JPS6143950B2 - - Google Patents
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- JPS6143950B2 JPS6143950B2 JP55018850A JP1885080A JPS6143950B2 JP S6143950 B2 JPS6143950 B2 JP S6143950B2 JP 55018850 A JP55018850 A JP 55018850A JP 1885080 A JP1885080 A JP 1885080A JP S6143950 B2 JPS6143950 B2 JP S6143950B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電動機の速度制御における周波数帰
還方式の改良に関する。
還方式の改良に関する。
従来、電動機の速度制御に使用される速度検出
器としては、電動機の回転数をアナログ電圧にて
検出するタコメータゼネレータが使用されて来た
が、この検出方式は、 ○あ 速度検出器の発生電圧レベルそのものが低速
において低下し、高範囲の直線性の良好なもの
が得難い。
器としては、電動機の回転数をアナログ電圧にて
検出するタコメータゼネレータが使用されて来た
が、この検出方式は、 ○あ 速度検出器の発生電圧レベルそのものが低速
において低下し、高範囲の直線性の良好なもの
が得難い。
○い 交流タコメータゼネレータを使用する場合、
交流直流変換のためにダイオード整流回路を使
用するが、低レベルに於てダイオード順方向電
圧の非直線性の為に、広範囲の直線性が得られ
ない。
交流直流変換のためにダイオード整流回路を使
用するが、低レベルに於てダイオード順方向電
圧の非直線性の為に、広範囲の直線性が得られ
ない。
○う タコメータゼネレータの出力電圧が、温度変
化、モータ内の磁束等の影響を受けて変動す
る。等の欠点があり、これを解決する方式とし
て、電動機の回転数に比例した周波数として回
転数を検出し、フイードバツクする方式が一般
的に採用されている。
化、モータ内の磁束等の影響を受けて変動す
る。等の欠点があり、これを解決する方式とし
て、電動機の回転数に比例した周波数として回
転数を検出し、フイードバツクする方式が一般
的に採用されている。
第１図ａ・ｂは、従来の周波数帰還による速度
制御方式を表わす略線図である。
制御方式を表わす略線図である。
第１図ａにおいて、１は指令電圧設定器、２は
電圧→周波数変換器（Ｖ／変換器）、３は混合
器、４は偏差増幅器、５は移相器、６は電力変換
器、７は電動機、８はパルスゼネレータである。
電圧→周波数変換器（Ｖ／変換器）、３は混合
器、４は偏差増幅器、５は移相器、６は電力変換
器、７は電動機、８はパルスゼネレータである。
すなわち、第１図ａは電圧周波数変換器２を使
用し、周波数にて速度指令を与え、電動機７の回
転数をパルスゼネレータ８にて検出し、回転数に
比例した周波数をフイードバツク信号として使用
する。
用し、周波数にて速度指令を与え、電動機７の回
転数をパルスゼネレータ８にて検出し、回転数に
比例した周波数をフイードバツク信号として使用
する。
偏差検出は指令周波数とフイードバツク周波数
の差を検出増幅し、アナログ信号として移相器５
に加える。
の差を検出増幅し、アナログ信号として移相器５
に加える。
この移相器５の出力でパワ変換用サイリスタを
点弧し、電動機７に加えられる電圧を制御するも
のである。
点弧し、電動機７に加えられる電圧を制御するも
のである。
第１図ｂにおいて、９は周波数→電圧変換器、
１０は偏差増幅器である。
１０は偏差増幅器である。
第１図ｂはアナログ電圧にて速度指令を与え、
パルスゼネレータ８にて検出された電動機７の回
転数に比例した周波数を、周波数電圧変換器９を
使用してアナログ電圧信号として帰還し、偏差増
幅器１０にて偏差信号を増幅し、移相器５を用い
てサイリスタ点弧角制御を行ない、電動機７に加
えられる電圧を制御するものである。
パルスゼネレータ８にて検出された電動機７の回
転数に比例した周波数を、周波数電圧変換器９を
使用してアナログ電圧信号として帰還し、偏差増
幅器１０にて偏差信号を増幅し、移相器５を用い
てサイリスタ点弧角制御を行ない、電動機７に加
えられる電圧を制御するものである。
第１図ａの方式は指令電圧を周波数に変換する
電圧―周波数変換器２が、第１図ｂの方式は周波
数を電圧に変換する周波数―電圧変換器９が必要
であり、これら両変換器はコストアツプの要因と
なる欠点があつた。
電圧―周波数変換器２が、第１図ｂの方式は周波
数を電圧に変換する周波数―電圧変換器９が必要
であり、これら両変換器はコストアツプの要因と
なる欠点があつた。
従つて、周波数帰還方式の速度制御装置は高精
度向けの特殊な用途にのみ適用され、汎用の電動
機速度制御装置は余り使用されていない。
度向けの特殊な用途にのみ適用され、汎用の電動
機速度制御装置は余り使用されていない。
本発明は、第１図ｂの従来方式を改良して、ロ
ーコストの周波数帰還方式の電動機速度制御装置
を提供することを目的としたものである。
ーコストの周波数帰還方式の電動機速度制御装置
を提供することを目的としたものである。
第２図に、本発明の電動機速度制御方式の原理
を示す。
を示す。
第２図において、１１は電圧→電流変換器、９
０は周波数→電流変換器、１００は偏差増幅器で
ある。
０は周波数→電流変換器、１００は偏差増幅器で
ある。
第１図ｂの方式に於て、偏差増幅器１０のサミ
ングポイントについて考えると、指令信号は指令
電圧Ｖsを入力抵抗Ｒsによつて、電流信号ｉsに
変換されている。
ングポイントについて考えると、指令信号は指令
電圧Ｖsを入力抵抗Ｒsによつて、電流信号ｉsに
変換されている。
又、フイードバツク信号は周波数信号Ｆfを周
波数電圧変換器によつて電圧信号Ｖfに変換し、
さらに抵抗Ｒfによつて電流信号ｉfに変換してい
る。
波数電圧変換器によつて電圧信号Ｖfに変換し、
さらに抵抗Ｒfによつて電流信号ｉfに変換してい
る。
従つて、フイードバツク信号を周波数から直接
電流信号に変換して、偏差増幅器１０に入力する
ことができれば回路は簡単になる。
電流信号に変換して、偏差増幅器１０に入力する
ことができれば回路は簡単になる。
本発明はこのような技術的根拠に基づき、周波
数電圧変換を行なわず、直接電流フイードバツク
を行ない、周波数電圧変換器に必要であつた演算
増幅器を省略することを可能にし、回路方式を簡
素化したものである。
数電圧変換を行なわず、直接電流フイードバツク
を行ない、周波数電圧変換器に必要であつた演算
増幅器を省略することを可能にし、回路方式を簡
素化したものである。
第３図に、従来方式の周波数電圧変換器を適用
した回路の原理図を表わす。
した回路の原理図を表わす。
周波数電圧変換つまりｆ／ｖ変換方式には種々
の回路があり実用化されているが、その中でも安
価で簡単な回路構成で、ｆ／ｖ変換する方式とし
て定電荷スイツチング方式のｆ／ｖ変換器があ
る。
の回路があり実用化されているが、その中でも安
価で簡単な回路構成で、ｆ／ｖ変換する方式とし
て定電荷スイツチング方式のｆ／ｖ変換器があ
る。
この方式を従来の第１図ｂに表わす方式に適用
した例を第３図に示す。
した例を第３図に示す。
第３図の定電荷スイツチのｆ／ｖ変換の原理を
第４図に表わす。
第４図に表わす。
PDはパルス分配器、AMPは演算増幅器、S1，
S2は相互に交互にオン，オフを断続するスイツ
チ、Ｅsは直流定電源、Ｃ，Ｃsはコンデンサ、R1
は抵抗、は入力周波数、V0は出力電圧であつ
て、それぞれの符号はその数値も表わすものとす
る。
S2は相互に交互にオン，オフを断続するスイツ
チ、Ｅsは直流定電源、Ｃ，Ｃsはコンデンサ、R1
は抵抗、は入力周波数、V0は出力電圧であつ
て、それぞれの符号はその数値も表わすものとす
る。
スイツチS1，S2は第５図に示すように、入力周
波数f波形の半サイクル期間、スイツチS1オ
ン・スイツチS2オフ、次の半サイクルの期間はス
イツチS1がオフ・スイツチS2がオンとなるように
スイツチされる。
波数f波形の半サイクル期間、スイツチS1オ
ン・スイツチS2オフ、次の半サイクルの期間はス
イツチS1がオフ・スイツチS2がオンとなるように
スイツチされる。
スイツチS1・S2が同時にオンとなる期間がない
ように、t1の期間が存在するようにパルス分配器
PDは工夫されている。
ように、t1の期間が存在するようにパルス分配器
PDは工夫されている。
スイツチS1がオンの時、コンデンサＣに蓄積さ
れる電荷Ｑは次式で与えられる。
れる電荷Ｑは次式で与えられる。
Ｑ＝Ｃs・Ｅs ……（１式）
次の半サイクルでスイツチS1オフ、スイツチS2
オンの期間に上記電荷はコンデンサＣに移され、
R1C回路によつて平均化される。
オンの期間に上記電荷はコンデンサＣに移され、
R1C回路によつて平均化される。
従つて、演算増幅器AMPの入力に加えられる
電流の平均値は ＝ｄＱ／ｄｔ＝Ｑ／Ｔ＝ＣｓＥｓ／Ｔ……（２式） f＝１／Ｔ ……（３式） であるから、演算増幅器AMPの入力端子に加え
られる平均電流は次式で与えられる。
電流の平均値は ＝ｄＱ／ｄｔ＝Ｑ／Ｔ＝ＣｓＥｓ／Ｔ……（２式） f＝１／Ｔ ……（３式） であるから、演算増幅器AMPの入力端子に加え
られる平均電流は次式で与えられる。
＝ＣsＥs f ……（４式）
従つて、演算増幅器AMPの出力電圧の平均値は
次式となる。
次式となる。
V0＝−R1
＝−R1CsEsf ……（５式）
すなわち、出力電圧V0は入力周波数fに比例す
ることになる。さて、第６図に、本発明の一実施
例のブロツク図を示す。
ることになる。さて、第６図に、本発明の一実施
例のブロツク図を示す。
本発明は、実に、偏差増幅器１００のサンプリ
ングポイントに、直接、上記平均値電流を帰還す
るのが特長で、第３図における周波数―電圧変換
器すなわちｆ／ｖ変換器９を構成するための演算
増幅器OP2及び抵抗R1を省略し、偏差増幅器１０
の演算増幅器OP1と兼用させることに特長があ
り、回路構成が極めて簡素となる。
ングポイントに、直接、上記平均値電流を帰還す
るのが特長で、第３図における周波数―電圧変換
器すなわちｆ／ｖ変換器９を構成するための演算
増幅器OP2及び抵抗R1を省略し、偏差増幅器１０
の演算増幅器OP1と兼用させることに特長があ
り、回路構成が極めて簡素となる。
第３図に於ける偏差増幅器１０の出力電圧V02
は次式で与えられる。
は次式で与えられる。
−V02＝｛Ｖｓ／Ｒｓ−Ｖ０１／Ｒｆ｝Ｒp＋（Ｖｓ／
Ｒｓ−ＶＯ／Ｒｆ）ｔ／Ｃｉ ……（６式） Ｒf＝Ｒsとすると 出力電圧V02は V02＝−｛Ｒｐ／Ｒｓ（Ｖs−V01） ＋ｔ／ＲｓＣｉ（Ｖs−V01）｝ ＝−｛Ｒｐ／Ｒｓ（Ｖs−R1CsEs f） ＋ｔ／ＲｓＣｉ（Ｖs−R1CsEs f）｝ ……（７式） となる。
Ｒｓ−ＶＯ／Ｒｆ）ｔ／Ｃｉ ……（６式） Ｒf＝Ｒsとすると 出力電圧V02は V02＝−｛Ｒｐ／Ｒｓ（Ｖs−V01） ＋ｔ／ＲｓＣｉ（Ｖs−V01）｝ ＝−｛Ｒｐ／Ｒｓ（Ｖs−R1CsEs f） ＋ｔ／ＲｓＣｉ（Ｖs−R1CsEs f）｝ ……（７式） となる。
ここで、
Ｖsは指令電圧、Ｒs，Ｒf，R1，Ｒpは抵抗、
V01はｆ／Ｖ変換器９の出力電圧、Ｃi，Ｃsはコ
ンデンサ容量を表わす。
V01はｆ／Ｖ変換器９の出力電圧、Ｃi，Ｃsはコ
ンデンサ容量を表わす。
次に、本発明の実施例第６図に於ける偏差増幅
器１００の出力電圧V02は次式で与えられる。
器１００の出力電圧V02は次式で与えられる。
V02＝｛（Ｖｓ／Ｒｓ−ＥsＣs f）Ｒp
＋（Ｖｓ／Ｒｓ−ＥsＣsｔ）ｔ／Ｃｉ｝
＝−｛Ｒｐ／Ｒｓ（Ｖs−ＲsＣsＥs f）
＋ｔ／ＲｓＣｉ（Ｖs−ＲsＣsＥs f）｝
……（８式）
ここに、Ｒｐ／Ｒｓ（Ｖs−ＲsＣsＥs f）は比例制
御を 表わす項であり、ｔ／ＲｓＣｉ（Ｖs−ＲsＣsＥs f）
は積 分制御を示す項である。
御を 表わす項であり、ｔ／ＲｓＣｉ（Ｖs−ＲsＣsＥs f）
は積 分制御を示す項である。
しかして、前記（７式）とこの実施例の（８
式）を対比してみれば分るように両者は全く一致
する。
式）を対比してみれば分るように両者は全く一致
する。
このように、本発明は、周波数―電流変換器９
０の定電荷スイツチング方式を電動機速度制御ル
ープに導入することを主眼とし、定電圧電源７０
の出力電圧を反転増幅器８０を介して、前記周波
数―電流変換器９０に入力させ、速度指令器１の
出力と前記周波数―電流変換器９０の出力とを、
偏差増幅器１００に入力して、電動機７の回転速
度を制御するようにしたものである。
０の定電荷スイツチング方式を電動機速度制御ル
ープに導入することを主眼とし、定電圧電源７０
の出力電圧を反転増幅器８０を介して、前記周波
数―電流変換器９０に入力させ、速度指令器１の
出力と前記周波数―電流変換器９０の出力とを、
偏差増幅器１００に入力して、電動機７の回転速
度を制御するようにしたものである。
なお、本発明は、これまでの説明から明らかな
ように、電源ドリフトをなくすようにしたことに
もその特長がある。
ように、電源ドリフトをなくすようにしたことに
もその特長がある。
従つて、本発明の方式は、従来の定電荷スイツ
チ方式のｆ／ｖ変換器を使用する方式と比較し
て、回路が簡単かつ経済的にもコストダウンとな
り、工業用電動制御方式として価値が十分認めら
れる。
チ方式のｆ／ｖ変換器を使用する方式と比較し
て、回路が簡単かつ経済的にもコストダウンとな
り、工業用電動制御方式として価値が十分認めら
れる。
なお、本発明は直流電動機の制御方式で示して
いるが、電力変換器及び電動機の組合せにより、
交流電動機、渦電流継手付電動機等あらゆる電動
機の速度制御に適用できることは言うまでもな
い。
いるが、電力変換器及び電動機の組合せにより、
交流電動機、渦電流継手付電動機等あらゆる電動
機の速度制御に適用できることは言うまでもな
い。
第１図ａ，ｂは従来装置の略線図、第２図は本
発明の原理図、第３図は従来装置の原理解析図、
第４図はその一部説明図、第５図はそのスイツチ
動作の説明図、第６図は本発明の一実施例のブロ
ツク図である。 １……指令電圧設定器、２……Ｖ／ｆ変換器、
３……混合器、４，１０，１００……偏差増幅
器、５……移相器、６……電力変換器、７……電
動機、８……パルスゼネレータ、９……ｆ／ｖ変
換器、１１……電圧―電流変換器（Ｖ／Ｉ変換
器；抵抗）、７０……定電圧電源、８０……反転
増幅器、９０……周波数―電流変換器（ｆ／Ｉ変
換器）、AMP・OP1・OP2……演算増幅器、Ｃf・
Ｃi・Ｃs……コンデンサ、PD……パルス分配器、
Ｒp……抵抗、S1・S2……スイツチ。
発明の原理図、第３図は従来装置の原理解析図、
第４図はその一部説明図、第５図はそのスイツチ
動作の説明図、第６図は本発明の一実施例のブロ
ツク図である。 １……指令電圧設定器、２……Ｖ／ｆ変換器、
３……混合器、４，１０，１００……偏差増幅
器、５……移相器、６……電力変換器、７……電
動機、８……パルスゼネレータ、９……ｆ／ｖ変
換器、１１……電圧―電流変換器（Ｖ／Ｉ変換
器；抵抗）、７０……定電圧電源、８０……反転
増幅器、９０……周波数―電流変換器（ｆ／Ｉ変
換器）、AMP・OP1・OP2……演算増幅器、Ｃf・
Ｃi・Ｃs……コンデンサ、PD……パルス分配器、
Ｒp……抵抗、S1・S2……スイツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 定電圧電源と、 定電圧電源からの定電圧を受けて負荷である電
動機の速度の指令電圧を指令する指令電圧設定器
と、 指令電圧を電流に変換する電圧―電流変換器と
その電圧―電流変換器出力と電動機速度を負帰還
する負帰還電流の偏差を入力し増幅する増幅器と
から形成される偏差増幅器と、 偏差増幅器出力により電動機へ供給する電力を
制御する手段と、 この電力を制御する手段により駆動される電動
機と、 電動機の回転数に比例した周波数のパルス列を
出力するパルス発生器と、 定電圧電源からの電圧を受けその電圧の極性を
反転増幅する反転増幅器と、 パルス発生器からのパルス列の半周期のあいだ
第１の信号を出力し次の半周期のあいだ第２の信
号を出力するパルス分配器とその第１の信号で反
転増幅器の出力電圧をコンデンサに充電する第１
のスイツチと第２の信号でコンデンサに充電され
た電荷を放電し負帰還電流とする第２のスイツチ
とからなる周波数―電流変換器と、 とから構成されることを特徴とする電動機速度制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1885080A JPS56115188A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Speed control device for motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1885080A JPS56115188A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Speed control device for motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56115188A JPS56115188A (en) | 1981-09-10 |
| JPS6143950B2 true JPS6143950B2 (ja) | 1986-09-30 |
Family
ID=11983019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1885080A Granted JPS56115188A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Speed control device for motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56115188A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6441641U (ja) * | 1987-09-08 | 1989-03-13 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015021552A1 (en) | 2013-08-14 | 2015-02-19 | National Research Council Of Canada | Clipped amplifier |
-
1980
- 1980-02-18 JP JP1885080A patent/JPS56115188A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6441641U (ja) * | 1987-09-08 | 1989-03-13 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56115188A (en) | 1981-09-10 |
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