Ｑｎ（ｊ）＝Ｐｎ（Ｄ（９ Ｐｎ（３）を選び出すことにより、Ｑ　ｎ（：’１．’）を１に等しくすること ができ、また、Ｑ　ｎ（３）を零に等しくすることができる。ｇ５Ａに関しては 、最初の場合においてｉ＝１であり、２番目の場合ではｉ＝３である。実際には 、受信信号はノイズや他の減損により変えられるであろう。しかし、関数Ｐ　ｎ （ＤおよびＱ　ｎ（Ｄの値は、減損がひどいとき以外は良好のままでいるだろう 。パリティチェックの式１４ａが実施されるレシーバについて、このあと詳述す る。第６図のコンポルーシロナルエンコーダ４６は、第５図の３２点の群のため に用いられ得る。その場合、各部分集合は第２レベル４４上に示されるように８ 個の点を有し、ビットグループｕＹｎにおけるコード化されないビットは３個に 増えるであろう。同様に、コード化されないビットｕＹｎは、それらが位相回転 の後で解読されるときに一定のままでいるようにヤップされ得る。

トランスミッタ１０の第２実施例において、第２図のコンポルーシロナルエンコ ーダｌＯは、第８図に示された従来の８状態コンポルーシヨナルエンコーダ４８ を備えている。上記コンポルーシロナルエンコーダ４８は、遅延素子りを３個と 、２を法とする加算器を２個有している。

上記８状態コンポルーシヨナルエンコーダ４８は、次のようなパリティチェック 行列を有することになるだろう。

［Ｈ”（Ｄ）Ｈ’（Ｄ）Ｈ”、（Ｉ））］　＝　［Ｄ　Ｄ”　Ｄ３　＋　１コ　 （式１４）上記′８状態フンボルーショナルエンコーダ４日は、第３図の１６点 の群３２に関して用いられて、第４表に従ってレベル３８の８個の部分集合をつ くり出す。そして、位相回転がないとき、パリティチェックの式５Ｐ　（０）　 ＝　′ｙ′ｎ−１ｅ；Ａ−２ｅｉ’、　ｅ；盲−３（式ｌ　４ａ）となる。

式４ａ、４ｂおよび４ｃから、９０°に関して、次式が計算される。

ｚ’　＝　ｙ’　ｅ；°　（式１５ａ）ｎ　ｎ　ｎ １８０＠については： ２７０°については： ；、　＝　；。

式１５ａ、１５ｂおよび１５ｃを式１４ａに代入すると、次式が計算される： Ｐ　（１）　＝　；？ｌ−２（式１６ａ）Ｐ（２）＝１　（式１６ｂ） 第６図の例のように、Ｐ（１）およびＰ（３）ならば平均値は１／２に、モして Ｐ（２）であれば平均値は１になるであろう。９０″と２７０’とは関数Ｑｎ（ Ｄを調べることにより識別され得る。

上記実施例の変形例において、上記コンポルーシロナルエンコーダ４６はまた、 上記第２レベル４４上に示された第５図の３２点の群の４個の部分集合に関連し て使用され得る。この場合、４個の部分集合は依然として在るだろうが、しかし 、各部分集合は８個の点を有している。それ故、コード化されないビットは３個 に増える。一般的には、上記群の小区分の各レベルに利用できるコンポルーシロ ナルエンコーダは１つ存在する。そして、上記技術において周知の如く、複数の 一連のコード化されたビットグループＹｎ間の自由（最短）距離を最大にするコ ンポル−シタナルエンコーダが正常に選択される。

特定の場合のコンポルーシタナルエンコーダが図式的に説明され、種ダの単なる 例にすぎず、その中における部分集合の組み合わせは、本発明と協働するモデム の中に存在し得る。本発明は元の行列を変形することによって得られるコンポル リューシタナルエンコーダ（ジェネレータ行列）と連合して用いられ得る。他に も多くの例があるが、よりありぶれた例の幾つかは、６４個、１２８個および２ ５６個の点からなる信号群にこの技術を使用できるであろう。たとえば、１６個 の点の部分集合に対する８状態エンコーダが、秒当たり１４４００個のビットの モデムにおいて、１２８個の点の信号群に対し良好な最短距離の結果を出すとい うことは周知のことである。本発明は非線形論理を有するコンポルーシタナルエ ンコーダについても使用され得るものであると考えられる。

式５について説明する。いままで述べられた例に関して言えば、上記パリティチ ェックが、順次Ｐ　ｎ（１）＝　Ｐ　ｎ（３）およびｐ　ｎ（０）＝　Ｐ　ｎ（ ２）　（ここで、　“−”は補数を示す）となるために、満足させるべき条件は ：（１）７＜　＋）　ティ・ｆ　ｚ　−ｔ　り行列［Ｈｒ（Ｄ）・・Ｈ’（Ｄ） Ｈ’（Ｄ）］　ｃＤＨ’（Ｄ）項は奇数個の項を有していること、そして、（２ ）パリティチェック行列のＨ’（Ｄ）項は偶数個の項を有していること、である 。これらの条件は過度に拘束的ではない。なぜならば、前述のウンガーベックの 論文の中で、もしも ［Ｈｒ（Ｄ）・Ｈ’（Ｄ）−Ｈｓ（Ｄ）−Ｈｏ（Ｄ）］であれば、 ここで、ｏ＜ｓ＜ｔ＜ｒは望ましいコーディングゲインを有しているが、上記条 件（１）と（２）を満足させないとき、限定条件（１）と（２）が満足させられ るように、ある変換が適用され得る。この変換のもとで、新しいパリティチェッ ク行列は、 ［Ｈ’（Ｄ）−Ｈ’（Ｄ）　ＯＨ”（Ｄ）−Ｈ’（Ｄ）：］となる。

上記技術で知られているように、この変換は、上記コーディングゲインを留めて 繰り返し適用することが可能である。

本発明を説明するのに必要なモデム１２のレシーバ５００部分は、第８図に示さ れる。

受信信号Ｒ（ｔ）は、サンプラーとＡ／Ｄコンバータ５２によりサンプリングさ れ、イコライザーと復調手段５４により、技術において知られている多くの異な る方法のうちの１つで一致させられる。上記異なる方法の幾つかは、ファルコナ ーら（Ｆａｌｃｏｎｅｒ　ｅｔ　ａｔ、　）の米国特許第３，８７８．４６８号 及びマトリ−ら（Ｍｏｔｌｅｙ　ｅｔ　ａｌ、　）の米国特許第４，０２８．６ ２６号に示されており、両特許に明細が記されている。パスバンド・イコライザ ー５６つまりイコライザー５６の後の復調器５８が示されているが、本発明はベ ースバンド・イコライザー、つまり一致化の前の復調を有するレシーバに対して も同じように適用可能である。２次元の複素値信号を表す一致化され復調された 信号は、コード化されないビットとコード化されたビットを出力として有する従 来のスライサ６０に与えられる。そして、前述されたように、コード化されたビ ットは、最もありそうな部分集合の部分集合ナンバーを表している。上記スライ サ６０は従来型のもので、比較器を用いて実現され得る。

スライサ６０の後に、ビテルビ（Ｖ　１ｔｅｒｂｉ）検知器６２が続いている。

この検知器は、前の方で使用した米国特許第４，０７７．０２１号およびアイイ ーイーイー・トランス・コム・チク（ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、Ｃｏｍｍ、　Ｔｅ ｃｈ、）のＶｏｌ、　Ｃ０Ｍ−１９（１９７１）で出版されたジエイ・エイ・ヘ ラ−ら（Ｊ、Ａ。

Ｈｅ１ｌｅｒ　ｅｔ　ａｔ、）による論文「衛生と宇宙の通信のためのビテルビ 復調玉およびブロック・アイイーイーイー（Ｐｒｏｃ、ＩＥＥＥ）Ｊｏｌ、　６ １（１９７３）で出版されたジー・ディー・フォーニー（Ｇ、Ｄ、Ｆｏｒｎｅｙ ）による「ビテルビ代数」の中で説明されているような従来型のものである。ボ ルテージ・コンドロールド・オシレータ（ＶＣＯ）６４はローカル搬送波を引き 出すために用いられる。そして、ローカル搬送波の位相は、前述の米国特許第３ ．８７８．４６８号および第４，０２８，６２６号に示されているような周知の 技術を用いたイうライザー５６と連結してトラックされ得る。レシーバにおける 我々の発明の詳細な説明するために、レシーバで用いられ、第８図に図解されて いる周知のフェースロックループ（ＰＬＬ）について簡単に述べよう。キャリア ＰＬＬ６５は、スライサ６０．検知器６２、ボルテージ・コンドロールド・オシ レータ（ＶＣＯ）６４、マルチプライヤ５８およびローパスフィルタを含むｖｃ ｏエラー発生器６６を備えている。このループは指標を有し、また、この指標は 第９図に示されるように、π／２ごとに繰り返し現れる。上記第９図は、位相エ ラーに対するエラー電圧のプロットである。９０６あるいは９０６の倍数の位相 ヒツトがあって、その結果生じるライン信号は位相が９０６の倍数シフトされる ときはいつでも、レシーバＰＬＬはθとθ＋９０°とを識別できない。前に述べ られたように、これは受信信号を誤って復調させることになる。上記ビテルビ復 調器６２と上記後に続くデコーダ６８は、上記伝送されたシーケンスａＸｎの推 定値を出す。第８図に関連していままで述べられてきた上記レシーバの構造は、 上記技術では周知のことであり、それ自体は本発明の一部となるものではない。

好ましい実施例において、上述したレシーバ回路は、上記サンプラーとＡ／Ｄコ ンバータ５２の後で、マイクロプロセッサにより実施される。従って、これら回 路のすべては概して、従来のディジタル・データ、つまり、マイクロプロセッサ を土台にしたモデムではすでに利用可能なものである。上記技術１において、そ れ、ら、に、よってわかるように、マイクロプロセッサを土台としたモデムコン トロールとデータ処理回路（図示せず）もまた、通常のデータ記憶素子（即ち、 プログラム制御記憶およびそれと同様のものノタメのＲＯＭ、および可変の入力 ／出力／中間結果データ等のためのＲＡＭ）を備えている。上記通常のデータ記 憶素子は、従来は記憶されたプログラムに従ってディジタル信号を好ましく操作 するためのマイクロプロセッサＣＰＵと連合していた。本好ましい実施例では、 これらのすでに存在するマイクロプロセッサＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭ素子は 、後述する本発明の素子を実行するためにも使われる。しかし、そＱような機能 というのは、配線による実施において果たされ得るであろう、。第８図はまた、 配線による実施が取るかもしれない形態を示唆してい・、る。

本発明によれば、逆鉤回転を備える位相シフトの量は関数Ｐｎと関数Ｑｎを用い て計算される。そして、搬送波の位相はそれに応じて調整される。第８図におい て、位相回転検知手段６８とその手段における。方法は、説明のために、本発明 にかかる配線による実施を示唆する概念化された模式図に描かれている。しかし 、本発明の好ましい実施例にお、いては、位相回転検知手段６８はソフトウェア で実施されているし、ご−の手段については、配線による実施について簡単に述 べた後で、いまあンるマイクロプロセッサ回路・を用い、マイクロプロセッサを ベースにしたモデムにお・いて実施され得るコンピュータ・プログラム・セグメ ントのフローチャートにより詳細に述べる。上記検知手段６８はパリティチェッ ク手段７０を備え、このパリティ・チェック手段は、式７および１４ａで示され るような式５の特定の解釈を実施するために与えられている。上記パリティチェ ック手段７０で実施されることになる精密なパリティチェックの式は、上記コン ポルーシジナルエンコーダの状態数の関数であり、それは設計選択の問題である 。この後第１θ図および第１１図でもっと詳しく述べられるように、ビットｙ０ 乃至ｙｒ　は、上記パリティチェッｎ り手段７０中の複数本の遅延線の１つ１つに与えられる。各遅延線は一連の遅延 素子を備え、その遅延素子の各々は１個の１記号周期Ｔ１つまりｌボ一時間遅延 を有している。複数個のタップラインおよびそれらの番号と接続位置は、式５か ら生じる特定の式にかかっている。上記タップラインは複数個の排他的論理和に 接続されて、前述のＰｎおよびＱｎ小出力発生する。たとえば、式５が式７にな ると、そのとき上記接続は第１Ｏ図に示されるとおりである。同様に、式５が式 １４ａに変わると、そのとき上記接続は第１１図に示されるようになる。第１Ｏ 図およｌ第１１図において、上記遅延線は数字の７２で特定され、上記タップ・ ラインは数字の７４で特定され、上記遅延素子は記号りにより特定され、そして 排他的論理和はｅにより特定されている。前述したとおり、゛これらの図は図式 化を目的として、上記パリティチェック手段７ｔｌｉｌｅ配諒、による実施を示 しているにすぎない。そして、好ましいマイクロプロセッサの実施を表すフロー 図は後で与えられる。

上記パリティチェック手段７０からの出力ＰｎとＱｎのそれぞれ“は、２個のｌ ビットディジタル−アナログコンバータ７６と７８のうち１個を運転する。その とき、受信されたゼロピットはコンバータ７６および７８から＋Ｅボルトの出力 を、また、受信された１ビツトは−Ｅポル・トｌ対のＲＣネットワークフィルタ ８０と８２によって、それぞれろ波される。３個の比較器８４．８６および８８ が与えられ、フィルタ８０ｆの出力が比較器８４の反転入力端子に電気的に連結 され、また、上記フィルタ７８の出力は比較器８６の非反転入力端子と比較器８ ８の反転入′力端子に電気的に連結される。−ＸＥボルトの基準電圧は、比較器 ８４と８６の２個の非反転入力端子に電気的に連結される。上記フィルタ８０と ８２の時定数およびＸ値は、所望の量のシステムノイズの望ましい応答速度に従 って選ばれる。ｌＸｌ０””というオーダの誤り率で出力を得るためには、上記 ＲＣ時定数は１６個と６４個のシンボルインタバルの間で選ぶべきであり、上記 Ｘの値（０＜Ｘ＜１）は７／８乃至１／２の範囲になければならない。

比較器８４．８６および８８はそれぞれ１８０°反時計方向回転（ＣＣＷ）、９ ０°ＣＣＷおよび２７０°ＣＣＶの検知器として働く。上記３個の比較器の出力 は決定回路９０に与えられると、この決定回路９０は、次のように機能する。位 相回転があるときはいつでも、上記比較器８４．８６および８８から出る信号の １つは高くなり、そのことは、順番に上記決定回路９０に出力９２で位相修正信 号を与えるようにさせる。この順番に与えられる信号は、タイマー９４をスター トさせることにより、２個のＲＣ時定数に等しい時間の長さをそれ以上修正する ことを防止する。

位相修正手段９５は、上記位相修正信号を用いて、多くの異なりたやり方で位相 修正を行うことができる。第８図に示された１つのやり方では、この位相修正は 、集計装置９８へ至るライン９６を経由して、上記位相ロック−ループ６５に加 えられ得る。それによって、ＰＬＬ搬送波の望ましい位相判断が調整される。あ るいはまた、上記位相修正は、上記スライサ６０からのビット出力シーケンスを 解読するデコーダ６２によって用いられる上記部分集合のナンバーに加えられ得 る。

上記望ましい実施例は、上記回転検知手段６８と上記位相修正手段９５の実施を 、付加的な小さなプログラム・セグメントつまりサブルーチンを上記マイクロプ ロセッサ回路に備えることにより成し遂げる。考えられるプログラム・セグメン トの１つに対する単純化された模式的なフロー図が第１２図に示される。１００ での普通のスタートつまりプログラムエントリーの後、ステップ１０２における スライシングルーチンは上記受信された点に最も近接した理想的な点を決定する 。パリティチェックルーチンはステップ１０４で、多項式ＰｎとＱｎの値を計算 し、その結果は、ノイズスパイクがステップ１０６における結果に影響するのを 排除するように時間平均（積分）される。Ｐｎ＝Ｏならば、位相調整は必要でな く、そのプログラムはステップ１０２に戻る。Ｐｎ＝１ならば、そのプログラム はステップ１０８に進む。そして、ステップ１０８におけるタイマーが作動して いなければ（このことは修正を禁止（インヒビット）する）、そのとき、上記プ ログラムはステップ１１０に進み、そこで上記ｖＣＯ位相は１８０°増加する。

（第８図において、９４によって特定されている。）タイマーはそのとき作動さ せられて、これ以上の修正は、略３０ボーの期間、つまり記号周期Ｔの間禁止さ れる。ステップ１０６ではＰｎＯ値が０と１の間にあれば、上記プログラムはス テップ１１２に進み、Ｑｎ＝＝０であれば、そのとき上記ｖＣＯの位相はステッ プ１１４で９０°上昇する。ただし、タイマーはステップ！１６では禁止モード になっていないものとする。同様に、ステップ１０６においてＰｎが０と１にあ り、そして、ステップ１１２でＱ＝１であれば、上記プログラムはステップｔｔ Ｓに進み、そして上記ｖＣＯの位相は２７０’上昇する。このとき、上記タイマ ーはステップ１２０において禁止モードになっていないものとする。これらの各 ケースにおいて、上記Ｖｃｏ位相がセットされると、上記タイマーは作動して一 周期の間これ以上の修正を禁止する。もし、ノイズが多過ぎて、この回路の演算 が不適当なら別の可能性のある配列をこの後述べる。ノイズの影響を軽減すべく 、ＰとＱの値を積分する代わりに、交替性の方法に関する決定もまた使用可能で ある。この方法においては、１６ボーの間ｌが連続するならば、Ｐはｌにセット される。１６ボーの間Ｐ（Ｄの値が０と１の間で交替するならば（０が３０％、 １が７０％の割で交替する。その逆もある）、そのときＰはｙ、となる。同様に 、Ｑｎが１６ボーの間ｌであれば、Ｑｎは１にセットされる。前の方法と同じよ うに、上記回路が過度のノイズのために誤動作すると警報が送られる。

前述したように、式４ａ乃至４Ｃによる部分集合のナンバーの割り当ては考えら れ得るナンバリング方法を単に説明するものにすぎない。これらの方法は熟練技 術にとっては明らかなものであろう。

位相回転検知用に使用され得る別のナンバリング方法が第５表に示される。この 配列は第２図の少なくとも８個の部分集合を伴うエンコーダの形態をとるコンポ ルーシタナルエンコーダ１６用だけのものである。

第５表 ＯＱ　Ｏ（０）　１　１　０　（＆） ９０゜ ｙ　ｙ’　ｙｏＹｎ　が　ｚ’　ｚ’　Ｚｎ１　０　０　（４）　ＯＯ１（１） ０　１　ｔ　（３）　ｏ　ｏ　ｏ　（ｏ）０　１　Ｇ　（２）　Ｑ　Ｑ　１　（ １）１　０　０　（４）　１　１　．１　（７）１　０　１　（５）　ＯＯＯ（ ０） 第５表における部分集合の番号の割り当てのための回転に対する規則は： ｚＡ＝ｙル０ｙＲ ｚｊ　＝　ｙｊｅ　ｙ３ である。

わずかに変化をつけるとすれば、９０°および２７０６の回転時に（第５表にお ける）５と３と１と７を交換することだということに注目すること。

ｚｊ　＝　ｙ７ｅ　ｙＩ？ ２７０゜ ｚｎ＝ｙｎ（式１７ｂ） ｚｊ　＝　ｙ４ｅｙＩ？ ＺＩ？−ｙλｅｙＩ？ 上記位相回転を示すためのこの番号の配置については、上記パリティチェック式 、つまり式５のパリティチェック行列Ｈ（Ｄ）は次の条件を持たなければならな い。

（１）Ｈ″（Ｄ）は偶数個の項を持たなければならない。そして（２）Ｈ’（Ｄ ）ｅＨ’（Ｄ）は基数側の項を持たなければならない。

このタイプのパリティチェック行列Ｈ（Ｄ）の例が、８および１６状態を有する ２／３コンボルーシヨナルエンコーダ用に、この後与えられる。

８状態 ［：Ｈ”（Ｄ）Ｈ’（Ｄ）Ｈ’（Ｄ）］＝［Ｄ”ｅＤＤＤ”＋１］７６状態 ［Ｈ”（Ｄ）Ｈ”（Ｄ）Ｈ’（Ｄ）コ＝［ｐ３ΦＤＤ”Ｄ’ｅＤ”＋Ｄｅ　ｌ］ 　（式　１８）上記１６状態に対し、上記パリティ式はｙＡは匂のレシーバ評価 だと仮定して）：゛ Ｐｎ（０）＝籟−２ｅ剋−１０剋−１０″ｙ’ｎ−３（＋４＝　０関数Ｑは、前 のように、次式により得られる：Ｑ（３）＝１ 同様に、１６状態のコンポルーシタナルエンコーダに対しては：Ｐｎ（０）＝４ −３Φｙ；−１ｅｙｌ−２ｅ；’１−４０；’、−２ｅ；’、−１ｅ；’、＝　 ０Ｑｎ＝　Ｐｎｅ　Ｐｎ（３）　（式２２）％式％ 第２図の上記コンポルーシタナルエンコーダ１６の２個の特定的な例が、上記８ 状態および１６状態に対する非系統的なエンコーダの形で、第１３ａおよび１３ ｂ図に示されている。第１３ａ図の８状態コンポルーシヨナルエンコーダ１００ に対する上記コード化されたビットグループＹｎは次の通りである。

ｙ″ｎ＝ｘ″ｎｅ×ｎ ＝ｘ″ｎｅ×ト２○ｘｎ−１ｅＸｊ１−２０ｘｉ１ｙ’ｎ＝ｘｎ−１ １１３ｂｌｌの１６状態コンポルーシヨナルエンコーダ１０２に対するコード化 されたビットグループＹｎは次の通りである。

ｙｎ＝ｘｎ○ｘｉ、−２＠ｘ％−１ ｙｈ＝ｘｉ、−１ｅｘ′ｒＩ○’ｌ＋−２０ＸＫＹ’ｎ＝”ｎ−１ 第８図の上記パリティチェック手段７０の例が２つ第１４ａおよび１４ｂ図に示 される。第１４ａ図のパリティチェック発生手段１０４は、第１３ａ図の８状態 コンポルーシヨナルエンコーダと組み合わせて実施される。第１５図は、２点か らなる部分集合のための第５表を用いた！６点群のためのナンバリングを示して いる。同様に、第１表に示されたナンバリングは、第１表中の部分集合３と１と ５と７を交換することにより変えることができる。これに従えば、９０″回転に 対して： ｚｎ　””　ｙｎ Ｚｉｌ＝ｙ′ｎｅｙｉ＋ ｚ％＝ｙ％（オプショナル） そして、２７０°の回転に対して： ２λ＝ｙ′ｎ（オプショナル） 上述した部分集合のナンバリングシステムには、全部で４個の可能性がある。別 の１組の４個の可能性は、入力時のｘ％とＸＫおよび出力時のｙ　？ｌｊ：、　 ｙ　％を入れ換えることにより得られる。

ここでは本発明の特定の実施例について示し、また述べてきたが、それによって 、本発明をその実施例の詳細に限定するつもりはない。それどころか、本発明は 、本発明の精神と範囲、つまり、明細書と付属の特許請求の範囲にある、本発明 に従属する発明であることろの全ての修正物１代わりになるもの、実施例、利用 物そして同等のものをカバーし得るものである。

Ｆｉｔこ１５− Ｆにこ／４Ａ− 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．複数個の情報ビットシーケンスを伝送するための変調一復調システムにして 、上記システムはトランスミッタを備え、このトランスミッタはコーディング処 理によって、上記情報ビットシーケンスの各々を、少なくとも１個のコード化さ れたビットグループの部分を有する拡張ビットシーケンスに変換するための状態 マシーン手段を有し、またさらに、上記トランスミッタは、連続的に印加された 上記拡張ビットシーケンスの各々に応じて、信号群から複数のマルチレベルシン ボルの１つを帯びさせるために搬送波信号を変調するための変調された搬送波の 発生手段を備え、上記コード化されたビットグループ部分は上記マルチレベルシ ンボルの複数の部分集合の１つを選択し、上記マルチレベルシンボルは２次元複 素平面における表現をすることができ、また、上記システムは、上記変調された 搬送波信号を復調および検知して、受信拡張ビットシーケンスを得るための復調 およびスライサー手段を有するレシーバを含む変調−復調システムにおいて、 上記変調された搬送波発生手段は、複数の逆角度回転の１つによって複素平面に おいて回転されたとき、上記部分集合の各々が上記逆角度回転の各々に対してそ れ自体以外の唯一の予め定められた上記部分集合に写像されるように配置され、 かっ同一のものと認識される上記部分集合を有し、 また、上記復調およびスライサー手段に連結され、複数の連続的に受信された上 記コード化されたビットグループ部分に応じて、上記逆角度回転の各々および０ °角回転を一意的に同定するための位相回転検知手段を備え、 また、上記位相回転検知手段に連結され、上記レシーバの出力信号における上記 逆角度回転を補償するための位相修正手段を備える変調一復調システム。２．上 記請求の範囲１項に記載の変調一復調システムにおいて、逆角回転は実質上±９ ０°と１８０°である変調一復調システム。 ３．上記請求の範囲２項の変調一復調システムにおいて、上記位相回転検知手段 はｊを決定するための以下のバリティチェック式Ｐｎ（ｊ）を計算するための手 段を含み、▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、■（Ｄ）はコード化されたビットグループ部のｒビットの各ビットを表 わし、Ｈ（Ｄ）はパリティチェック行列のｒ項の各項を表わし、ｎはシンボル周 期であり、ｊ＝０°、９０°回転に対してｊ＝１、１８０°回転に対してｊ＝２ 、２７０°回転に対してｊ＝３であり、また、上記位相回転検知手段は上記与え られた逆角回転のための唯１つの同一のものと認識する値を与えない各Ｐｎ（ｊ ）に対してＱｎ（ｊ）を計算するための手段をさらに含み、 Ｑｎ（ｊ）＝Ｐｎ（ｊ）■Ｐｎ（ｉ） ここで、ｉ＝１あるいは３、９０°回転に対してｉ＝１、２７０°回転こ対して ｉ＝３とするこきによって、Ｐｎ（ｊ）は０°回転と１８０°回転こ対して唯１ つの同一のものと確認する値を与え、またＱｎ（ｊ）は９０°回転と２７０°回 転に対して唯１つの同一のものと確認する値を与えるようにした変調一復調シス テム。 ４．上記請求の範囲１．２および３項のいずれかに記載の変調一復調システムに おいて、 上記拡張したビットシーケンスは少なくとも１つのビットを有するコード化され ていないビットグループ部を含み、また各上記部分集合は複数の上記マルチレベ ルシンボルを含み、また上記変調された搬送波発生手段は上記コード化されたビ ットグループ部によって選定された複数の部分集合の上記１つから上記搬送波信 号を変調するために上記１つのマルチレベルシンボルを選択するための上記コー ド化されていないビットグループ部を使用するための手段を更に含んでいる変調 一復調システム。 ５．上記請求の範囲１．２および３項のいずれかに記載の変調一復調システムに おいて、 上記拡張されたビットシーケンスは上記コード化されたビットグループ部分のみ を含み、また上記部分集合の各々は唯１つの上記マルチレベルシンボルを含んで いる変調一復調システム。 ６．複数の情報ビットシーケンスの各々を少なくとも１つのコード化されたビッ トグループ部を持つ拡張されたビットシーケンスに変換するためのコンボルーシ ョナルエンコーダと、上記拡張されたビットシーケンスに応えて複数の複合値を 持つシンボルから部分集合を定義する少なくとも１つの上記シンボルを選択する と共に、上記部分集合から上記シンボルの１つを帯びさせるために搬送波信号を 変調するための変調信号発生手段を有するトランスミッタを含み、さらに上記シ ステムは受信された拡張されたビットシーケンスを得るために上記変調された搬 送波信号を復調および検知するための復調およびスライサー手段を有するレシー バを含むデータモデムにおいて、 上記変調された搬送波発生手段は、複数の逆角回転の１つによって複素平面にお いて回転されたとき、各部分集合が実質的に上記逆角回転の各々に対してそれ自 身とは別の唯一の予め定められた上記部分集合と実質的に一致するように配置さ れ、同定される部分集合を有し、また位相回転検知手段と位相修正手段とを備え 、上記位相回転検知手段は上記復調スライサー手段に連結され、複数の連続的に 印加された上記コード化されたビットグループ部に応えて各逆角回転を一意的に 特定するようになっており、上記位相回転手段は上記位相回転検知手段に連結さ れ、上記レシーバにおいて上記逆角回転に対して補償するようになっているデー タモデム。 ７．上記請求の範囲の６項のデータモデムにおいて、上記位相回転検知手段はさ らに０°回転を検知するための手段を含むデータモデム。 ８．請求の範囲の７項による変調一復調システムにおいて、上記逆角回転は実質 上±９０°と１８０°である変調一復調システム。 ９．上記請求の範囲８項の変調一復調システムにおいて、上記位相回転検知手段 はｊを決定するために以下のパリティチェック式Ｐｎ（ｊ）を実行するための手 段を含み、▲数式、化学式、表等があります▼ ここでｙ（Ｄ）は上記コード化されたビットグループ部分のｒビットの各ビット を表わし、Ｈ（Ｄ）はパリティチェック行列のｒ項の各項を表わし、ｎは上記シ ンボル周期であり、０°回転に対してｊ＝０．９０°回転に対してｊ＝１、１８ ０°に対してｊ＝２、２７０°回転に対してｊ＝３。 また、上記位相回転検知手段は、与えられた上記逆角回転に対して唯一のものと 確認する値を与えない各Ｐｎ（ｊ）に対して式Ｑｎ（ｊ）を計算するための手段 を含み、 Ｏｎ（ｊ）＝Ｐｎ（ｊ）■Ｐｎ（ｉ） ここでｉ＝１または３、９０°回転に対してｉ＝１、２７０°回転に対してｉ＝ ３ とすることによって、Ｐｎ（ｊ）は０°回転と１８０°回転に対して唯一の同一 のものと確認するための値を与え、またＱｎ（ｊ）は９０°回転と２７０°回転 に対して唯一の同一のものと確認するための値を与えるようにした変調一復調シ ステム。 １０．上記請求の範囲９項の変調一復調システムにおいて、上記拡張されたビッ トシーケンスは少なくとも１つのビットを有するコード化されていないビットグ ループ部分を含み、また上記部分集合の各々は上記複数の上記複合値シンボルを 含み、また上記変調された搬送波発生手段はさらに上記コード化されたビットグ ループ部分によって選択された複数の部分集合の内の上記１つから上記搬送波信 号を変調するために上記１つの複合値シンボルを選択するために上記コード化さ れていないビットグループ部分を使用するための手段を含んでいる変調一復調シ ステム。 １１．上記請求の範囲９項の変調一復調システムにおいて、上記拡張されたビッ トシーケンスは上記コード化されたビットグループ部分だけを含み、また各上記 部分集合の各々は唯１つの上記複合値シンボルを含む変調一復調システム。 １２．コンボルーショナルエンコーディング処理によって上記情報ビットシーケ ンスの各々の内の少なくとも１つの部分をコード化されたビットグループに変換 すると共にマルチレベルシンボルの部分集合から選択されたマルチレベル信号に よって搬送波信号を変調するためのトランスミッタ手段と、上記変調された搬送 波信号を復調すると共に上記情報ビットシーケンスを出力信号として与えるため のレシーバ手段を含む複数の情報ビットシーケンスを転送するためのモデムにお いて、逆角回転を一意的に同一のものとして確定するように絶対位相を検知する ための手段を備え、また上記レシーバ手段は上記逆角回転を補償するための手段 を含むモデム。 １３．上記請求の範囲１２項のモデムにおいて、絶対位相を検知するための上記 手段は上記部分集合の各々が各逆角回転に対してそれ自身以外の唯一の予め定め られた上記部分集合上に写像するように上記部分集合を形成するための手段を有 し、上記レシーバ手段は複数の連続的に受信された上記コード化されたビットグ ループを解析して各逆角回転に対して唯一の同一のものき確認する値を与えるた めの手段を含み、また上記補償するための手段は上記唯一の同一のものと確認す る値を受けるように連結されているモデム。 １４．上記請求の範囲１３項のデータモデムにおいて、上記解析するための手段 はさらに０°回転を検知するための手段を含み、Ｋは整数であるデータモデム。 １５．上記請求の範囲１４項による変調一復調システムにおいて、上記逆角回転 は実質上±９０°と１８０°である変調一復調システム。 １６．上記請求の範囲１５項の変調−復調システムにおいて、上記位相回転検知 手段はｊを決定するために以下のパリティチェック式Ｐｎ（ｊ）を計算するため の手段を含み、▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、■（Ｔ）は上記コード化されたビットグループのｒビットのうちの各ビ ットを表わし、Ｈ（Ｄ）はパリティチェック行列のｒ項の各項を表わし、ｎは上 記シンボル周期であり、０°回転に対してｊ＝０、９０°回転に対してｊ＝１、 １８０°回転に対してｊ＝２、２７０°回転に対してｊ＝３であり、 また、上記位相回転検知手段は１つの与えられた上記逆角回転に対して唯一の特 定する値を与えないような各Ｐｎ（ｊ）に対して式Ｑｎ（ｊ）を計算するための 手段をさらに含み、 Ｏｎ（ｊ）＝Ｐｎ（ｊ）■Ｐｎ（ｉ） ここで、ｉ＝１または３、９０°回転に対してｉ＝１、２７０°回転に対してｉ ＝３であって、Ｐｎ（ｊ）は０°回転と１８０°回転に対して上記唯一の同じも のと確認する値を与え、Ｑｎ（ｊ）は９０°回転と２７０°回転に対して唯一の 同一のものと確認する値を与える変調一復調システム。 １７．上記請求の範囲１６項の変調一復調システムにおいて、上記トランスミッ タ手段は少なくとも１つのビットを有するコード化されていないビットグループ をさらに含むために上記情報ビットシーケンスを拡張し、また上記部分集合の各 々は複数の上記マルチレベルシンボルを含み、また上記トランスミッタ手段は上 記コード化されたビットグループによって選択された複数の部分集合のうちの上 記１つから上記搬送波信号を変調するために上記１つのマルチレベルシンボルを 選択するために上記コード化されていないビットグループ部分を使用するための 手段をさらに含む変調一復調システム。 １８．上記請求の範囲１６項に記載の変調一腹調システムにおいて、上記トラン スミッタ手段は上記コード化されていないビットグループだけを含むために上記 情報ビットシーケンスを拡張し、また上記部分集合の各々は唯１つの上記マルチ レベルシンボルを含む変調一復調システム。 １９．コーディング処理によって情報ビットシーケンスの各々を少なくとも１つ のコード化されたビットグループ部分を有する拡張されたビットシーケンスに変 換し、マルチレベルの信号群を少なくと１つのマルチレベルシンボル各々が有す る複数の部分集合に再分割し、それぞれ連続的に印加されたコード化されたビッ トグループ部分に応えて上記複数の部分集合の１つを選択し、１つのマルチレベ ルシンボルによって上記選択された部分集合から搬送波信号を変調し、さらに受 信された拡張されたビットシーケンスを得るために上記変調された搬送波信号を 復調し検知するステップを含む複数の情報ビットシーケンスを伝送するための変 調一復調方法において、 複数の逆角回転の１つによって複素平面において回転されたとき、上記部分集合 の各々が上記逆角度回転の各々に対してそれ自身以外に唯一の予め定められた部 分集合上に写像されるように上記部分集合を配置し同一のものと確認し、さらに 上記復調ステップの後に複数の連続的に受信されたコード化されたビットグルー プ部分の解析によって各逆角度回転および０ど角度回転を一意的に特定するステ ップを含む上記再分割のステップからなる変調一復調方法。 ２０．上記請求の範囲１９項の変調一復調方法において、各逆角回転を一意的に 特定するための上記ステップはｊを計算するために連続的に受信されたコード化 されたビットシーケンス部分に以下のパリティチェック式を適用することを含み 、▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、■（Ｄ）はコード化されたビットシーケンス部分のｒビットの各ビット を表わし、Ｈ（Ｄ）はパリティチェック行列のｒ項の各項を表わし、ｎはシンボ ル周期であり、０°回転に対してｊ＝０、９０°回転に対してｊ＝ｌ、１８０° 回転に対してｊ＝２、２７０°回転に対してｊ＝３、また、与えられた逆角回転 に対して唯１つの特定する値を与えないような各Ｐｎ（ｊ）に対して少なくとも 以下の式Ｑｎ（ｊ）を適用することを含み、Ｑｎ（ｊ）＝Ｐｎ（ｊ）■Ｐｎ（ｉ ） ここで、ｉ＝１または３、９０°に対してｉ＝１、２７０°に対してｉ＝３であ る変調一復調方法。 ２１．上記請求の範囲２０項の変調一復調方法において、上記信号群を再分割す る上記ステップは複数のマルチレベルシンボルを備えた部分集合を与えることを 含み、上記情報ビットシーケンスを拡張する上記ステップはコード化されていな いビットグループ部分を備えた拡張されたビットシーケンスを与え、上記搬送波 信号を変調する上記ステップは上記コード化されていないビットグループ部分に 応えて上記選択された部分集合から変調にために上記マルチレベルシンボルの１ つを選択することを含む変調一復調方法。２２．上記請求の範囲２０項の変調一 復調方法において、 上記信号群を再分割する上記ステップは唯１つの点を有する各部分集合を与える 変調一復調方法。