JPS6142205B2 - - Google Patents
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- JPS6142205B2 JPS6142205B2 JP59052948A JP5294884A JPS6142205B2 JP S6142205 B2 JPS6142205 B2 JP S6142205B2 JP 59052948 A JP59052948 A JP 59052948A JP 5294884 A JP5294884 A JP 5294884A JP S6142205 B2 JPS6142205 B2 JP S6142205B2
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- temperature detection
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G04—HOROLOGY
- G04F—TIME-INTERVAL MEASURING
- G04F5/00—Apparatus for producing preselected time intervals for use as timing standards
- G04F5/04—Apparatus for producing preselected time intervals for use as timing standards using oscillators with electromechanical resonators producing electric oscillations or timing pulses
- G04F5/06—Apparatus for producing preselected time intervals for use as timing standards using oscillators with electromechanical resonators producing electric oscillations or timing pulses using piezoelectric resonators
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Electric Clocks (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
本発明は、温度補償機能を備えた電子時計にお
ける温度検出回路に係わり、更に詳しくは、温度
係数の異なる複数個の抵抗とCMOSインバータ群
により構成される電子時計用温度検出回路に関す
る。 本発明の目的は、簡便な電子時計用温度検出回
路を提供することであり、又、前記検出回路は、
集積化され得る回路構成とすることにある。 現在、電子時計の時間標準となる水晶振動子
は、ヤング率の温度特性に特に依存した温度特性
を持つており、例えば５゜×カツトの屈曲振動子
の場合には、負の二次係数（−10-8〜10-7／
deg2）を持つ二次曲線となる。従つて水晶振動子
の温度特性は、水晶式電子時計にとつて最も大き
な対環境誤差原因となる。 従来より、この温度誤差を補正する為、温度容
量変化のある磁器コンデンサを用いる方法や、時
間標準となる水晶発振器と、もう一つ別の発振器
とを設け、両者の温度−周波数特性の違いから、
温度検出し、基準信号発生源の温度−周波数特性
を補正する方法等が使用されている。 磁器コンデンサを使用する方法においては、補
正精度は言うまでもなく、水晶振動子と磁器コン
デンサとの温度特性の兼合いで決定される。従つ
て、精度を向上させようとすれば、各々の特性の
均一化、合せ込みの努力等、極端に重荷となつて
くる。 又、二つの発振器による補正の場合、磁器コン
デンサ使用の場合に比べて、精度面では多大の効
果が期待できる。しかし乍ら、温度検出の為、基
準信号発生源の他に、もう一個の発振器が必要で
ある事、温度検出に際して、二つの発振周波数の
周波数差等を検出する検出回路を始めとする付加
回路が必要であり、それに付属する制御回路も必
要となり、補正回路自体が大規模になつてくる欠
点をもつている。 そこで、最も簡便で一般的な方法は、サーミス
タ等の感温素子を用いる方法であるが、サーミス
タは他の回路と同一の半導体基板上に形成するこ
とができず、外付けとしなければならない、この
ため小さな時計に組み込んだ際に困難を伴なうと
共に、製造コスト、部品コストの上昇の原因とな
つていた。そこで本発明は同一半導体基板上に温
度係数の異なる二種類の抵抗を濃度の異なる拡散
抵抗として形成して温度検出回路をモノリシツク
に形成するものである。第１図は本発明の実施例
であり、１０１はＰ−chMOSFET又はPNPバイ
ポーラトランジスタ等によるスイツチである。１
０２は抵抗素子、１０３〜１０５は１０２の抵抗
素子とは温度係数の異なる抵抗素子、１０６〜１
０８は温度検出用Ｃ−MOSインバータである。
１０９は前記１０６〜１０８の二値論理出力から
温度変換する為の変換回路であり、これらは同一
半導体基板上に形成される。 １０２の抵抗と１０３〜１０５の抵抗の温度係
数を異ならせるには、低濃度拡散抵抗、高濃度拡
散抵抗の温度係数の異なる抵抗を用いればよい。 次に動作を説明する。ｔ（℃）における、１０
２，１０５の抵抗の抵抗値を順次、R2（ｔ）、R3
（ｔ）、R4（ｔ）、R5（ｔ）とし、又、１０２と１
０３の接合部（NODE）の電圧をV23という如く
V34、V45を定めようとすれば、 Ｒ（ｔ）＝R2（ｔ）＋R3（ｔ）＋R4（ｔ）＋R5（ｔ） としたとき電源電圧をＶDDとすると、 V23＝ＶDD(R3(t)+R4(t) ＋R5(t))/R(t) V34＝ＶDD(R4(t)+R5(t))/R(t) V45＝ＶDD・R5(t)/R(t) となる。 更に、ｔ（℃）のときの106〜108のＣ−MOS
インバータの入力値を、Vtr（ｔ）とする。ここ
でVtr（ｔ）はＣ−MOSインバータの出力が反転
する時の入力電圧であり、たとえばV23（ｔ）が
Vtr（ｔ）より大きくなるとインバータ１０６の
出力はＨからＬに反転する。そして以下のように
１０２〜１０６の抵抗の値を設定する。 ｔ＜t1 Vtr(t)＞V23(t)＞V34(t)＞V45(t) t1≦ｔ＜t2 V23(t)≧Vtr(t)＞V34(t)＞V45(t) t2≦ｔ＜t3 V23(t)＞V34(t)≧Vtr(t)＞V45(t) t3≦ｔ V23(t)＞V34(t)＞V45(t)≧Vtr(t) 第２図に、この様に設定された場合の温度変化
に対する、Vtr、V23、V34、V45の変化の概略を直
線で示している。尚第２図、第４図、第６図にお
いて、温度による、ヘルミ準位の変化等による
Vtrの温度変化は無視して書かれている。又、１
０６〜１０８のＣ−MOSインバータの出力値を
Ｈ（High出力）又はＬ（Low出力）の記号で、
各温度域に対して次表に示した。
ける温度検出回路に係わり、更に詳しくは、温度
係数の異なる複数個の抵抗とCMOSインバータ群
により構成される電子時計用温度検出回路に関す
る。 本発明の目的は、簡便な電子時計用温度検出回
路を提供することであり、又、前記検出回路は、
集積化され得る回路構成とすることにある。 現在、電子時計の時間標準となる水晶振動子
は、ヤング率の温度特性に特に依存した温度特性
を持つており、例えば５゜×カツトの屈曲振動子
の場合には、負の二次係数（−10-8〜10-7／
deg2）を持つ二次曲線となる。従つて水晶振動子
の温度特性は、水晶式電子時計にとつて最も大き
な対環境誤差原因となる。 従来より、この温度誤差を補正する為、温度容
量変化のある磁器コンデンサを用いる方法や、時
間標準となる水晶発振器と、もう一つ別の発振器
とを設け、両者の温度−周波数特性の違いから、
温度検出し、基準信号発生源の温度−周波数特性
を補正する方法等が使用されている。 磁器コンデンサを使用する方法においては、補
正精度は言うまでもなく、水晶振動子と磁器コン
デンサとの温度特性の兼合いで決定される。従つ
て、精度を向上させようとすれば、各々の特性の
均一化、合せ込みの努力等、極端に重荷となつて
くる。 又、二つの発振器による補正の場合、磁器コン
デンサ使用の場合に比べて、精度面では多大の効
果が期待できる。しかし乍ら、温度検出の為、基
準信号発生源の他に、もう一個の発振器が必要で
ある事、温度検出に際して、二つの発振周波数の
周波数差等を検出する検出回路を始めとする付加
回路が必要であり、それに付属する制御回路も必
要となり、補正回路自体が大規模になつてくる欠
点をもつている。 そこで、最も簡便で一般的な方法は、サーミス
タ等の感温素子を用いる方法であるが、サーミス
タは他の回路と同一の半導体基板上に形成するこ
とができず、外付けとしなければならない、この
ため小さな時計に組み込んだ際に困難を伴なうと
共に、製造コスト、部品コストの上昇の原因とな
つていた。そこで本発明は同一半導体基板上に温
度係数の異なる二種類の抵抗を濃度の異なる拡散
抵抗として形成して温度検出回路をモノリシツク
に形成するものである。第１図は本発明の実施例
であり、１０１はＰ−chMOSFET又はPNPバイ
ポーラトランジスタ等によるスイツチである。１
０２は抵抗素子、１０３〜１０５は１０２の抵抗
素子とは温度係数の異なる抵抗素子、１０６〜１
０８は温度検出用Ｃ−MOSインバータである。
１０９は前記１０６〜１０８の二値論理出力から
温度変換する為の変換回路であり、これらは同一
半導体基板上に形成される。 １０２の抵抗と１０３〜１０５の抵抗の温度係
数を異ならせるには、低濃度拡散抵抗、高濃度拡
散抵抗の温度係数の異なる抵抗を用いればよい。 次に動作を説明する。ｔ（℃）における、１０
２，１０５の抵抗の抵抗値を順次、R2（ｔ）、R3
（ｔ）、R4（ｔ）、R5（ｔ）とし、又、１０２と１
０３の接合部（NODE）の電圧をV23という如く
V34、V45を定めようとすれば、 Ｒ（ｔ）＝R2（ｔ）＋R3（ｔ）＋R4（ｔ）＋R5（ｔ） としたとき電源電圧をＶDDとすると、 V23＝ＶDD(R3(t)+R4(t) ＋R5(t))/R(t) V34＝ＶDD(R4(t)+R5(t))/R(t) V45＝ＶDD・R5(t)/R(t) となる。 更に、ｔ（℃）のときの106〜108のＣ−MOS
インバータの入力値を、Vtr（ｔ）とする。ここ
でVtr（ｔ）はＣ−MOSインバータの出力が反転
する時の入力電圧であり、たとえばV23（ｔ）が
Vtr（ｔ）より大きくなるとインバータ１０６の
出力はＨからＬに反転する。そして以下のように
１０２〜１０６の抵抗の値を設定する。 ｔ＜t1 Vtr(t)＞V23(t)＞V34(t)＞V45(t) t1≦ｔ＜t2 V23(t)≧Vtr(t)＞V34(t)＞V45(t) t2≦ｔ＜t3 V23(t)＞V34(t)≧Vtr(t)＞V45(t) t3≦ｔ V23(t)＞V34(t)＞V45(t)≧Vtr(t) 第２図に、この様に設定された場合の温度変化
に対する、Vtr、V23、V34、V45の変化の概略を直
線で示している。尚第２図、第４図、第６図にお
いて、温度による、ヘルミ準位の変化等による
Vtrの温度変化は無視して書かれている。又、１
０６〜１０８のＣ−MOSインバータの出力値を
Ｈ（High出力）又はＬ（Low出力）の記号で、
各温度域に対して次表に示した。
【表】
以上のように本発明によればサーミスタを使用
することなく集積化された温度検出回路が実施で
きる。次に、本発明の他の実施例を説明する。一
般にサーミスタは負の温度係数を持つのに対し、
抵抗は正の温度特性を持ち温度係数が異なる抵抗
を集積化した場合、温度係数の差はわずかであ
り、共に正の温度係数を持つている。その結果、
温度変化に対する、V23、V34、V45等のＣ−MOS
インバータへの入力値の変化が少なくなる。その
結果、１０２〜１０５の抵抗値の決定に余裕がな
くなることがある。第３図の実施例では温度上昇
に対して、Ｃ−MOSインバータの閾値を順次、
変化してゆく様に制御するものである。 第３図に於いて、４０２〜４０５は拡散抵抗又
はMOS抵抗であつて、例えば４０２を高濃度一
拡散抵抗、４０３〜４０５を低濃度一拡散抵抗で
作製したとすれば、V23、V34、V45は、温度上昇
と共に増加する特性を得ることが出来る。一方、
４０９〜４１４も集積化された抵抗であつて、例
えば４０９，４１１及び４１３を低濃度−拡散抵
抗４１０，４１２及び４１４を高濃度−拡散抵抗
で作製したとすればＣ−MOSインバータ４０６
〜４０８のPch側ソース電位は、温度上昇と共に
減少する特性を得る。その結果、温度検出用Ｃ−
MOSインバータの入力閾値電圧は温度上昇と共
に減少する事になり、入力電圧V23、V34、V45の
増加とにより相乗効果を持たせる事が出来る。第
４図は、第３図の回路を使用したときの第２図同
等図である。 第４図及び第６図において、ＶDD、Vss、Vtr
のカツコ内の添字は各々第３図及び第５図のＣ−
MOSインバータに関するＰ−ch、ソース電圧ｎ
−chソース電圧、入力閾値電圧である。 第５図は、第３図の回路に６１５〜６２０の抵
抗を加え第２の分圧回路を構成することにより、
温度検出用のＣ−MOSインバータのｎ−ch側、
ソース電位をも温度上昇と共に減少させ、第３図
の場合以上に入力閾値電圧の温度変化を大きくし
た本発明の実施例である。 第６図は、第５図の回路を使用した場合の第１
図同等図である。第５図の実施例の方が、素子数
が多くなる不利を有するが、効果は第５図の実施
例に比べて大きい。又、n-を基板とする通常の
Ｃ−MOSにおいてはnch側のサブストレートの分
離には工程増加となるが、sos（シリコンオンサ
フアイア）を用いれば容易になる。 以上の如く、本発明は、従来集積化の要求を持
ちながらも、サーミスタを使用していた温度検出
回路を温度係数の異なる２種類の抵抗を同一半導
体基板上に濃度の異なる拡散抵抗として形成する
ことにより、完全集積化温度検出回路を実現した
もので、これにより小型化への要求の高い電子時
計に装着を可能にし、高精度電子時計の提供に貢
献することができた。
することなく集積化された温度検出回路が実施で
きる。次に、本発明の他の実施例を説明する。一
般にサーミスタは負の温度係数を持つのに対し、
抵抗は正の温度特性を持ち温度係数が異なる抵抗
を集積化した場合、温度係数の差はわずかであ
り、共に正の温度係数を持つている。その結果、
温度変化に対する、V23、V34、V45等のＣ−MOS
インバータへの入力値の変化が少なくなる。その
結果、１０２〜１０５の抵抗値の決定に余裕がな
くなることがある。第３図の実施例では温度上昇
に対して、Ｃ−MOSインバータの閾値を順次、
変化してゆく様に制御するものである。 第３図に於いて、４０２〜４０５は拡散抵抗又
はMOS抵抗であつて、例えば４０２を高濃度一
拡散抵抗、４０３〜４０５を低濃度一拡散抵抗で
作製したとすれば、V23、V34、V45は、温度上昇
と共に増加する特性を得ることが出来る。一方、
４０９〜４１４も集積化された抵抗であつて、例
えば４０９，４１１及び４１３を低濃度−拡散抵
抗４１０，４１２及び４１４を高濃度−拡散抵抗
で作製したとすればＣ−MOSインバータ４０６
〜４０８のPch側ソース電位は、温度上昇と共に
減少する特性を得る。その結果、温度検出用Ｃ−
MOSインバータの入力閾値電圧は温度上昇と共
に減少する事になり、入力電圧V23、V34、V45の
増加とにより相乗効果を持たせる事が出来る。第
４図は、第３図の回路を使用したときの第２図同
等図である。 第４図及び第６図において、ＶDD、Vss、Vtr
のカツコ内の添字は各々第３図及び第５図のＣ−
MOSインバータに関するＰ−ch、ソース電圧ｎ
−chソース電圧、入力閾値電圧である。 第５図は、第３図の回路に６１５〜６２０の抵
抗を加え第２の分圧回路を構成することにより、
温度検出用のＣ−MOSインバータのｎ−ch側、
ソース電位をも温度上昇と共に減少させ、第３図
の場合以上に入力閾値電圧の温度変化を大きくし
た本発明の実施例である。 第６図は、第５図の回路を使用した場合の第１
図同等図である。第５図の実施例の方が、素子数
が多くなる不利を有するが、効果は第５図の実施
例に比べて大きい。又、n-を基板とする通常の
Ｃ−MOSにおいてはnch側のサブストレートの分
離には工程増加となるが、sos（シリコンオンサ
フアイア）を用いれば容易になる。 以上の如く、本発明は、従来集積化の要求を持
ちながらも、サーミスタを使用していた温度検出
回路を温度係数の異なる２種類の抵抗を同一半導
体基板上に濃度の異なる拡散抵抗として形成する
ことにより、完全集積化温度検出回路を実現した
もので、これにより小型化への要求の高い電子時
計に装着を可能にし、高精度電子時計の提供に貢
献することができた。
第１図は、本発明の温度検出回路の一実施例で
ある。第２図は、第１図の回路の温度−電圧特性
である。第３図は、本発明の他の実施例となる温
度検出回路である。第４図は、第３図の回路の温
度−電圧特性である。第５図は、本発明の他の実
施例である。第６図は、第５図の回路の温度−電
圧特性である。
ある。第２図は、第１図の回路の温度−電圧特性
である。第３図は、本発明の他の実施例となる温
度検出回路である。第４図は、第３図の回路の温
度−電圧特性である。第５図は、本発明の他の実
施例である。第６図は、第５図の回路の温度−電
圧特性である。
Claims (1)
- １ 温度検出回路からの出力信号に基づいて、基
準信号発生源の温度−周波数特性を補償する電子
時計の温度検出回路において、前記温度検出回路
は、第１の拡散濃度を有する第１の抵抗と、前記
第１の抵抗に接続され、前記第１の拡散濃度とは
異なる第２の拡散濃度を有する複数の第２抵抗よ
りなり、複数の分圧点を有する分圧回路、前記分
圧回路の複数の分圧点からの出力をゲート入力と
する複数のＣ−MOSインバータ及び前記Ｃ−
MOSインバータの出力を温度信号に変換する変
換回路よりなり、前記第１の抵抗及び第２の抵抗
は同一半導体基板上に拡散抵抗として形成された
ことを特徴とする電子時計用温度検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5294884A JPS59182390A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | 電子時計用温度検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5294884A JPS59182390A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | 電子時計用温度検出回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51158587A Division JPS6020924B2 (ja) | 1976-12-28 | 1976-12-28 | 電子時計用温度検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59182390A JPS59182390A (ja) | 1984-10-17 |
| JPS6142205B2 true JPS6142205B2 (ja) | 1986-09-19 |
Family
ID=12929096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5294884A Granted JPS59182390A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | 電子時計用温度検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59182390A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01110002U (ja) * | 1988-01-18 | 1989-07-25 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS49110391A (ja) * | 1973-02-20 | 1974-10-21 | ||
| JPS5162964A (ja) * | 1974-11-29 | 1976-05-31 | Citizen Watch Co Ltd | Ondohoshosuishohatsushinkairo |
-
1984
- 1984-03-19 JP JP5294884A patent/JPS59182390A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS49110391A (ja) * | 1973-02-20 | 1974-10-21 | ||
| JPS5162964A (ja) * | 1974-11-29 | 1976-05-31 | Citizen Watch Co Ltd | Ondohoshosuishohatsushinkairo |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01110002U (ja) * | 1988-01-18 | 1989-07-25 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59182390A (ja) | 1984-10-17 |
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