JPS6144330A - 基本周波数抽出回路 - Google Patents
基本周波数抽出回路Info
- Publication number
- JPS6144330A JPS6144330A JP59166078A JP16607884A JPS6144330A JP S6144330 A JPS6144330 A JP S6144330A JP 59166078 A JP59166078 A JP 59166078A JP 16607884 A JP16607884 A JP 16607884A JP S6144330 A JPS6144330 A JP S6144330A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- peak
- signal
- positive
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01H—MEASUREMENT OF MECHANICAL VIBRATIONS OR ULTRASONIC, SONIC OR INFRASONIC WAVES
- G01H3/00—Measuring characteristics of vibrations by using a detector in a fluid
- G01H3/04—Frequency
- G01H3/08—Analysing frequencies present in complex vibrations, e.g. comparing harmonics present
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、音声あるいは禁音等の高調波成分が非常に
多い信号波形から基本周波ａ（ピッチ）を実時間で抽出
する事のできる基本周波数抽出回路に閉する。
多い信号波形から基本周波ａ（ピッチ）を実時間で抽出
する事のできる基本周波数抽出回路に閉する。
音声あるいは楽音等のような高調波成分が非常に多い波
形から基本周波数（ピッチ）を実時間で抽出する事がで
きれば、７／セサイザ一等と接続する事にニジ、入力し
た音声あるいは楽音等の信号を多種多様の晋色で再生す
る事が可能になシ、商品価値の高い製品を供給するφが
できる。
形から基本周波数（ピッチ）を実時間で抽出する事がで
きれば、７／セサイザ一等と接続する事にニジ、入力し
た音声あるいは楽音等の信号を多種多様の晋色で再生す
る事が可能になシ、商品価値の高い製品を供給するφが
できる。
音声あるいは楽音の基本周波ａ（ピッチ）とは音を聞い
た時に感じる音の高さの感見、いわゆる音程であって、
多むの周波数成分の最も低い周波む成分に相当する。
た時に感じる音の高さの感見、いわゆる音程であって、
多むの周波数成分の最も低い周波む成分に相当する。
従来、ピッチを抽出する手寂としては、多数の帯域フィ
ルタを使用する方法、ゼロクロス方法、波形の自己相関
間Ｏを求める方法等がとられている。
ルタを使用する方法、ゼロクロス方法、波形の自己相関
間Ｏを求める方法等がとられている。
しかし、多数の帯域フィルタを使用する方法においては
、例えば、４オクタ一ブ１２音階を３オクターブ分抽出
しょうとすると５６ｆａＱもの帯域フィルタを形成させ
なければならず、回路が大規模になり、コストも高くな
る。
、例えば、４オクタ一ブ１２音階を３オクターブ分抽出
しょうとすると５６ｆａＱもの帯域フィルタを形成させ
なければならず、回路が大規模になり、コストも高くな
る。
また、一般に波形の自己相関関数は＋１１式で求められ
、これは、１個だけ離れた標本値間の積和であり、１個
離れたデータ間に平均的にどれくらい対応関係があるか
を示すものである。
、これは、１個だけ離れた標本値間の積和であり、１個
離れたデータ間に平均的にどれくらい対応関係があるか
を示すものである。
（１）式の自己相関関数値ｒ１が、波形のピッチ周期と
その整数倍の周期でピークをもち、その最大値をとる１
の値が波形のピッチに相当するものである。従って、波
形の自己相関関数を求める方法においては、（１）式の
ごとく、膨大な演Ｓを必要とするため、リアルタイム処
理するには、困碌でありリアルタイム処理しょうとする
と、かなりの高速クロックを必要とし、（ｌ）式演算の
ためのメモリも杉大になる。゛また、信号波形が無音を
含むと、無音の間では、ピッチ周期のところで、関数値
のピークが出ない故、なんらかの方法に工す、無ｉｔ部
を検出、あるいは処理する必要がある。現在、この無音
検出あるいは処理の方法としては、ソフトウェアによる
処理が多いが、このソフトウェアによる処理では、無音
検出のアルゴリズムに問題が多く、マたプログラマから
すれば、ソフトウェアの負担が膨大になる。
その整数倍の周期でピークをもち、その最大値をとる１
の値が波形のピッチに相当するものである。従って、波
形の自己相関関数を求める方法においては、（１）式の
ごとく、膨大な演Ｓを必要とするため、リアルタイム処
理するには、困碌でありリアルタイム処理しょうとする
と、かなりの高速クロックを必要とし、（ｌ）式演算の
ためのメモリも杉大になる。゛また、信号波形が無音を
含むと、無音の間では、ピッチ周期のところで、関数値
のピークが出ない故、なんらかの方法に工す、無ｉｔ部
を検出、あるいは処理する必要がある。現在、この無音
検出あるいは処理の方法としては、ソフトウェアによる
処理が多いが、このソフトウェアによる処理では、無音
検出のアルゴリズムに問題が多く、マたプログラマから
すれば、ソフトウェアの負担が膨大になる。
波形のゼロ交差数音カウントシ、処理するゼロクロス方
法においても、前記と同様、無音を検出あるいは処理す
る方法が問題となる。
法においても、前記と同様、無音を検出あるいは処理す
る方法が問題となる。
本発明はかかる欠点を解決する几め、若干の７１−ドウ
エアで、リアルタイムで動作する簡単で安定かつ確実な
基本周波数抽出回路を提供することにある。
エアで、リアルタイムで動作する簡単で安定かつ確実な
基本周波数抽出回路を提供することにある。
本発明は、音声あるいは楽音信号の正及び負のピークを
それぞれホールドするピークホールド回路と、音声ある
いは楽音入力信号の正及び負とをそれぞれ比較する比較
器を設け、その比較路出力の一万によってセットし、他
方に工ってリセットするフリップフロップの出力から、
実質的基本周波数を得る工うにし、かつ、相異なる直流
電位を音声あるいは楽音入力信号と、前記ピークホール
ド回路のホールド値に対し加える工うにしたものである
。
それぞれホールドするピークホールド回路と、音声ある
いは楽音入力信号の正及び負とをそれぞれ比較する比較
器を設け、その比較路出力の一万によってセットし、他
方に工ってリセットするフリップフロップの出力から、
実質的基本周波数を得る工うにし、かつ、相異なる直流
電位を音声あるいは楽音入力信号と、前記ピークホール
ド回路のホールド値に対し加える工うにしたものである
。
上記のような構成に工れば、若干のノー−ドウエア（（
ニジ、信号の無音部の処理が極めて簡単になハかつリア
ルタイムで動作が可能になる。
ニジ、信号の無音部の処理が極めて簡単になハかつリア
ルタイムで動作が可能になる。
以下本発明の実施例を図面に従い詳述する。
第１図は、本発明による基本周波数抽出回路の一実施例
図である。
図である。
１．２は反転増１県回路であり、２については増幅率１
倍の信号波形を反転させるためのものである。３，４は
、音声あるいは楽音信号の正及び負のピークをホールド
するピークホールド回路と、そのピークホールド回路の
ホールド値と、音声あるいは楽音入力信号の正及び負の
ピークとをそれぞれ比較する比較器とから構成されるピ
ーク検出及びＢで示す互いに反転された波形が、それぞ
れピーク検出回路５，４に入力される。ピーク検出回路
３．４は、それぞれ波形Ａ、Ｈのピーク値をホールドす
るピークホールド回路と、そのピークホールド回路のホ
ールド値と波形を比較する比較器とから成シ、波形Ａ及
びＢのピーク時に比較器の出力が反転する。ピークホー
ルド回路は、図示するコンデンサＣにピーク値をアナロ
グ的にホールドするが、抵抗Ｒに工ってわずかながら放
電している。すなわち、入力波形のピークを検出後はＣ
と只の時定数に従ってＨ点及び１点（図示する）の電位
は第２図の人波形とＢ波形上に示す破紛の曲線となる。
倍の信号波形を反転させるためのものである。３，４は
、音声あるいは楽音信号の正及び負のピークをホールド
するピークホールド回路と、そのピークホールド回路の
ホールド値と、音声あるいは楽音入力信号の正及び負の
ピークとをそれぞれ比較する比較器とから構成されるピ
ーク検出及びＢで示す互いに反転された波形が、それぞ
れピーク検出回路５，４に入力される。ピーク検出回路
３．４は、それぞれ波形Ａ、Ｈのピーク値をホールドす
るピークホールド回路と、そのピークホールド回路のホ
ールド値と波形を比較する比較器とから成シ、波形Ａ及
びＢのピーク時に比較器の出力が反転する。ピークホー
ルド回路は、図示するコンデンサＣにピーク値をアナロ
グ的にホールドするが、抵抗Ｒに工ってわずかながら放
電している。すなわち、入力波形のピークを検出後はＣ
と只の時定数に従ってＨ点及び１点（図示する）の電位
は第２図の人波形とＢ波形上に示す破紛の曲線となる。
従ってピーク検出回路５，４の出力（第２図のに、Ｆで
示す）は、入力波形がホールド値工すも低い間は、レベ
ルφとなシ、入力波形がホールド値を越えた点で出力が
反転し、レベル１となる。故にピーク検出回路３，４は
波形のピークを検出することになり、波形Ａを正側と考
えれば、ピーク検出回路５は正のピークを、ピーク検出
回路４は負のピークを検出することになる。
示す）は、入力波形がホールド値工すも低い間は、レベ
ルφとなシ、入力波形がホールド値を越えた点で出力が
反転し、レベル１となる。故にピーク検出回路３，４は
波形のピークを検出することになり、波形Ａを正側と考
えれば、ピーク検出回路５は正のピークを、ピーク検出
回路４は負のピークを検出することになる。
仄に、ピーク検出回路３の出力（第２図Ｅで示す）はＳ
ＲＦ／Ｆ ７をセットし、ピーク検出回路４の出力（
Ｉ！２図Ｆで示す）は５ＲＩＰ／Ｆ７ｔ−ＩＪ上セツト
る工うに動作する。そのタイミングを第２因のＥとＦと
ＧＫニジ示す。ＳＲ？’／Ｆ ７は波形Ａを正側とする
と正ビークスセットされ、負ピークでリセットされる。
ＲＦ／Ｆ ７をセットし、ピーク検出回路４の出力（
Ｉ！２図Ｆで示す）は５ＲＩＰ／Ｆ７ｔ−ＩＪ上セツト
る工うに動作する。そのタイミングを第２因のＥとＦと
ＧＫニジ示す。ＳＲ？’／Ｆ ７は波形Ａを正側とする
と正ビークスセットされ、負ピークでリセットされる。
ＢＲＦ／ＩＰ７（ＤＱ、出力（第２図のＧに示す）の立
上がシから立上がシ、あるいは立下がシから立下が＃）
までの間隔が、信号の基本周波数成分いわゆるピッチ周
期と等しい。
上がシから立上がシ、あるいは立下がシから立下が＃）
までの間隔が、信号の基本周波数成分いわゆるピッチ周
期と等しい。
一般に音声あるいは楽音等は、第２図のムとＢに示した
工うな複雑かつ大きな振幅変動、波形変基本周波ａ成分
以外の波形のピークでセットされる場合があるが、ＳＲ
Ｆ／Ｆ’７のＱ出力には影響を受けない。また、０とＲ
の時足数についても前述の理由にニジ、入力信号の周波
截欣分を力源する必要がある。例えば、音声の周波数は
一般に７０Ｈ２から９００）１ｚ程度である九め、だい
たい１０ｍ５以上が望ましい。ま九、第１図に示す反転
増幅器１を例えば、カセットテレコ等で工く使用される
Ａ Ｌ Ｏ（Ａｕｔｏ Ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ
）付のアンプを使用する事にニジ、第２図のＪに示す工
うな部分が大幅に改善されることが実験的に確かめられ
ている。
工うな複雑かつ大きな振幅変動、波形変基本周波ａ成分
以外の波形のピークでセットされる場合があるが、ＳＲ
Ｆ／Ｆ’７のＱ出力には影響を受けない。また、０とＲ
の時足数についても前述の理由にニジ、入力信号の周波
截欣分を力源する必要がある。例えば、音声の周波数は
一般に７０Ｈ２から９００）１ｚ程度である九め、だい
たい１０ｍ５以上が望ましい。ま九、第１図に示す反転
増幅器１を例えば、カセットテレコ等で工く使用される
Ａ Ｌ Ｏ（Ａｕｔｏ Ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ
）付のアンプを使用する事にニジ、第２図のＪに示す工
うな部分が大幅に改善されることが実験的に確かめられ
ている。
入力信号がない無音時の場合の動作を説明する第１回に
示す１７０バイアス回路５は、波形Ａ及びＢＫ対し直流
的電位を加えるものであ〕、第２図Ｃで示す。すなわち
波形Ａ及びＢは０点のレベルを中心に振れることＫなる
。１）Ｃバイアス回路６は、ピーク検出回路３及び４内
部のピークホールド回路のホールド値に対し直流的電位
を加えるものであυ、第２図のＤで示す。すなわちピー
クホールド回路のホールド値のＣｘＲで放電し終った連
終的電位はＤ点のレベルになる。第２図に示すＤ点のレ
ベルを０点のレベルエり高くすることは音声あるいは、
楽音等の入力レベルの最大ｉｌ！（ピーク）が、ホール
ド値ニジも低ければ、ピッチ検出回路５，４は常にレベ
ルφを出力する。すなわちＳＲＦ／Ｆ’ ７のＱ出力の
状態がレベル１かφのまま変化しなくなるということで
ある。従って、ＳＲ？／？ ７のＱ出力の立上がシから
あるいは、立下がりから一定期閣カウ／トすることに工
す容易に１無音と信号が入った時の区別が可能になる。
示す１７０バイアス回路５は、波形Ａ及びＢＫ対し直流
的電位を加えるものであ〕、第２図Ｃで示す。すなわち
波形Ａ及びＢは０点のレベルを中心に振れることＫなる
。１）Ｃバイアス回路６は、ピーク検出回路３及び４内
部のピークホールド回路のホールド値に対し直流的電位
を加えるものであυ、第２図のＤで示す。すなわちピー
クホールド回路のホールド値のＣｘＲで放電し終った連
終的電位はＤ点のレベルになる。第２図に示すＤ点のレ
ベルを０点のレベルエり高くすることは音声あるいは、
楽音等の入力レベルの最大ｉｌ！（ピーク）が、ホール
ド値ニジも低ければ、ピッチ検出回路５，４は常にレベ
ルφを出力する。すなわちＳＲＦ／Ｆ’ ７のＱ出力の
状態がレベル１かφのまま変化しなくなるということで
ある。従って、ＳＲ？／？ ７のＱ出力の立上がシから
あるいは、立下がりから一定期閣カウ／トすることに工
す容易に１無音と信号が入った時の区別が可能になる。
そして、ＬＩＧバイアス回路５とＤＣバイアス回路６が
与える電位の差１ｃよって、無音とするレベルＶ）軛凹
で変えることか可能になる。ＬＩＯノ鴫イアス回路５，
６は、直流的に電位を加えるものであれはなんでも工く
、簡単な抵抗分割あるいはオペアンプ等でａ故される。
与える電位の差１ｃよって、無音とするレベルＶ）軛凹
で変えることか可能になる。ＬＩＯノ鴫イアス回路５，
６は、直流的に電位を加えるものであれはなんでも工く
、簡単な抵抗分割あるいはオペアンプ等でａ故される。
第１図に示すＳＲＦ’／Ｆ ７のＱ出力（第２図のＧで
示す）の立上がシから立上が９までの計数方法全具体的
に説明する。３ｇ１図に示す微分回路８゜及び遅延回路
９はＳＲＦ／Ｆ ７のＱ出力１７ｃニジ、第２図に示す
φＬ及びφＲを出力する。φＬとφＲは、ＳＲＦ／Ｉ’
７のＱ出力が立上がった時、いわゆる入力波形の正ピー
クのみで発生し、その周期は、入力信号のピッチ周期に
等しい。
示す）の立上がシから立上が９までの計数方法全具体的
に説明する。３ｇ１図に示す微分回路８゜及び遅延回路
９はＳＲＦ／Ｆ ７のＱ出力１７ｃニジ、第２図に示す
φＬ及びφＲを出力する。φＬとφＲは、ＳＲＦ／Ｉ’
７のＱ出力が立上がった時、いわゆる入力波形の正ピー
クのみで発生し、その周期は、入力信号のピッチ周期に
等しい。
ここで、φＬ傷信号ラッチ回路１２のクロック入力とし
て動作し、φＲ傷信号カウンタ１１のリセット入力とし
て動作する。このカウンタ１１は１５〜１６ビツトのバ
イナリアップ形式であるのが好ましい。そしてカウンタ
１１は信号のピッチ毎に発生するφＲ傷信号エリリセッ
トされ、それ以外はＩ Ｍ Ｂ−Ｚのクロックを計数し
ている。またラッチ回路１２はφＬ傷信号エシカウ／り
１１の＋１１数値を保持する。このφＬ傷信号φＲ［号
のわずかに直前で発生するため、カウンタ１１が１７−
ｔｔセットれる直前のｉｌｉをラッチ回路１２が保持す
るすなわち、第２図のタイミングＴＩ（図示）で計数さ
れた値は、タイミングＴ２（図示する）の領域でラッチ
保持されている。このように、ラッチ回路１２の保持内
容は、信号のピッチに従ってリアルタイムで新データを
検知している。そしてカウンタ１１のクロックがＩＭ）
ＩＺであるため、例えば、カウンタ１１の計数値が「２
０００Ｊであれば、信号のピッチ周期は２ｍｓとなり、
基本周波敬は５ｏｏｎｚとなる。
て動作し、φＲ傷信号カウンタ１１のリセット入力とし
て動作する。このカウンタ１１は１５〜１６ビツトのバ
イナリアップ形式であるのが好ましい。そしてカウンタ
１１は信号のピッチ毎に発生するφＲ傷信号エリリセッ
トされ、それ以外はＩ Ｍ Ｂ−Ｚのクロックを計数し
ている。またラッチ回路１２はφＬ傷信号エシカウ／り
１１の＋１１数値を保持する。このφＬ傷信号φＲ［号
のわずかに直前で発生するため、カウンタ１１が１７−
ｔｔセットれる直前のｉｌｉをラッチ回路１２が保持す
るすなわち、第２図のタイミングＴＩ（図示）で計数さ
れた値は、タイミングＴ２（図示する）の領域でラッチ
保持されている。このように、ラッチ回路１２の保持内
容は、信号のピッチに従ってリアルタイムで新データを
検知している。そしてカウンタ１１のクロックがＩＭ）
ＩＺであるため、例えば、カウンタ１１の計数値が「２
０００Ｊであれば、信号のピッチ周期は２ｍｓとなり、
基本周波敬は５ｏｏｎｚとなる。
仄Ｋ、プロセッサ等にデータを受渡す場合、ラッチ回路
１２の保持内容は、プロセッサからの指示に工ｆｉ、Ｒ
Ｄ信号と、ａＳ信号が有効となった時に１アンドゲート
１４はレベル１となシ、プロセッサ側のデータバス（Ｉ
）ＡＴＡ ＢＵＥｉで示ス）へ乗せられる。つまシプロ
セッサが必要とする時のピッチデータがリアルタイムで
データバス上へ供給される。ＲＩ１１！号は１．プロセ
ッサがデータを読み込む時に出す信号であ６．ａｓ倍信
号チップセレクト信号であって、通常は、複数のア）”
１／／Ｃ０組せせにエリ構成されるが、ここでは、一つ
のチップセレクト信号として示した。
１２の保持内容は、プロセッサからの指示に工ｆｉ、Ｒ
Ｄ信号と、ａＳ信号が有効となった時に１アンドゲート
１４はレベル１となシ、プロセッサ側のデータバス（Ｉ
）ＡＴＡ ＢＵＥｉで示ス）へ乗せられる。つまシプロ
セッサが必要とする時のピッチデータがリアルタイムで
データバス上へ供給される。ＲＩ１１！号は１．プロセ
ッサがデータを読み込む時に出す信号であ６．ａｓ倍信
号チップセレクト信号であって、通常は、複数のア）”
１／／Ｃ０組せせにエリ構成されるが、ここでは、一つ
のチップセレクト信号として示した。
なお、カウンタ１１の計数値がいくらであればその入力
の音程がどの音名に相当するかという、ｔｔ計数値音名
一覧表を以下の表に示す。
の音程がどの音名に相当するかという、ｔｔ計数値音名
一覧表を以下の表に示す。
表
この表で、ピッチ許容周期という項目は、音楽的＾、記
記音音程比べて許容されるべき入カビツチ周期という意
味であシ、音程が若干ずれていても、該当する音程近辺
の音名に置き換えて認識するということである。また、
許容計数値は、カウンタ１１の計測１１［を表わす。
記音音程比べて許容されるべき入カビツチ周期という意
味であシ、音程が若干ずれていても、該当する音程近辺
の音名に置き換えて認識するということである。また、
許容計数値は、カウンタ１１の計測１１［を表わす。
本発明では、カウンタ１１のクロックｔ−ＩＭＢＺで説
明したが、これに限るものではない。また反転増幅回路
２に工す、入力波形を反転させたが、ピッチ検出回路４
内のピークホールド回路のダイオードの方向を逆向きに
することによシ、反転増幅回路２が省略可能な挙はいう
までもない。また反転増幅回路１は正転型増幅回路にし
ても全く同等の機能が得られ、波形の負ピーク側でピッ
チ周期を計数しても工い。
明したが、これに限るものではない。また反転増幅回路
２に工す、入力波形を反転させたが、ピッチ検出回路４
内のピークホールド回路のダイオードの方向を逆向きに
することによシ、反転増幅回路２が省略可能な挙はいう
までもない。また反転増幅回路１は正転型増幅回路にし
ても全く同等の機能が得られ、波形の負ピーク側でピッ
チ周期を計数しても工い。
以上本発明の構成に工れば、久の工うな効果が期待でき
る。
る。
（１）高精度かつ簡単な回路構成で効率工く、安定にし
かもリアルタイムでピッチを抽出できる。
かもリアルタイムでピッチを抽出できる。
（２）本発明によるピッチ抽出回路は、比較的汎用性の
高いものであるため、商品価値の高い製品を供給するこ
とができる。
高いものであるため、商品価値の高い製品を供給するこ
とができる。
（３） プロセッサのパスラインでデータ転送を行う
ため、このパスラインを利用してプリンタ、あるいは、
ＣＲＴ等の工１０機器を容易に追加できる。またプログ
ラマからみてソフトウェアの負相が極めて軽減できる。
ため、このパスラインを利用してプリンタ、あるいは、
ＣＲＴ等の工１０機器を容易に追加できる。またプログ
ラマからみてソフトウェアの負相が極めて軽減できる。
第１囚は本発明による基本周波む抽出回路の一実例を示
す回路図、第２図は第１図の本発明による基本周波数抽
出回路の各部のタイミング図である。 ５．４・・・ピーク検出回路 ５．６・・・１）０８１７７回路 ７・・・フリップ７０ツブ １０・・・発振回路 １１・・・カウンタ １２・・・ラッチ回路
す回路図、第２図は第１図の本発明による基本周波数抽
出回路の各部のタイミング図である。 ５．４・・・ピーク検出回路 ５．６・・・１）０８１７７回路 ７・・・フリップ７０ツブ １０・・・発振回路 １１・・・カウンタ １２・・・ラッチ回路
Claims (2)
- （１）音声あるいは楽音入力信号の正及び負のピークを
それぞれホールドするピークホールド回路と、前記ピー
クホールド回路のホールド値と、音声あるいは楽音入力
信号の正及び負のピークとをそれぞれ比較する比較器と
、前記比較器の一方の比較出力によつてセットされ、他
方の比較出力によつてリセットされるフリップフロップ
とから構成され、前記音声あるいは楽音入力信号に対し
直流的電位を加える第１の直流バイアス回路と、前記ピ
ークホールド回路のホールド値に対し直流的電位を加え
る第２の直流バイアス回路とを具備した事を特徴とする
基本周波数抽出回路。 - （２）特許請求の範囲第１項記載のフリップフロップ出
力の周期計数手段として、発振回路と、その発振回路の
出力を計数するカウンタ回路と、そのカウンタ回路の出
力を保持するラッチ回路とを具備したことを特徴とする
基本周波数抽出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59166078A JPS6144330A (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | 基本周波数抽出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59166078A JPS6144330A (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | 基本周波数抽出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6144330A true JPS6144330A (ja) | 1986-03-04 |
Family
ID=15824570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59166078A Pending JPS6144330A (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | 基本周波数抽出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6144330A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1992002913A1 (en) * | 1990-07-27 | 1992-02-20 | Hill James L | Sound detection system |
| JP2005157257A (ja) * | 2003-04-22 | 2005-06-16 | Yamaha Corp | 音高抽出装置、音高補正装置およびプログラム |
| EP2187385A1 (en) | 2008-11-12 | 2010-05-19 | Yamaha Corporation | Pitch detection apparatus and method |
-
1984
- 1984-08-08 JP JP59166078A patent/JPS6144330A/ja active Pending
Cited By (3)
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|---|---|---|---|---|
| WO1992002913A1 (en) * | 1990-07-27 | 1992-02-20 | Hill James L | Sound detection system |
| JP2005157257A (ja) * | 2003-04-22 | 2005-06-16 | Yamaha Corp | 音高抽出装置、音高補正装置およびプログラム |
| EP2187385A1 (en) | 2008-11-12 | 2010-05-19 | Yamaha Corporation | Pitch detection apparatus and method |
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