JPS6134688B2 - - Google Patents
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- JPS6134688B2 JPS6134688B2 JP54165679A JP16567979A JPS6134688B2 JP S6134688 B2 JPS6134688 B2 JP S6134688B2 JP 54165679 A JP54165679 A JP 54165679A JP 16567979 A JP16567979 A JP 16567979A JP S6134688 B2 JPS6134688 B2 JP S6134688B2
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 6
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 6
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 238000006386 neutralization reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010079 rubber tapping Methods 0.000 description 1
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 1
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電流スイツチング型の高能率の電力増
幅回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a current switching type high efficiency power amplifier circuit.
従来の電力増幅回路例としてC級増幅回路を第
1図に示す。第1図において11は電源端子、1
2は入力端子、13は出力端子である。入力端子
12からの信号入力はコンデンサ14,15およ
びコイル16よりなるπ型の整合回路により正弦
波でトランジスタ17のベースを駆動する。この
とき結合コンデンサ18およびベースのダイオー
ド特性により、自己バイアスが生じ、バイアス抵
抗19にはバイアス電流により電圧が生じる。チ
ヨークコイル20とコンデンサ21は入力の高周
波信号に影響を与えないために接続されている。
ベースを駆動する正弦波形はバイアス電圧により
負方向にシフトするため、ベースに電流の流れる
時間はすなわちトランジスタが導通する期間は半
周期より短くなる。出力にコイル22および可変
コンデンサ23よりなる平列共振回路が接続され
ていると、コレクタ電圧は正弦波形となり、コレ
クタ電圧が最小になる近傍だけでコレクタ電流が
流れ、高効率が得られる。チヨークコイル24は
コレクタに電源を供給しコンデンサ25は結合コ
ンデンサとして直流を阻止して並列共振回路に結
合する。コンデンサ26は電源回路の側路用であ
る。 FIG. 1 shows a class C amplifier circuit as an example of a conventional power amplifier circuit. In Figure 1, 11 is a power supply terminal;
2 is an input terminal, and 13 is an output terminal. A signal input from the input terminal 12 drives the base of the transistor 17 with a sine wave through a π-type matching circuit comprising capacitors 14, 15 and a coil 16. At this time, a self-bias occurs due to the diode characteristics of the coupling capacitor 18 and the base, and a voltage is generated in the bias resistor 19 due to the bias current. The choke coil 20 and the capacitor 21 are connected so as not to affect the input high frequency signal.
Since the sinusoidal waveform that drives the base is shifted in the negative direction by the bias voltage, the time during which current flows through the base, that is, the period during which the transistor is conductive, is shorter than half a cycle. When a parallel resonant circuit consisting of the coil 22 and the variable capacitor 23 is connected to the output, the collector voltage has a sinusoidal waveform, and the collector current flows only in the vicinity where the collector voltage is minimum, resulting in high efficiency. The choke coil 24 supplies power to the collector, and the capacitor 25 acts as a coupling capacitor to block direct current and couple it to the parallel resonant circuit. The capacitor 26 is for the bypass of the power supply circuit.
C級増幅器の動作については、一般に知られて
いるように、コレクタ電流の基本周波数成分が出
力電流になる。コレクタ電流波形はベース電流や
トランジスタの特性により変化するため、トラン
ジスタの導通する期間(この半分を動作角とい
う)と最大出力、効率の関係を解析するのは困難
であるが、その関係は第2図の動作角対最大出
力、効率の関係のようになることが知られてい
る。 Regarding the operation of a class C amplifier, as is generally known, the fundamental frequency component of the collector current becomes the output current. Since the collector current waveform changes depending on the base current and transistor characteristics, it is difficult to analyze the relationship between the transistor's conduction period (half of this period is called the operating angle), maximum output, and efficiency, but the relationship is It is known that the relationship between operating angle vs. maximum output and efficiency is as shown in the figure.
第2図において横軸を動作角、縦軸を最大出力
および効率としてAは効率を、Bは最大出力を表
わしている。 In FIG. 2, the horizontal axis represents the operating angle, and the vertical axis represents the maximum output and efficiency, where A represents the efficiency and B represents the maximum output.
動作角が90゜以下の動作をC級増幅と呼ぶが、
第2図で示されるように、動作角が小さくなれば
効率は上昇するが最大出力は低下するという欠点
がある。 Operation with an operating angle of 90° or less is called class C amplification.
As shown in FIG. 2, the efficiency increases as the operating angle becomes smaller, but the disadvantage is that the maximum output decreases.
従つて本発明は従来の技術の上記欠点を改善す
るもので、その目的は理論効率100%で出力電力
を任意に設定可能な電力増幅回路を提供すること
にあり、その基本原理は、スイツチングモードで
増幅素子を動作させ、しかも、C級増幅回路と同
様に並列共振または並列容量を含む整合回路
(C,L,Cのπ型回路等)をシングルエンド出
力で駆動するものである。 Therefore, the present invention aims to improve the above-mentioned drawbacks of the conventional technology.The purpose of the present invention is to provide a power amplifier circuit that has a theoretical efficiency of 100% and can arbitrarily set the output power.The basic principle thereof is the switching In addition, like a class C amplifier circuit, a matching circuit (C, L, C π-type circuit, etc.) including parallel resonance or parallel capacitance is driven with a single-end output.
本発明による電力増幅回路は交互にスイツチン
グ動作する直列接続の2個のスイツチング素子
と、その一端を接地する手段と、他端に接続され
る出力端子と、該出力端子と接地点との間に挿入
されるタンク回路と、前記2個のスイツチング素
子の接続点にチヨークコイルを介して給電する電
源と、入力信号に従つて前記各スイツチング素子
を交互にスイツチング動作をするごとく駆動する
手段とを有する。以下図面により実施例を説明す
る。 The power amplifier circuit according to the present invention includes two switching elements connected in series that alternately switch, a means for grounding one end of the switching elements, an output terminal connected to the other end, and a connection between the output terminal and the ground point. It has a tank circuit to be inserted, a power source that supplies power to the connection point of the two switching elements via a chain coil, and means for driving each of the switching elements so as to alternately perform a switching operation in accordance with an input signal. Examples will be described below with reference to the drawings.
第3図は本発明の第1の実施例であつて、31
は正極性電源、32は入力端子、33は出力端子
である。入力端子32からは方形波の励振が入力
され、パルストランス34により、2個のパワ
MOS−FET35,36のゲートを逆極性で駆動
するため、パワMOS−FET35,36は交互に
ON,OFFのスイツチング動作をする。パワMOS
−FET35,36はそれぞれドレインとドレイ
ンを接続されており、その接続点より高周波チヨ
ークコイル37により、電源31に接続されてい
る。パワMOS−FET36のソースは接地されて
おりパワMOS−FET35のソースは出力端子3
3に並列に挿入された可変コイル38とコンデン
サ39とにより構成される並列共振回路に接続さ
れている。この回路の動作を第4図に示す等価回
路により説明する。 FIG. 3 shows a first embodiment of the present invention, in which 31
is a positive polarity power supply, 32 is an input terminal, and 33 is an output terminal. A square wave excitation is input from the input terminal 32, and the pulse transformer 34 converts the two power
In order to drive the gates of MOS-FETs 35 and 36 with opposite polarities, power MOS-FETs 35 and 36 are driven alternately.
Performs ON/OFF switching operation. Power MOS
-FETs 35 and 36 have their drains connected to each other, and the connection point thereof is connected to the power source 31 through a high frequency choke coil 37. The source of power MOS-FET 36 is grounded, and the source of power MOS-FET 35 is output terminal 3.
3 is connected to a parallel resonant circuit constituted by a variable coil 38 and a capacitor 39 inserted in parallel with each other. The operation of this circuit will be explained using the equivalent circuit shown in FIG.
第4図においては、パワMOS−FET35,3
6は交互にON,OFFするスイツチ45,46
(以下Q1,Q2と呼ぶ)としている他は第3図と同
様である。 In Figure 4, power MOS-FET35,3
6 is a switch 45, 46 that turns ON and OFF alternately.
(hereinafter referred to as Q 1 and Q 2 ) is the same as in Fig. 3 except that
第4図においてQ2がON(導通)している期間
は電源41からの電流はチヨークコイル47(以
下CHと呼ぶ)に流れ、そのエネルギはCHに蓄え
られる。次にQ2がOFF(遮断)してQ1がON(導
通)する期間においてはC点(その電位をe1とす
る)およびD点は並列共振回路のホツトエンド側
と同電位となり、CHに流れる電流は急変しない
性質(コイルに流れる電流の連続性)を満すた
め、すなわちQ2がONの期間に蓄えられたエネル
ギが連続する電流として、電源41からの電流と
同時に48,49により構成される並列共振回路
を励振する。すなわちQ1,Q2が交互にONする期
間が同じ長さであるとすると、並列共振回路を励
振する電流は第5図の51に示されるような半周
期だけ流れる断続電流となる。Q1がOFFの期間
は並列共振回路のフライホイール効果によりC点
の電位は負の半周期の正弦波となるがNチヤンネ
ルパワMOS−FET35はOFF状態でそのソース
電位はドレインの電位より低く、共振回路には影
響を与えない。Q2のOFFの周期においてもQ2す
なわちNチヤンネルパワMOS−FETのドレイン
の電位が接地されているソースの電位よりも常に
高いため影響を与えない。Q1がONの期間Q1に流
れる電流はNチヤンネルパワMOS−FET45の
ドレインからソースの方向で逆になることはな
い。Q2がONの期間に流れる電流もNチヤンネル
パワMOS−FET46のドレインからソースの方
向のみである。このことはパワMOS−FETが双
方特性を有する必要がなく、ドレイン−ソース間
にダイオード特性持つ通常の単方向のスイツチ素
子が使用できることを意味する。 In FIG. 4, during the period when Q 2 is ON (conducting), the current from the power source 41 flows through the choke coil 47 (hereinafter referred to as CH), and its energy is stored in CH. Next, during the period when Q 2 is OFF (cut off) and Q 1 is ON (conducted), point C (its potential is e 1 ) and point D have the same potential as the hot end side of the parallel resonant circuit, and the CH Since the flowing current satisfies the property that it does not change suddenly (continuity of the current flowing through the coil), that is, the energy stored during the period when Q 2 is ON is a continuous current, and it is configured by 48 and 49 at the same time as the current from the power source 41. excites the parallel resonant circuit. That is, assuming that the periods in which Q 1 and Q 2 are alternately turned on are the same length, the current that excites the parallel resonant circuit will be an intermittent current that flows for only half a period as shown at 51 in FIG. During the period when Q1 is OFF, the potential at point C becomes a negative half-cycle sine wave due to the flywheel effect of the parallel resonant circuit, but the N-channel power MOS-FET 35 is in the OFF state and its source potential is lower than the drain potential. It does not affect the resonant circuit. Even during the OFF period of Q2 , there is no influence because the potential of Q2 , that is, the drain of the N-channel power MOS-FET is always higher than the potential of the grounded source. The current flowing during the period Q1 when Q1 is ON does not reverse from the drain to the source of the N-channel power MOS-FET 45. The current that flows while Q2 is ON also flows only from the drain to the source of the N-channel power MOS-FET 46. This means that the power MOS-FET does not need to have bidirectional characteristics, and a normal unidirectional switch element having diode characteristics between the drain and source can be used.
次にこの回路の直流入力と出力電力について解
析する。各部の電圧・電流の波形は第5図に示さ
れ、前述したように、51はC点の電流すなわち
Q1の電流の波形(i1)であり、52はC点の電圧
(e1)の波形であり、53は負荷抵抗50(RL
Ω)に流れる電流である。54はCHを流れる連
続する電流(i3)である。 Next, we will analyze the DC input and output power of this circuit. The voltage and current waveforms at each part are shown in Figure 5, and as mentioned above, 51 is the current at point C, i.e.
52 is the waveform of the current at Q 1 (i 1 ), 53 is the waveform of the voltage at point C (e 1 ), and 53 is the waveform of the load resistance 50 (R L
Ω). 54 is a continuous current (i 3 ) flowing through CH.
第4図においては、負荷抵抗50(RLΩ)が
並列共振回路に並列に接続されているため
e1=i2RL ………(1)
が成立する。またQ1,Q2を理想スイツチとし
て、飽和ON電圧、およびもれ電流を無視する
と、i3はその大きさがi1(i1のピーク値)に等し
い連続する電流であり、入力電力P1は
P1=Ei3 ………(2)
が成立する。 In FIG. 4, since the load resistor 50 (R L Ω) is connected in parallel to the parallel resonant circuit, e 1 =i 2 R L (1) holds true. Also, assuming that Q 1 and Q 2 are ideal switches and ignoring the saturation ON voltage and leakage current, i 3 is a continuous current whose magnitude is equal to i 1 (peak value of i 1 ), and the input power P 1 , P 1 = Ei 3 ......(2) holds true.
次に負荷を含む並列共振回路を励振するi1によ
る電力P2は
e1=e0sinω0t
として
P2=1/2π∫2〓0e1i1dωt
=1/2π∫〓0(e0sinωt)・i3dωt
=e0i3/2π〔−cosωt〕〓0
=e0i3/π ………(3)
またQ1,Q2が理想スイツチとして損失を生じ
ないため、
P1=P2 ………(4)
が成立する。 Next, the power P 2 due to i 1 that excites the parallel resonant circuit including the load is e 1 = e 0 sinω 0 t and P 2 = 1/2π∫ 2 〓 0 e 1 i 1 dωt = 1/2π∫〓 0 ( e 0 sinωt)・i 3 dωt = e 0 i 3 /2π[−cosωt] 〓 0 = e 0 i 3 /π ………(3) Also, since Q 1 and Q 2 are ideal switches and do not cause loss, P 1 = P 2 ......(4) holds true.
(4)より Ei3=e0/πi3
e0=πE ………(5)
である。すなわち出力電圧(e1)と電源電圧の関
係は
e1=πEsinω0t ………(6)
となる。負荷抵抗50と出力P3との関係はP3=P2
であるため、
である。 From (4), Ei 3 = e 0 / πi 3 e 0 = πE (5). In other words, the relationship between the output voltage (e 1 ) and the power supply voltage is e 1 =πEsinω 0 t (6). The relationship between load resistance 50 and output P 3 is P 3 = P 2
Therefore, It is.
以上説明したように、この回路は、C級電力増
幅回路同様のシングルエンドで並列共振回路を励
振する出力形式を持ちながら、非常に効率の高い
電力増幅をすることができ、実験では1.5MHzの
周波数で90%以上の高効率が得られた。 As explained above, this circuit has an output format that excites a parallel resonant circuit in a single end similar to a class C power amplifier circuit, but it is also capable of highly efficient power amplification, and in experiments, it has a 1.5MHz A high efficiency of over 90% was obtained at the frequency.
以上説明したように、第1の実施例では次のご
とき利点が得られる。 As explained above, the first embodiment provides the following advantages.
(1) 増幅素子がスイツチング動作をしているた
め、非常に高い効率が実現できる。(1) Extremely high efficiency can be achieved because the amplification element performs switching operation.
(2) スイツチング電流がONの期間に一様に流れ
るため、スイツチング素子(増幅素子)のON
抵抗による損失が低減でき、スイツチ素子の耐
圧が高く、耐圧的に余裕がある場合は、電圧ス
イツチング型のD級増幅器等よりも有利であ
る。(2) Since the switching current flows uniformly during the ON period, the switching element (amplification element) is
If loss due to resistance can be reduced, the switch element has a high withstand voltage, and there is a margin in terms of withstand voltage, it is more advantageous than a voltage switching type D class amplifier or the like.
(3) シングルエンドの電流駆動型の出力形式のた
め従来のC級増幅器等と互換性がある。(3) Compatible with conventional class C amplifiers due to the single-ended current-driven output format.
(4) 入力信号がC級増幅の場合と異なり、正弦波
にする必要がなく、同調回路が不要であり広帯
域化できる。(4) Unlike the case of class C amplification, the input signal does not need to be a sine wave, no tuning circuit is required, and a wide band can be achieved.
(5) 増幅素子がスイツチング動作のため中和回路
が不要である。(5) Since the amplification element performs switching operation, a neutralization circuit is not required.
(6) 増幅素子がスイツチング動作のため、電源電
圧対出力電圧の直線性が良く、被変調増幅器と
して使用すると直線性の良好なAM変調ができ
る。(6) Since the amplification element performs switching operation, the linearity of the power supply voltage to the output voltage is good, and when used as a modulated amplifier, AM modulation with good linearity is possible.
(7) 結合コンデンサが不要であり、電源電流も変
化が少ないため、側路用コンデンサも電流定格
の小さいものでよく、部品点数も少ない。(7) Since a coupling capacitor is not required and the power supply current changes little, the bypass capacitor only needs to have a small current rating, and the number of parts is small.
第1の実施例では増幅素子としてNチヤンネル
のMOS−FETを使用したが、本発明の回路はい
かなるスイツチン素子でも構成でき、第1の実施
例以外の組み合せの例を第6図に示す。 In the first embodiment, an N-channel MOS-FET was used as the amplification element, but the circuit of the present invention can be constructed with any switch element, and an example of a combination other than that of the first embodiment is shown in FIG.
第6図において、61はNチヤンネルFET2ケ
ので負電源動作の例、62はNチヤンネル、Pチ
ヤンネルFETの組み合せで正電源動作の例、6
3はNチヤンネル、Pチヤンネルの組み合せで負
電源動作の例、64はPチヤンネルの2個の正電
源動作の例、65はPチヤンネルの2個の負電源
動作の例であり、第1の実施例の組み合せを含め
て、6種類可能であり、全く同様の効果がある。 In Figure 6, 61 is an example of negative power supply operation with two N-channel FETs, 62 is an example of positive power supply operation with a combination of N-channel and P-channel FETs, and 6
3 is an example of negative power supply operation in combination of N channel and P channel, 64 is an example of two positive power supply operation of P channel, and 65 is an example of two negative power supply operation of P channel. Six types are possible, including combinations of examples, and have exactly the same effect.
また第7図はMOS−FETをバイポーラトラン
ジスタに置き換える方法を示したものでこの場合
も同様に6種の組も合せが存在し、どの場合も同
様の動作と効果を有する。 Further, FIG. 7 shows a method of replacing the MOS-FET with a bipolar transistor. In this case as well, there are six types of combinations, all of which have the same operation and effect.
また、第8図に示すように、出力のタンク回路
も単純な並列共振回路に限つたものではなく、イ
ンピーダンス整合を兼ねた種々の例においても同
様な効果がある。81はリンク結合の例、82は
タツプより出力を得る例、83はπマツチ型の整
合の例である。また、84のようにタツプより励
振しても本質的に変らない動作と効果が生じる。 Further, as shown in FIG. 8, the output tank circuit is not limited to a simple parallel resonant circuit, and various examples that also serve as impedance matching can have similar effects. 81 is an example of link coupling, 82 is an example of obtaining an output from a tap, and 83 is an example of π match type matching. Further, even if the device is excited by tapping as shown in 84, essentially the same operation and effect will occur.
本発明は非常に効率の良い電力増幅回路を提供
するので大電力送信機、インバータ、超音波発生
装置等の電力増幅器に使用することができ、小
型、軽量化、省エネルギ化に有益である。 Since the present invention provides a highly efficient power amplifier circuit, it can be used in power amplifiers for high-power transmitters, inverters, ultrasonic generators, etc., and is useful for miniaturization, weight reduction, and energy saving.
第1図は従来のC級電力増幅回路、第2図はC
級電力増幅回路の動作角と効率・最大出力の関係
を表わす図、第3図は本発明の第1実施例、第4
図は第3図の実施例の等価回路、第5図は第3図
の実施例の動作を説明する各部の電圧・電流波
形、第6図A〜Eは本発明の回路の他の構成例、
第7図A及びBはスイツチング素子としてバイポ
ーラトランジスタを使用する方法を示す図、第8
図A〜Dは他の出力タンク回路例のである。
11,31,41……電源(端子)、12,3
2,42……入力端子、13,33,43……出
力端子、14,15,18,21,25,26,
39,49……コンデンサ、16,22,38,
48……コイル、20,24,37,47……チ
ヨークコイル、17……トランジスタ、19……
抵抗、23……可変コンデンサ、34……パルス
トランス、35,36……FET、45,46…
…スイツチ、50……負荷抵抗、51……C点の
電流波形、52……C点の電圧波形、53……負
荷抵抗に流れる電流波形、54……チヨークコイ
ルに流れる電流波形、61……Nチヤンネル
FET2個の負電源動作の例、62……Nチヤンネ
ル、PチヤンネルFETの正電源動作の例、63
……Nチヤンネル、PチヤンネルFETの負電源
動作の例、64……PチヤンネルFET2個の正電
源動作の例、65……PチヤンネルFET2個の負
電源動作の例、81……リンク結合の例、82…
…タツプ結合の例、83……πマツチ整合の例、
84……タツプ励振の例。
Figure 1 shows a conventional C-class power amplifier circuit, Figure 2 shows a C-class power amplifier circuit.
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the operating angle, efficiency, and maximum output of a class power amplifier circuit, and FIG.
The figure shows an equivalent circuit of the embodiment shown in Fig. 3, Fig. 5 shows voltage and current waveforms of various parts explaining the operation of the embodiment shown in Fig. 3, and Figs. 6 A to E show other configuration examples of the circuit of the present invention. ,
7A and 7B are diagrams showing a method of using bipolar transistors as switching elements;
Figures A to D show other examples of output tank circuits. 11, 31, 41...Power supply (terminal), 12, 3
2, 42... Input terminal, 13, 33, 43... Output terminal, 14, 15, 18, 21, 25, 26,
39, 49... Capacitor, 16, 22, 38,
48...Coil, 20,24,37,47...Chiyoke coil, 17...Transistor, 19...
Resistor, 23... Variable capacitor, 34... Pulse transformer, 35, 36... FET, 45, 46...
...Switch, 50...Load resistance, 51...Current waveform at point C, 52...Voltage waveform at point C, 53...Current waveform flowing through load resistor, 54...Current waveform flowing through choke coil, 61...N channel
Example of negative power supply operation of two FETs, 62...Example of positive power supply operation of N channel and P channel FETs, 63
...Example of negative power supply operation of N channel and P channel FET, 64...Example of positive power supply operation of two P channel FETs, 65...Example of negative power supply operation of two P channel FETs, 81...Example of link coupling , 82...
...Example of tap coupling, 83...Example of π match matching,
84...Example of tap excitation.
Claims (1)
個のスイツチング素子と、その一端を接地する手
段と、他端に接続される出力端子と、該出力端子
と接地点との間に挿入されるタンク回路と、前記
2個のスイツチング素子の接続点にチヨークコイ
ルを介して給電する電源と、入力信号に従つて前
記各スイツチング素子を交互にスイツチング動作
をするごとく駆動する手段とを有することを特徴
とする、電力増幅回路。1 2 connected in series with alternating switching operation
a switching element, a means for grounding one end of the switching element, an output terminal connected to the other end, a tank circuit inserted between the output terminal and the grounding point, and a connection point between the two switching elements. 1. A power amplification circuit comprising: a power source for supplying power to the switching element via a chain coil; and means for driving each of the switching elements to alternately perform a switching operation in accordance with an input signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16567979A JPS5689107A (en) | 1979-12-21 | 1979-12-21 | Power amplifying circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16567979A JPS5689107A (en) | 1979-12-21 | 1979-12-21 | Power amplifying circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5689107A JPS5689107A (en) | 1981-07-20 |
JPS6134688B2 true JPS6134688B2 (en) | 1986-08-08 |
Family
ID=15816972
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16567979A Granted JPS5689107A (en) | 1979-12-21 | 1979-12-21 | Power amplifying circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5689107A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0419660Y2 (en) * | 1985-12-19 | 1992-05-06 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5063332A (en) * | 1990-12-21 | 1991-11-05 | General Electric Company | Feedback control system for a high-efficiency class-D power amplifier circuit |
-
1979
- 1979-12-21 JP JP16567979A patent/JPS5689107A/en active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0419660Y2 (en) * | 1985-12-19 | 1992-05-06 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5689107A (en) | 1981-07-20 |
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