JPS6130219B2 - - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、対象物に設けられた共振回路を周波
数掃引して得られるリンギング応答特性を利用し
て対象物を識別する対象物識別装置の改良に関す
る。 一般に、それぞれ共振周波数が異なる複数個の
共振回路を含む応答装置に対して送信装置から、
周波数掃引信号を送出し、前記応答装置からの周
波数掃引応答波を受信して対象物に固有の情報を
識別する装置としては、第１図に示すような識別
装置が知られている。すなわち、掃引信号発生器
１からの信号を電力増幅器２で増幅し、送受信ア
ンテナ３から応答装置４に向けて質問電波を発射
する。応答装置４は、例えば高速走行する物体の
一部を取りつけられており、前記質問電波を応答
アンテナ５で受信する。このアンテナ５には、コ
ンデンサ６を介して並列接続される複数個の共振
回路７１，７２…７oを有している。各共振回路
７１，７２…７oは、セラミツクやクリスタルの
ような圧電素子、Ｌ，Ｒ，Ｃによる集中定数回
路、あるいはこれらを含んだ能動素子で構成する
ことができる。そこで、応答装置４が、送受信ア
ンテナ３に接近し、送受信アンテナ３の質問電磁
界中に入ることによつてアンテナ５は電磁誘導結
合によつて掃引質問信号を受信する。質問信号の
周波数が共振回路７１，７２…７oの共振周波数
になると、共振素子が直列共振回路であれば、共
振回路のインピーダンスが低下して、応答アンテ
ナ５に大きい電流が流れることから、応答アンテ
ナ５から共振回路７１，７２…７oに対応して電
波の反射が行われる。その反射電波は送受信アン
テナ３に誘導され帯域波器８により所要帯域の
信号のみを取り出し第２図ａに示す如き信号ａを
得る。なお第２図ａにおいては周波数の低い側に
２個の応答信号があり、周波数の高い側に雑音信
号がある場合を示している。また上記応答アンテ
ナ５から送受信アンテナ３に対する電波反射は送
受信アンテナ３から応答装置４を見たインピーダ
ンスの変化あるいは位相の変化とみなせるので、
掃引信号発生器１からの信号を移相器９を介して
例えばπ／２ラジアン移相して、これを基準位相
とし送受信アンテナ３の信号を位相検波器１０で
比較して前記位相変化を検出することができる。 この位相検波器１０は、リング変調器のような
入力信号と基準信号の振幅と位相差とに比例する
積形式の検波器やレシオ検波器のような位相検波
器も使用することができる。そして位相検波器１
０の出力信号ｂはシユミツト回路のごときレベル
検出器１１でバイナリ信号に変換される。そし
て、バイナリ信号を処理することにより、応答装
置４を有する対象物の識別が行われる。 例えばセラミツクやクリスタルを用いた良好度
（尖鋭度）Ｑのきわめて高い共振回路の周波数掃
引波応答は、共振回路の周波数−振幅特性（静特
性）および共振回路に貯えられたエネルギーの放
電により、共振回路の共振周波数において、時間
と共に指数函数的に振幅が減少するリンギング成
分が生ずる。このため、位相検波器１０の出力信
号は、前記リンギング成分と共振回路の静特性を
掃引方向に圧縮した応答、すなわち準静特性との
成分からなり、第２図ｂのごとく時間と共に次第
に周波数が増加し、また時間と共に指数函数的に
振幅が減少するビート信号が生ずる。このビート
信号をレベル検出器１１でバイナリ化して得られ
るパルス列は、第２図ｃのようにその発生間隔が
予め決められた割合で変化するものであり、これ
に対して衝撃性雑音信号を検波して得られるパル
ス列はその発生間隔はランダムであり特徴がな
い。そこでレベル検出器１１の出力パルスｃをシ
フトレジスタで構成された雑音パルス除去回路１
２に供給し各パルスの発生間隔が予め判明した割
合で変化していると判定したときに応答成分があ
つたものとして１個のパルス出力を発生させ、発
生間隔の変化が正規でないパルス列については雑
音パルスとして除去している。 しかし雑音パルスの発生間隔がランダムである
と言えどもパルスが連続して誘起されるような雑
音環境下では往々にして応答信号のリンギング信
号波形のタイミングに一致し誤検出されることも
ある。 また（第１図に示すような）従来の対象物識別
装置では、レベル検出器１１の出力信号で個々の
パルス列信号を比較した場合、各パルス発生タイ
ミングは正確には一致しない。つまり掃引周波数
の周波数値によつてリンギング信号波形の位相が
少しづつずれる。従つて、位相が少しづつずれて
発生する各共振回路に対応したリンギング信号成
分を雑音パルス除去回路１２でとり出すことは、
換言すればいかなるタイミングの信号をも雑音パ
ルス除去回路１２は通過させ得ることを意味し、
それはつまり雑音パルス列も通過しやすいという
ことを意味する。特に連続的に飛び込む衝撃波は
そのリンギング信号波形のパルス発生タイミング
に落ち込んでしまい誤検知される可能性が多い。 特に、このような連続的衝撃波は実際に列車や
貨車等を対象とした対象物識別装置において発生
することが多く、このような連続的衝撃波とリン
ギング信号波とを明瞭に区別し得なかつた。 そこで本発明は上記のような従来の欠点を解消
するもので、連続的衝撃性雑音と応答装置からの
応答信号とを明瞭に区別することによつて誤り検
出率を小さくし、一段とその正確な検出を可能と
した対象物識別装置を提供するものである。 以下、本発明装置の実施例を第３図ないし第４
２図を参照して詳細に説明する。 まず、第３図により、本発明装置の第一の実施
例につき、まずその概略構成を説明するに、掃引
周波数信号を生成する信号発生回路１３を備え、
この信号発生回路１３からの掃引周波数信号は送
受分岐回路１４に供給される。 送受分岐回路１４は例えばハイブリツド回路で
構成され、信号発生回路１３からの掃引周波数信
号をアンテナ１５に供給する。アンテナ１５は送
受兼用のアンテナでこのアンテナ１５からは前記
掃引周波数信号であるいわゆる質問信号を応答装
置４に供給する。 応答装置４は、従来と同様に、例えば高速走行
する移動体の一部に設けられ、前記アンテナ１５
からの質問信号を応答アンテナ５で受信し、コン
デンサ６を介して並列接続された複数の共振回路
７１，７２…７oによる共振応答信号を前記応答
アンテナ５を介して前記アンテナ１５に供給す
る。 アンテナ１５で受けた応答装置４からの応答信
号は送受分岐回路１４を介して移相器１６に供給
される。移相器１６には例えば前記信号発生回路
１３からの信号も供給されこの両信号の位相差が
０または180度になるよう位相制御する。 この移相器１６で互いに０または180度の位相
差を持つよう制御され応答信号と信号発生回路１
３とからの信号はそれぞれ検波器１７に供給さ
れ、応答信号、つまり応答装置４における複数の
共振周波数信号を検波する。 この検波器１７からは各共振周波数信号に伴な
うリンギング成分が得られることから、このリン
ギング成分をそれぞれ隣接するリンギング成分と
分離する分離回路１８に供給して分離すると共
に、リンギング成分抽出回路１９に供給し、リン
ギング成分に附随する雑音を除去し、リンギング
成分のみを抽出する。 そこで、このようにして分離回路１８および抽
出回路１９を経て取り出された各共振周波数信号
に対応するリンギング成分は記憶回路２０に供給
され記憶される。 本発明装置は以上のように構成され、特に移相
器１６を備え応答装置からの信号と信号発生回路
からの信号との位相差を常に０または180度にな
るよう制御した結果、全掃引周波数範囲に亘つて
常に応答リンギング信号波形のタイミングが一致
し、応答リンギング信号であることを特定できる
結果、連続的衝撃波と応答リンギング信号波とを
明瞭に区別し得ることを特徴とするものである。 そこで、上記本発明の第一の実施例を第３図と
共に第４図ないし第１２図を参照して更に詳細に
説明する。 即ち、信号発生回路１３は基本パルス発生器１
３１掃引信号発生器１３２、電力増幅器１３３、
タイミングパルス発生器１３４から構成される。 基本パルス発生器１３１は第４図ａに示すよう
な本発明装置全体の動作タイミングを規制する繰
返し周期Ｔの基本パルスを発生させる。このよう
な基本パルス発生器１３１からの基本パルスが掃
引信号発生器１３２に供給され、第４図ｂのよう
に周波数範囲F1〜Ｆoまでの掃引周波数信号を導
出し、電力増幅器１３３に供給するとともに、こ
の掃引周波数信号をタイミングパルス発生器１３
４に供給して第４図ｃに示すような掃引周波数信
号に同期しかつ短い繰返し周期ｔのタイミングパ
ルスを導出する。 そこで電力増幅器１３３で増幅された掃引周波
数信号は送受分岐回路１４、アンテナ１５を経て
応答装置４に供給される。 応答装置４における各共振回路７１，７２…７
oの共振タイミングは前記タイミングパルス発生
器１３４からのタイミングパルスに同期するよう
あらかじめ設定される。 さて応答装置４からの応答信号はアンテナ１５
で受信され、送受分岐回路１４を介して移相器１
６に供給される。 移相器１６は例えば波器１６１および移相回
路１６２から構成される。 波器１６１は第１図における従来の帯域波
器８と同じ機能を有するもので、送受分岐回路１
４からの信号を受け第２図ａに示すように所要帯
域の周波数信号のみを取り出す。 さて、波器１６１の出力信号は移相回路１６
２を経た電力増幅器１３３の出力と共に検波器１
７に供給される。移相器１６の目的は、電力増幅
器１３３からの掃引周波数信号と、送受分岐回路
１４からの共振応答信号との位相差を掃引周波数
範囲内において常に０または180度となすことに
あり、その結果、次段の検波器１７において雑音
を除去し真正の共振応答信号成分のみを抽出させ
ることにある。 即ち、掃引周波数信号が応答装置４で共振応答
をし、アンテナ１５送受分岐回路１４を経て検波
器１７に供給されるまでの経路を考えた場合、相
当の伝送線路長と考えることができる。 実際に列車、貨車等の番号を識別するシステム
においては、検波器１７からアンテナ１５に至る
までのケーブル長は相当な長さになる。そのよう
な伝送線路は一種の遅延線でありまた送受分岐回
路１４等も等価的にインダクタンスあるいはキヤ
パシタンスで置き換えることができるから、その
位相特性は周波数に依存することになる。従つ
て、掃引周波数信号がこの伝送経路を通過するこ
とにより、周波数によつて、異なつた位相回転つ
まり位相遅れが生ずる。一方信号発生回路１３か
らの掃引周波数信号はあらかじめ定められた一定
の掃引速度を持つと考えれば、第５図に示すよう
に掃引周波数信号αに対する応答信号βの位相遅
れ△φは近似的に線形特性を示すと考えることが
できる。 そこで移相器１６中の位相回路１６２によつて
電力増幅器１３３からの掃引周波数信号αと送受
分岐回路１４からの応答信号βとの位相遅れ△φ
を一致させるように設定する。移相回路１６２
は、定位相差分波器の原理を応用したもので、広
い周波数帯域に亘り２入力信号間に一定位相差を
与えるように位相調整するもので、例えば第６図
に示すような定抵抗全周波通過回路で実現するこ
とができる。 なお、第３図おいては移相回路１６２を電力増
幅器１３３の出力線路のみに設けて位相遅れ△φ
を補償するよう説明したが、同様な移相回路を
波器１６１側の線路にも設け、第５図のように応
答使用周波数帯域についてそれぞれα′，α′およ
びβ′，β′と補償し結果的に位相遅れがなくなる
ように構成することもできる。 以上のように、移相器１６において、基準とな
る信号発生回路１３からの直接的な信号と応答信
号とは互いに位相差がなくなるようにつまり位相
差が０または180度になるよう設定されて検波器
１７に供給される結果、全掃引周波数範囲に亘つ
て応答リンギング信号の得られるタイミングつま
り位相が一致する。 一方、衝撃性雑音の発生を考えてみるに、特に
列車貨車等の通過時に受ける雑音は、アンテナ１
５の近傍での電気的閉ループのスイツチング動作
によることがわかつた。 つまり衝撃性雑音はレールと高速走行する列車
貨車等の車軸により構成される閉ループは第７図
にモデル的に示すように車輪とレールが不完全接
触している時に、非常に短かく且つランダムな周
期によりスイツチングされるために起きるスイツ
チング応答である。 ところでこの閉ループは非共振ループであり、
従つてループインピーダンスはこの閉ループの自
己インダクタンス分が支配的となる。他方、真の
応答源である応答装置４の共振インピーダンスは
純抵抗である。 そこで、応答装置４における共振電流の電流位
相と、雑音信号における非共振ループでの電流位
相は90度異なつており、従つて、アンテナ１５に
おける受信入力においても応答装置４からの応答
信号と前記非共振ループのスイツチング応答とは
90度の位相差をもつことになる。 従つて、応答装置４からの共振応答信号と非共
振ループからの90度位相差のなす雑音とは重畳さ
れて、移相器１６に供給される。移相器１６では
基準となる掃引信号と真の共振応答信号とは０度
または180度差になるように位相制御されるか
ら、移相器１６の直後では雑音に対しては90度の
位相差信号がそのまま現われる。 而して、移相器１６からの各信号が検波器１７
に供給されると、周知のように２入力信号の位相
差θの余弦（cosθ）に比例した信号が導出され
るからθ＝90度をなす雑音は完全に除去され、真
の共振応答信号のみが導出される。 しかも、移相器１６の動作により全周波数帯域
において、掃引周波数信号αと応答信号βとの間
には実質上位相差が生じないことから、応答装置
４からの各共振周波数信号はいづれも同じタイミ
ングで現われる。 さて、検波器１７で得られた目標反射信号の検
波信号は分離回路１８に供給される。 この分離回路１８は検波器１７から得られる受
信応答信号のリンギング成分のうち互いに隣接す
る成分どうしを明瞭に分離して各応答信号を確実
に取り出すものである。 対象物の識別情報はその識別情報数が多ければ
多い程同一周波数帯域内に含まれる共振点は多く
なり、従つて互いに隣接するリンギング成分は第
８図ａに示すように互いに重畳する部分が生じる
ことは避けられない。 ところでリンギング信号波形は第９図にモデル
的に示すことができ、これを数式で表現すれば、
リンギング信号Ｒは次式で表わされる。 ここで Ａ：係数 Ｑ：共振回路の良好度 ω０：共振回路の共振角周波数 ｔ：掃引周波数信号の周波数が共振回路
の共振周波数に達する時刻 ｈ：掃引周波数信号の周波数変化率 φ：位相検波器の動作点 なおこのリンギング信号Ｒは、次の如き特徴を
有する。 (1) 振幅については2Q／ω０をタイムコンスタ
ントとして、指数函数的に時間の経過と共に減
衰する。 (2) 位相については (イ) 瞬時位相は｛πｈ（ｔ−τ）２＋φ｝に従
う。 (ロ) 故に瞬時周波数は ｈ（ｔ−τ）に従う。 (ハ) ゼロクロスの時刻はｈだけで決まり (ニ) 時間の経過と共に、ゼロクロスの時間間隔
は、つまつて行く。 (3) 異なる共振回路に対しては、共振周波数及び
Ｑ値が異なるゆえ、異なるリンギング信号にな
るが、この場合でも、 (イ) 振幅が指数凾数的に減衰する。 (ロ) 瞬時周波数はｈ（ｔ−τ）にのみ従う。 つまりゼロクロスの時刻は、共振回路の共振周
波数が変わつても、不変である。 従つて、第８図ａのように対象物の識別情報数
が多くなり互いに隣接する共振周波数との間隔が
狭くなると、どこまでが１つの信号情報であるか
判別し難くなる。そこで分離回路１８ではリンギ
ング信号波形の振幅が指数函数的に減衰する特性
を有することに着目し、第１０図に示すように特
定なリンギング次数（例えば４次）を境界に急峻
に減衰量が増大する波器で構成する。 第１０図の例では、第５次以降のリンギング次
数に相当する周波数成分を大幅に減衰させること
によつて、第８図ｂのように互いに近接して隣接
するリンギング信号を明瞭に区別するものであ
る。 このようにして分離回路１８でリンギング信号
が互いに分離された信号は抽出回路１９に供給さ
れる。 抽出回路１９はいわゆるレベル検出器１９１と
信号判別器１９２から構成される。 レベル検出器１９は第１図に示したレベル検出
器１１と同様に、シユミツト回路等により構成し
入力信号をバイナリ信号に変換する。 レベル検出器１９１でバイナリ信号に変換され
た信号判別器１９２に供給される。 ところで、分離回路１８で高次のリンギング波
を減衰させ、またレベル検出器１９１で徴弱な雑
音をある程度除外し得るものであるが、依然とし
て振幅の大きい衝撃性雑音の混在は避けられず、
正確な対象物情報の検出がなされない。 このような衝撃性雑音成分をバイナリ化して得
られるパルス列はその発生間隔はランダムであり
特徴がないのに反し、リンギング信号をバイナリ
化して得られるパルス列は、前述のようにその発
生間隔が予め決められた割合で変化する。例えば
セラミツク共振回路に対しては応答成分に対応す
るパルス数は約１〜1.5msの間に４〜５個で、更
にその発生間隔は掃引波の周波数の時間的変化に
対応して変化するが衝撃性雑音成分に対応するパ
ルス数は１〜２個で、その発生間隔はランダムで
ある。 そこで、信号判別器１９２はこのような衝撃性
雑音成分を除去するもので、その具体的構成は第
１１図のように構成される。 即ち、レベル検出器１９１でバイナリ化して得
られる対象物応答リンギング信号は信号判別器の
アンドゲート１９２１の一方の入力端に供給され
る。またこのアンドゲート１９２１の他方の入力
端にはクロツクパルス発生器１９２２からのクロ
ツクパルスが供給される。このクロツクパルス発
生器１９２２は前記リンギング信号成分のうち一
番高次のパルスのパルス幅より狭い周期を有する
第１２図ｂに示すような高速のクロツクパルスが
発生されるものとする。これによつて前記アンド
ゲート１９２１からは第１２図ｃに示すようなア
ンド出力が導出され、このアンド出力はシフトレ
ジスタ１９２３の入力端に供給される。ここでシ
フトレジスタ１９２３の段数は少なくとも、第１
２図ａに示すようなパルスのマーク・スペース列
s1，m1，s2，m2…s5の時間間隔の和を前記クロ
ツクパルスの周期で分割した数となされる。そし
てこのシフトレジスタ１９２３には前記クロツク
パルス発生器１９２２からのクロツクパルスがシ
フトパルスとして供給されているので、前記アン
ド出力は該シフトレジスタ１９２３に導入されて
シフトされる。 掃引周波数信号に対する応答速度は特定されて
いるので前記マークスペース列s1〜s5の時間幅と
発生順序は予め決められた間隔の割合となる特徴
を有している。上記マーク・スペース列s1〜s5と
前記クロツクパルスとのアンド出力は、上記マー
ク・スペース列s1〜s5のうちマークのパルスの幅
に対応した数が上記マーク・スペース列の時間幅
と発生順序の変化に対応して予め判明する間隔で
発生する。そして上記アンド出力が導かれるシフ
トレジスタ１９２３の各段出力のうち、上記した
如く予め判明している時間幅および発生順序に対
応する段数間隔をおいて且つ例えばそれぞれ異な
る所定段数から取り出したタツプ出力がそれぞれ
アンドゲート１９２４〜１９３２に導かれてい
る。したがつてシフトレジスタ１９２３内に予め
判明している間隔でパルスのマーク・スペースを
格納した状態が発生すれば前記各アンドゲート１
９２４〜１９３２にそれぞれアンド出力が発生す
る。そしてこれらの各アンド出力はアンドゲート
１９３３で論理積がとられ、第１２図ｄに示すよ
うなアンド出力が得らるようになる。このような
第１１図に示す信号判別器１９２では第１２図ａ
に示す各マーク・スペース情報がタイミング的に
全て一致したものを真の情報としたものである。
換言すればマーク信号m1〜m4スペース信号s1〜
s5が所定時間幅と所定発生順序で検出されたもの
をのみ真の情報としてとらえ、発生間隔の変化が
正規でないパルス列については雑音パルスとして
除去される。 このようにして信号判別器１９２は雑音信号を
除去し真の対象物応答リンギング信号を抽出し、
対象物識別装置の信頼性を向上することができ
る。 このようにして得られた抽出回路１９からの応
答信号は記憶回路２０のシフトレジスター２０１
に供給される。 このシフトレジスタ２０１には信号発生回路１
３のタイミング発生器１３４からの信号がシフト
パルスとして供給される。 タイミング発生器１３４からの信号は応答装置
４からの応答タイミングに同期しており、またシ
フトレジスタ２０１に収容される情報の収容容量
は少なくとも１つの応答装置４に含む共振回路数
である。 従つて、シフトレジスタ２０１の内容は応答装
置４の共振回路７１，７２…７oに対応する情報
が順次蓄積された形で存在する。 このようにして１つの応答装置４の１掃引周波
数信号に相当する対象物情報がデコーダ２０２に
供給される。 このデコーダ２０２には信号発生回路１３中の
基本パルス発生器１３１が供給されていることか
ら、 各掃引周波数信号の掃引周期ごとに１つの応答
装置情報を蓄積し、周知のように5C2コードを10
進表示情報に変換するなどして対象物情報を最終
的に得るものである。 このように、本発明による対象物識別装置は、
移相器において応答装置からの信号と信号発生回
路からの信号との位相器を常に０または180度に
なるように制御した結果、全掃引周波数範囲に亘
つて常に各応答リンギング信号波形の位相が一致
し、よつて連続的衝撃波と応答リンギング信号波
とを明瞭に区別し得るものであり、誤検出を少な
くし、高い検出能力を発揮し得るものである。 なお、第３図の構成において、分離回路１８の
構成と抽出回路１９の構成との接続を逆にしても
本発明装置は同様な機能を得ることができる。 以上は、本発明による対象物識別装置の一実施
例を示すものであるが、上記第３図における本発
明装置の信号発生回路１３中の掃引信号発生器１
３２を第１３図のように構成することもできる。 このように第３図の構成において、特に掃引信
号発生器１３２の構成を第１３図のように形成し
た本発明装置の第二の実施例について説明する。 基本パルス発生器１３１からの信号を受け、掃
引信号発生器１３２で掃引周波数信号を得るには
従来搬送波に、周波数変調をかける如くした方法
や電圧制御発振器に鋸歯状波を与える如くした方
法で実施されている。 ところで掃引周波数信号は周波数変化率が一定
であることと、掃引周波数信号の上限および下限
の周波数がともに安定していることが必要であ
る。 ところが従来の方法によつて掃引波を得るよう
にした場合、その安定度を良くするのに水晶発振
器等を用いているため、掃引範囲を広くすること
が困難であり、且つまた掃引範囲を無理に広くし
ようとすると安定度が損なわれてしまうといつた
欠点を有している。 そこでこの第二の実施例では特に電圧制御発振
器に鋸歯状波を与える場合に、掃引の間に掃引休
止期間を設定し、この期間内に位相同期ループに
よるロツク動作を行なわせることにより、広い周
波数範囲にわたつて安定な掃引波を供給し得るよ
うにしたことを特徴とする。 すなわち、基本パルス発生器１３１からの第１
４図ａに示す信号が制御信号発生器１３２１に供
給される。制御信号発生部１３２１からの第１４
図ｂ，ｃにそれぞれ示す掃引制御信号ＰL，ＰHは
掃引周波数信号のスタートとストツプのタイミン
グを指定するもので、それぞれ鋸歯状波発生回路
１３２２に供給される。鋸歯状波発生回路１３２
２はコンデンサを定電流源で充放電する周知の形
式で構成される。また鋸歯状波発生回路１３２２
に接続される電圧制御発振器１３２３は、最終的
な掃引周波数信号出力の周波数変化率を一定にな
るよう制御電圧に対し、変調感度が一定となるよ
う構成する。 他方、基準信号発生部１３２４からは掃引周波
数信号のそれぞれ下限周波数Lおよび上限周波
数信号ｆHを導出する。この各上，下限周波数信
号ｆL，ｆHはそれぞれ第１，第２位相検波器１３
２５，１３２６、第１、第２低周波波器１３２
７，１３２８、および第１，第２サンプルホール
ド回路１３２９，１３３０に順次供給される。 第１，第２サンプルホールド回路１３２９，１
３３０からの各出力信号は前記電圧制御発振器１
３２３に供給される。 また、電圧制御発振器１３２３出力は前記電力
増幅器１３３に供給されると共に、一部は第１，
第２位相検波器１３２５，１３２６にフイードバ
ツクされ、それぞれの位相同期ループを構成す
る。 第１，第２サンプルホールド回路１３２９，１
３３０には前記制御信号発生部１３２１からの掃
引制御信号ＰL，ＰHが供給される。 なお、第１および第２の位相同期ループはいず
れもアナログ式でもデジタル式でも構成でき、ま
た位相同期ループは２次の制御等を適用できる。 以上のような構成において、第１および第２の
位相同期ループのサンプリングタイムは、それぞ
れ、第１４図ｂ，ｃに示す制御信号ＰL及びＰHに
よつて制御される。まず制御信号ＰLによつて第
１４図ｄに示す第１のループロツク期間に電圧制
御発振器１３２３は第１４図ｅに示すように掃引
下限周波数Lにロツクし、その間の期間には、
ロツク状態における第１の低域波器１３２７の
出力電圧を第１のサンプルホールド回路１３２９
でホールドする。同様に制御信号ＰHによつて第
２のループロツク期間に電圧制御発振器１３２３
が掃引上限周波数Hにロツクし、その間の期間
には、ロツク状態における第２の低域波器１３
２８の出力電圧を第２のサンプリングホールド回
路でホールドする。 即ち、制御信号発生部１３２１から制御信号Ｐ
Hが鋸歯状波発生回路１３２２に与えられるとそ
の出力電圧は第１４図ｄに示すようにある電圧e1
に固定されると同時に、第２のループのサンプル
ホールド回路１３３０のホールド作用が解除され
る。このため第２の位相同期ループでは、基準信
号発生部１３２４からの掃引上限周波数Hと電
圧制御発振器１３２３の出力回路とが第２の位相
検波器１３２６で、位相比較がなされる。ここで
位相差をなくすような一定の電圧を第２のサンプ
ルホールド回路１３３０を介して電圧制御発振器
１３２３に帰還せしめることにより電圧制御発振
器１３２３からの出力周波数を第１４図ｅに示す
ように掃引上限周波数Hにロツクせしめる。こ
の動作は鋸歯状波発生回路１３２２の出力端にお
ける電圧がe1のとき、電圧制御発振器１３２３か
らの出力周波数が掃引上限周波数Hに一致する
ように電圧制御発振器１３２３の変調感度制御端
子ＥHの電圧を制御したことになる。第１５図
ａ，ｂ電圧制御発振器１３２３から得られる制御
電圧ＥSに対する出力周波数の特性曲線がその
バイアス調整端子ＥH電圧または周波数制御端子
ＥL電圧をパラメータとした場合について示され
たものである。 従つて、電圧制御発振器１３２３の出力は第１
５図ｂのように特性直線Ｃは掃引上限周波数H
を通る直線Ｂに修正されると同時に、その傾きも
変化する。この状態から制御信号発生部１３２１
からの制御信号ＰHをオフにすれば、第２のサン
プルホールド回路１３３０はその出力を前記e1な
る電圧にホールドし、電圧制御発振器１３２３の
特性直線を第１５図ｂの直線Ｃに保持したまゝ第
２の位相同期ループを開放状態とする。 一方、制御信号ＰHがオフにされると同時に制
御信号ＰLがオンされる。するとこれによつて鋸
歯状波発生回路１３２２の出力電圧が、e2に固定
されると共に、第１のサンプルホールド回路１３
２９のホールド作用が解除されるようになるので
従つて第１の位相同期ループをして第２の位相同
期ループの場合と同様に今度は電圧制御発振器１
３２３の周波数を基準サンプルホールド発生部１
３２４からの掃引下限周波数Lにロツクせし
め、且つ第１のサンプルホールド回路１３２９の
出力電圧をe2なる一定値に保持せしめる。この動
作は、鋸歯状波発生回路１３２２の出力電圧がe2
のとき、電圧制御発振器１３２３からの出力周波
数を掃引下限周波数Lに一致するよう電圧制御
発振器１３２３の周波数制御端子の電圧を調整し
たとになる。故に第１５図ａに示す如く、電圧制
御発振器１３２３の特性直線Ｂは、掃引下限周波
数を通る直線Ａに修正される。このとき直線Ａ
は、直線Ｂの平行移動である。 この状態において制御信号発生部１３２１から
の制御信号ＰLをオフしてやると、第１のサンプ
ルホールド回路１３２９はその出力を前記e2なる
電圧にホールドして第１の位相同期ループを開放
状態とする。 次にかかる制御信号ＰLのオフと同時に鋸歯状
波発生回路はその動作をスタートして、出力電圧
を上記のe2から徐々に下降せしめる如くした鋸歯
状波を発生し、これによつて電圧制御発振器１３
２３の出力周波数が掃引されることになる。 またこの間、いづれの位相同期ループも共にサ
ンプルホールド回路は、その出力電圧をある電圧
にホールドしている状態にあるが、掃引期間終了
後、再び制御信号ＰHがオンされると再び第２の
位相同期回路１３３０がロツク動作を行なつて、
第２のサンプルホールド回路１３３０の出力電圧
ｅHを修正する如くした前述の動作を繰り返すよ
うになる。以下前述と同様な手順が繰り返えされ
ることになる。この過程で、各位相同期ループで
は、制御する端子が異なるために、遂次e1及びe2
におけるエラーは減少し、最終的には定常状態に
達する。その時点では電圧制御発振器１３２３の
掃引範囲は（H−L）に一致する。 なお、各位相同期ループのロツク動作時におけ
る電圧制御発振器１３２３の補正を鋸歯状波発生
回路１３２２で直接行なうように構成しても良
い。またこの場合、電圧制御発振器１３２３およ
び鋸歯状波発生回路１３２２で上記ＥH，ＥLの各
端子を振り分ける如くいずれか片方ずつ担当せし
める如く構成するようにしてもよい。また、これ
らの場合、第１，第２のサンプルホールド回路１
３２９，１３３０を省略したものであるが、これ
らの回路は各位相同期ループをオープン状態にす
ると共に、ロツク動作時の電圧をサンプリングす
る作用を有するものであるから入力リーク電流の
小さい増幅器によるアクテイブ低域波器を使用
した通常の位相同期ループを用いてロツク状態か
ら低域波器の入力を開放することにより、低域
波器の出力がロツク時の電圧を保持し得るの
で、特にホールド回路を用いなくても同様に動作
させることができるということによつている。 さらに掃引周波数信号の精度をそれ程必要とし
ない場合は掃引上限周波数Hまたは掃引下限周
波数のいずれか片方のみを制御するようにしただ
けでもよい。 従つて以上詳述したように特に電圧制御発振器
１３２３に鋸歯状波を与える場合において、掃引
上限および下限に掃引休止期間を設け、この各期
間において各々の基準周波数信号に対する位相同
期ループによるロツク動作を行なわせて電圧制御
発振器の周波数と変調感度を制御することにより
広範囲に安定な掃引波を供給することを特徴とす
る。更にまた、第３図に示す本発明による対象物
識別装置において特に応答装置４の構成を改良
し、第１６図のように構成した本発明装置の第三
の実施例について説明する。 即ち、L0は、応答アンテナ５のインダクタン
スを表わす。C0は応答アンテナ５と直列に挿入
されるコンデンサ６のキヤパシタンスを表わす。
X1，X2，…Ｘoは共振回路７１，７２…７oのイン
ピーダンスを表わす。Lcは、補正用のインダク
タ４１のインダクタンス値を表わす。 上記応答装置４において各共振回路単体の共振
抵抗及びＱが同一であつたとしても応答装置４の
共振抵抗及びＱは、使用周波数帯域内で周波数特
性を持つ。特に、第１６図のコンデンサ６及びイ
ンダクタンス４１を挿入せず、挿入しても、その
数値について特段の配慮がなされていない場合に
著しい。この事実については、後に詳述する。 他方、本発明の対象物識別装置では、応答装置
４からの応答リンギング信号は前記(1)式で表わさ
れることは既述の通りである。この(1)式で、減衰
振幅を規定するタイムコンスタントがＱの関係で
あること、更に、係数項Ａも実際にはＱ及び共振
抵抗の関係であることから、応答装置４の各共振
回路のＱあるいは共振抵抗に使用帯域内で著しい
アンバランスがあれば、リンギング応答信号の波
形が、不揃いとなり、ひいては、後段の信号処理
に必要な、リンギング応答波が得られないという
結果になる。 第１６図に示す応答回路４は、このような欠点
を除くことが出来るもので、そこでは、コンデン
サ６の容量を、コンデンサ６と応答アンテナ５と
が構成する直列共振回路の共振周波数が、使用周
波数帯域の中心に一致するように選び、更に、イ
ンダクタンス４１のインダクタンスLcを、共振
回路７１，７２…７oでの並列容量の合成値と応
答アンテナ５のインダクタンスL0とが構成する
並列共振回路の共振周波数が、使用周波数帯域の
中心に一致するように選ぶことを特徴とする。こ
のようにすれば、応答装置４における任意の共振
周波数における正規化された共振抵抗およびＱは
使用周波数帯域の上限、下限の間でそれぞれ第１
７図および１８図に示す如く、バランスをとるこ
とができる。 次に第１６図に示す応答装置４の機能の理解の
ために共振子系の特性について解折し詳述する。 まず１個の共振子のインピーダンスについて。 １個の共振子の共振点付近の等価回路は第１９
図の如く書けることが知られている。この回路の
インピーダンスをＺKとおけば、よく知られてい
るように ＺK＝X2 PKＲＫ／ＲＫ ２（ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ）２ −ｊ｛X2 PKＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲ
ＫＸＫ＋ＸＰＫ）２｝ −ＸPK ……(2) 但し ＸK＝ω／ωＫ−ωＫ／ω ………(3) ＱK＝ωＫＬＫ／ＲＫ ………(5) ＸPK＝１／ωＣＰＫ ………(6) (2)式から Re（ＺK） ＝X2 PK・ＲＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ）２…
……(7) Im（ＺK）＝ −X2 PK・ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸ
Ｋ＋ＸＰＫ）２ ………(8) とおくことができる。 共振点（ＸK＝０）付近では ＸPK≫ＱKＲKＸK， ｜ＱKＲKＸK＋ＸPK｜≫ＲK ………(9) 又、全周波数帯域にわたつて ＸP≫ＲK ………(10) とみなせるので(8)式は次のように近似できる。 lm（ＺK）−X2 PK１／ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ＋ＸPK ………(11) 共振点近傍におけるRe（ＺK），lm（ＺK）の周
波数特性は第２０図の如くなる。 次に応答装置の共振周波数ωRについて 第１６図のａ，a′面から右側を見たインピーダ
ンスをZrとする。共振子は共振点付近以外ではコ
ンデンサと見倣せるのでZrは第２１図の如く書け
る。第１９図の共振子の等価回路と比較するとＬ
K，ＣK，ＲKは同じであるがCpは各共振子のＣpK
の総和となつている。ここで 第２１図でCpとＬCによる並列共振回路のインピ
ーダンスをZpとおく。Zpの損失分を無視して次
のように表わすことができる。 ＺPjXP （13） そうするとZrは(2)式においてＸPKの代わりにＸP
を入れゝばよく Zr＝X2pＲＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ）２ −ｊ｛X2pＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫ
ＸＫ＋ＸＰ）２ −Xp｝ ………（15） と書ける。 次に第１６図のaa′面から左側を見たインピー
ダンスをZoとおくと Zo＝ｊ（ωLo−１／ωＣｏ）≡jXo ………（16） こゝで応答アンテナ５の損失抵抗は十分小さいの
で無視している。 今、第１６図の応答装置４のループインピーダ
ンス（Lo側の一点から見た）をZtとすると、そ
の等価回路は第２２図のように示すことができ、
いまZtは Zt＝Zo＋Zr ………（17） であり、応答装置４の共振点は lm（Zt）＝０ ………（18） より与えられる。従つて（18）式は（15）式と
（16）式から次式が得られる。 −X2pＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋
Ｘｐ）２ ＋Xp＋Xo＝０ ………（19） （19）式より、応答装置４の共振周波数は次の
ように与えられる。 ＸK−１／ＱＫＲＫ・ＸＰＸｏ／Ｘｐ＋Ｘｏ （Ｋ＝１，２，…ｎ）………（20） ここでＸK≡ＸKSとおく事 又、反共振点はRo（Zt）→最大（max）の条
件から ＸK−Ｘｐ／ＱＫＲＫ（ｋ＝１，２…，ｎ）………（2
1） ここでＸK≡ＸKrとおく 但し、Xo，Xpの変化はゆるやかなので共振点
付近では一定と見なされる。 Xpの正負により共振点ＸKSと反共振点ＸKrの位
置関係がそれぞれ第２３図ａ，ｂに示すように逆
転する。これは共振抵抗を低くおさえるのに非常
に好都合である。 応答装置４の共振抵抗R′Kについて。 Ztの抵抗分は（17）式からRe（Zt）で与えら
れるがこれはZoを純リアクタンスとしているこ
とからRe（Zr）に等きく（15）式から Re（Zt） ＝X2pＲＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ）２……
…（22） である。従つて、共振抵抗ＲK′はこの式で、ＸK
の代りに（20）式を入れゝばよく次の式で与えら
れる。 ＲK′ＲK（１＋Ｘｏ／Ｘｐ）２ ………（23） 共振抵抗の大きさを低くおさえることが本発明
装置にとつて非常に重要なことである。 共振抵抗をＲKより低くおさえるためには上式
（23）からわかるように −２＜Ｘｏ／Ｘｐ＜０ ………（24） であることが必要十分条件である。ところでXo
は共振周波数偏移を小さくおさえるために第２４
図に示す如く、Xo自身の共振点ωｏは使用帯域
の中心におく。そうすると（24）式を満たすため
にはXpは、少なくとも ω＞ωｏでXp＜０ ω＜ωｏでXp＞０ でなくてはならない。この条件からXpは共振点
がXoと同じで且つ並列共振回路のリアクタンス
でなくてはならないことがわかる。このために第
１６図如く補正用インダクタンス４１Lcを入れ
る。 XpとXoの関係は第２４図に示す如くであり、
又、全周波数帯域で共振抵抗が共振回路の固有共
振抵抗ＲKより小さくなることは第２３図からわ
かる。R′Kの式（23）はXp，Xoにそれぞれ
（14）式と（16）式を入れて変形すると次のよう
になる。 R′K＝ＲK（１−ωｏ２／ωα２X2）2 ………（26） 但し、 Ｘ＝ω／ωｏ−ωｏ／ω………（27） R′Kここでのグラフは前述のように第１７図の如
くなる。 Ｘβ＝ωα／ωｏ ………（30） 次に応答装置のＱについて 応答装置４は複数共振系であるから、各共振点
においてＱを定義することが出来る。このＱは複
数共振系の掃引波応答を検出する際に非常に重要
な要素である。 応答装置４の共振点は単純な単同調回路ではな
いので従来知られているＱの定義式が使えない。
従つて、次のように近似する。 Ｑは各共振点におけるリアクタンスのＸに関す
る一次微係数を共振子の共振抵抗ＲKで除したも
の つまりＫ番目の共振点について書けば、 ＱK′≡〔１／ＲＫ ｄ／ｄＸＫlm（Zt）〕Xk=Xks ＱK（１＋Ｘｏ／Ｘｐ）２ ………（31） ＝ＱK（１＋ωα／ωｏX2）2 ………（32） 従つて、Q′Kの周波数特性は第１８図の如くであ
る。 以上のように、応答装置４に補正用インダクタ
ンス４１を挿入することによつて、各共振回路の
Ｑおよび共振抵抗が全使用周波数帯域に亘つてバ
ランスをとることができリンギング応答信号が得
られなくなるという欠点が解消できる。 更にまた本発明による対象物識別装置は第３図
の構成において、分離回路１８の構成を第２５図
のようにも構成できる。 この結果、有限の掃引周波数帯域の中に、多数
の共振回路を挿入することを可能とし、これによ
り対象物の識別情報量を更に増加し得るものであ
る。 以下、分離回路１８を第２５図のように構成し
た本発明装置の第四の実施例について以下説明す
る。 即ち、第２５図に示す回路は検波器１７から得
られたリンギング信号に対して、このリンギング
信号を時間軸上で１個のパルスに圧縮することに
ある。この結果、限られた掃引周波数範囲内にお
ける応答装置の情報量を増大させ、複数の共振回
路の各共振周波数間隔を狭くしたときに生ずる隣
接共振回路によるリンギング信号との干渉を除去
すると共にＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を大幅に改
善し、前記リンギング信号の特徴を的確に利用
し、しかもシステムの識別量を増大し得ることを
特徴とする。 第２５図において検波器１７の検波出力（第２
６図ａ参照）を波器１８１に導く。この波器
１８１は通常は帯域通過波器が使用され、検波
出力中に含まれている比較的周波数の高い雑音成
分を極力減衰させ、また検波出力中に含まれてい
る応答成分のリンギング信号を通過させる。なお
低周波の雑音成分が少ない場合には、この帯域通
過波器を低域通過波器で値換して良い。 上記波器１８１の出力としては、応答装置の
共振周波数間隔が広い場合には第２６図ｂに示す
ような波出力が得られるが、共振周波数間隔が
狭い場合には第２６図ｃに示すように隣接した共
振回路のリンギング信号の一部分が重なる。これ
では応答信号に対するリンギング信号に対して、
以後の抽出回路において充分な信号抽出を行なう
だけのリンギング信号によるパルス群を得ること
ができない。 一方、セラミツクやクリスタルを用いた良好度
Ｑの極めて高い共振回路の高速周波数掃引波応答
を検波して得られるリンギング信号は既に述べた
ように時間の経過と共に周波数が高くなるもので
ある。 そこで波器１８１の出力を圧縮器１８２に導
く。この圧縮器１８２は一般には整合波器で構
成し、所定の周波数一時間特性を持つ入力信号の
各周波数成分を時間軸上で一致させるような群遅
延時間−周波数特性を有する。従つて入力信号を
大振幅の（換言すればＳ／Ｎ比の良好な）１つの
インパルス信号に変換して出力するものである。
上記圧縮器１８２は例えば第２７図に示すような
謂ゆる遅延等価回路の縦続接続により構成するこ
とができる。なお第２７図中Viは入力電圧、Vo
は出力電圧、Ａは演算増幅器、Ｒ，ＲG，ＲF，
Ｒ／２，２Ｒ／ｒは抵抗、Ｃ，2C，２／ｒＣはコンデン
サで ある。ここで第２７図の伝達凾数はそれぞれ次式
で表わされることが知られている。 但しωp＝１／ＲＣ １／Ｑ＝μ（ｒ＋４） μ＝ＲＦ／ＲＧ＝ｒ／ｒ＋８ また第２７図の回路の遅延時間τは となる。但しωは通過周波数の角速度（２π
）である。 そこで上記回路の遅延特性はωｏとＱを決めれ
ば全て決定され、その曲線は第２８図に示すよう
になる。 なお第２７図の回路の利得は ｜Ｖｏ｜／｜Ｖｉ｜＝１ である。 したがつて第２７図に示した１個の回路の遅延
特性は第２８図に示したような曲線になるから、
各回路の特性を順次異ならせて縦続接続すれば、
総合的には例えば第２９図に実線で示すような所
望の周波数−遅延時間特性を得ることができる。 なお、上記圧縮器１８２にはアクテイブフイル
タを使用する例を示したが、これに限らずインダ
クタ及びキヤパシタを用いたもの、あるいは
CCD（Charge Coupled Device）を利用しても
同様の機能を得ることができる。 上述のように、圧縮器１８２はリンギング信号
が導入されると１個のパルス出力が発生するもの
で、ここで所定の周波数間隔Δを有する複数
（例えば２個）の共振回路からの各リンギング信
号がそれぞれパルスに変換される様子を、一方の
共振回路の共振周波数（例えば506kHz）と他方
の共振回路の共振周波数との周波数間隔Δを変
えた場合についてそれぞれ第３０図ａ乃至ｆに示
す。これらの図から明らかなように周波数間隔Δ
を3kHz程度に狭くしても各リンギング信号に
対応するパルス変換出力を分離して取り出すこと
が可能である。 なお第３０図の波形は周波数掃引の周期が約
9msのときに得られたものであり、第３０図ａ乃
至ｃは、２個の共振回路の各応答信号を位相検波
して得られた２個のリンギング信号が時間的に重
なつていないが、第３０図ｄ乃至ｆは２個のリン
ギング信号の一部同志が時間的に重なつている。 なお、上記したような圧縮器１８２のインパル
ス応答は例えば第３１図ｂに示すように逆リンギ
ング信号になる。また上記圧縮器１８２は、ホワ
イトノイズ入力に対してはホワイトノイズを出力
する。 このように圧縮器１８２は、入力信号のラプラ
ス変換に複素共役な伝達函数を有してなり、所定
の時間−周波数特性を持つ入力信号の各周波数成
分を時間軸上で一致させるような周波数−遅延時
間特性を有するので、入力信号を１つのインパル
ス信号に変換して出力するものである。 かくして複数のリンギング信号がそれぞれ１つ
のインパルス信号に変換されると、このインパル
ス信号は抽出回路１９中のレベル検出器１９１に
導かれてパルス化される。このパルス化出力は信
号判別器１９２へ導入され、ここで入力信号のパ
ターンを判別して正しい信号入力か間違つた雑音
入力かが判定される。即ち、第１１図に示しよう
な信号判別器１９２を用いる場合には、シフトレ
ジスタ１９２３内の所定の一連のステージの出力
のみが１個のインパルス信号のレベル検出出力
“１”に対応し、その他のステージの出力は
“０”であるようなパターンのときに正常判定出
力“１”（第１２図ｄ参照）を生成するようにゲ
ート回路を組めばよい。したがつて受信信号中に
インパルス性雑音が混入した場合、このインパル
ス性の雑音が圧縮器１８２によつて擬似リンギン
グ信号に変換され、この擬似リンギング信号が抽
出回路１９中のレベル検出器１９１によつてパル
ス化されたとしても、この擬似リンギング信号に
対応するパルスのパターンにしたがつて信号判別
器１９２中のシフトレジスタ１９２３の各ステー
ジの“１”出力が分布するので、この分布パター
ンは雑音入力とて判定されるゆえ、正常判定出力
“１”は発生しない。 なお圧縮器１８２の出力のうち正規のインパル
ス信号のレベルは雑音に対応する擬似リンギング
信号のレベルより充分に大きいので、レベル検出
器１９１のパルス化検出レベルを高く設定してお
くことができ、従つてレベル検出のみにより信
号、雑音の判定分離を行うことも可能である。 すなわち、信号判別器１９２を除くことも可能
である。また、この場合、信号判別器１９２は第
１１図に示したような構成に限らず、共振回路か
らの周波数掃引波応答信号を検波して得られたリ
ンギング信号をパルスして得られるパルスのパル
ス幅及びこのパルスの前後のスペース時間が規則
性を有するという特徴を利用したものであればよ
いことは言うまでもない。 上述したように、分離回路１８に圧縮器１８２
を構成することによつて、共振回路の周波数掃引
波応答を利用した対象物識別装置における限られ
た掃引周波数帯域内において、応答装置の共振回
路の共振周波数間隔を狭くして共振回路数を増加
して良好な雑音除去性能を保ちながら装置の情報
量を飛躍的に増大させることができる信号検出装
置を提供することができる。更にまた、第３図に
示した本発明の対象物識別装置において、抽出回
路１９の構成を第３２図のように構成することも
できる。 抽出回路１９の構成を特に第３２図のように構
成した本発明の対象物識別装置の第五の装置につ
いて以下説明する。 即ち、第３２図に示す抽出回路においては、応
答信号パルス列のパルス幅，パルス間隔が、シス
テム全体としての位相ずれ，レベル変動の許容値
を考慮して定められたある許容変動内にある場合
には応答信号判定を行うことを特徴とするもので
ある。 第３２図に示す抽出回路は第１１図に示した抽
出回路に比べて応答判定部分が異なり、その他は
同じであるので第３２図中第１１図と同一部分は
同一符号を付してその説明を省略し、以下主とし
て異なる部分について説明する。 第３２図において許容変動パルス間隔パターン
記憶回路１９３４は、前記マークスペース列Si〜
Ssの発生間隔がシステム全体の位相ずれ、レベ
ル変動の許容値内で変動する場合の全ての間隔パ
ターンを、この各パターンが前記シフトレジスタ
１９２３内に格納された場合の並列ビツト出力の
パターンとして記憶している。なお第３３図レベ
ル検出器１９１から得られるデジタル化されたリ
ンギング信号を示すものでａはマーク・スペース
列Si〜Ssの発生間隔の標準パターンを示し、同
図ｂ，ｃはそれぞれ最大許容進相パターン，最大
許容遅相パターンを示す。そして前記記憶回路１
９３４の任意の記憶パターンと前記シフトレジス
タ１９２３の並列ビツト出力のパターンとの一致
判定を一致回路１９３５で行い、一致時に応答判
定出力パルスを発生する。 即ち上述したような信号判別器１９２によれ
ば、システム全体の位相ずれ、レベル変動の許容
値内における応答信号パルス化出力パターンの全
てを記憶しておき、応答信号パルス化出力が上記
記憶パターンのいずれかに一致したときに応答判
定出力を発生する。 このようにすれば各々の記憶パターンは位相ず
れ、レベル変動に対して、極めて厳しくすること
ができるゆえ、いくつかの衝撃性雑音が上記記憶
パターンと一致し、信号判別器１９２出力に発生
する確率は極めて低くなり、応答信号と雑音信号
とを一層確実に分離できる。 故に、共振回路の周波数掃引応答を利用した識
別装置において、応答信号中の真正応答信号と雑
音信号とを一層確実に分離して真正の応答信号の
みを抽出し得る信号抽出回路を提供できる。 更にまた、本発明の対象物識別装置において、
抽出回路１９の構成を第３４図のように構成でき
る。 抽出回路１９を第３４図のように構成した本発
明装置の第六の実施例について説明する。 これは、応答信号の繰返し掃引による周期性を
利用して、雑音の除去分離を行なうものである。
前述したように応答装置からの真の応答信号は掃
引周期に応じ、予め決められた時刻に繰返し周期
的に得られるものであるが、雑音の発生間隔はラ
ンダムであり周期性がない。 そこで真の応答信号と雑音との発生特性上の相
違点に着目して雑音を有効に除去するものであ
る。 即ち、分離回路１８からの入力信号を分岐し
て、一方は遅延回路１９３を通し、又他方は直接
に掛算器１９４に供給し、ここで両信号の掛算が
行なわれる。この場合、遅延回路の遅延時間は掃
引波の１繰返し周期または複数繰返し周期と同じ
時間に選ぶ。１掃引周期Ｔは掃引周波数範囲の広
さにもよるが通常数＋ms（ｍ秒）である。一
方、分離回路１８の出力スペクトラムの周波数範
囲は1kHz〜10kHz程度であるので、このような数
＋msに及ぶ遅延時間を与える遅延回路は、第３
５図の如きいわゆるインダクタンス及びキヤパシ
タの平衡回路の多段接続又は電荷転送素子
（CCD−Charge Coupled Device又はBBD−
Bucket Brigade Device）により容易に実現でき
る。 このように掛算器１９４は検波後の非遅延信号
と例えば１周期遅延信号との積を出力するもの
で、例えばリング変調器のような平衡変調器を用
いることができる。 次に抽出回路１９の動作を第３６図により詳し
く説明する。第３６図ａは周期Ｔで周波数F1か
らF2までを掃引する信号発生回路１３からの掃
引周波数信号を示している。この掃引周波数信号
が質問波として応答装置へ発射され、応答装置か
らの応答信号が検波され、分離回路１８を経た波
形が第３６図ｂである。掃引の順序を順次T1，
T2，T3…として示す。応答装置内の異なる２つ
の共振回路に対応する応答信号をSa，Sbとし、
この応答信号Sa，Sbが各掃引T1，T2，T3で順次
得られ、その信号を第３６図ｂに示すように
Sa1，Sb1，Sa2，Sb2，Sa3，Sb3…と示すものと
する。 また受信信号に、ランダムな雑音が混入したと
し、その雑音を仮にN1（T1区間）、N2（T2区間）
とする。 第３６図ｂに示す受信信号が掛算器１９４に供
給されると共に、この信号が、１掃引周期Ｔの遅
延を与える遅延回路１９３を径た（第３６図ｃに
示す）信号が掛算器１９４に供給される。こゝに
おいて、応答信号は各掃引毎に時間軸上同じ位置
に、且つ同じ波形で生起することに注目された
い。これに対し雑音は発生時刻及び波形が定まつ
ておらずランダムである。 そこで、第３６図ｂとｃを掛算器１９４で掛け
合わせると第３６図ｄ如く、応答信号はSa1がSa2
にSb1がSb2にそれぞれ対応するから、自乗され
て周波数が２倍された波形となつて出て来るが、
雑音N1及びN2は時間軸上掛け合わすべき相手が
無いため出力として出て来ない。つまり、第３６
図ｂの雑音N2を含む区間T2第３６図ｃの区間T1
と掛算されるがT1区間には同じ時間軸上の位置
にN2と同じような雑音が無いため掛算出力はゼ
ロとなるのである。同様のことが第３６図ｂの
T3区間についても言える。このT3区間は第３６
図ｃの区間T2と掛け合わされる。第３６図ｃの
区間T2にも雑音N2があるが、この時刻に第３６
図ｂでは雑音が発生していないため掛算結果はゼ
ロとなる。以上のことから掛算器１９４の出力は
第３６図ｄの如くなる。この波形は直流分を含ん
でいるので、必要に応じ適当な直流除去回路を通
した後、第３６図ｅの波形を得る。このｅは第３
６図ｂに示す応答信号であるリンギング信号の周
波数を２倍した形となつており非常に特徴のある
波形となる。然して、この波形はレベル検出器１
９１で第３６図ｆの如くパルス化される。第３６
図ｆの波形から信号判別器１９２に供給し、最終
的に応答信号パルスを作る。 以上説明の通り、第３４図に示す抽出回路１９
において検波後の受信信号を掃引周期の整数倍の
遅延と非遅延との積とることにより、一定周期を
なして規則性ある真の応答信号のみが抽出出来、
不規則性で時間軸上一致しない雑音は的確に除去
できるものである。 なお、たまたま掃引周期に同期するような雑音
が混入したとし、これが掛算器１９４を通過した
としても、後段に信号判別器１９２での雑音除去
機能によつて正規のビート信号つまり真の応答信
号以外のものは一層確実に除去し得るものであ
る。 このように本願装置は抽出回路１９に遅延回路
１９３および掛算器１９４を構成付加することに
よつて対雑音特性は一段と向上し得る。 なお、第３４図の回路でレベル検出器１９１を
分離回路１８の直後に入れ換えても同じ機能を得
ることができる。 更にまた、本願の対象物識別装置は、抽出回路
１９を第３７図のように構成することができる。
この抽出回路１９を第３７図のように構成した本
発明装置の第七の実施例を説明する。 即ち、第３７図の回路で、分離回路１８からの
出力信号はレベル検出器１９１に供給される。 レベル検出器１９１の出力と、これを遅延回路
１９５に通した出力と、さらにこれを遅延回路
１９６に適した出力とを多数決回路１９７に供
給し、ここでこれら３つの信号の多数決をとる。
この場合、遅延回路１９５および１９６の遅
延時間はそれぞれ掃引波の掃引周期Ｔ（通常これ
は掃引周波数範囲の広さにもよるが数10msecで
ある。）と同じ時間に選ばれる。そしてこのよう
な数10msecにおよぶ遅延時間を与える遅延回路
は多段のシフトレジスタの直列接続あるいは
RAM（Randam Access Memory）を使用するこ
とによつて容易に実現できる。また多数決回路１
９７は例えば第３８図ａに示すように、この場合
Ａ，Ｂ，Cnなる３入力とΣ，Cn＋１なる２出力
を有した全加算器を用いて実現できる。すなわち
この全加算器は同図ｂに示したような真理値をと
るものであつて、Cn＋１（桁上げ出力）より入
力Ａ，Ｂ，Ｃの多数決出力が得られる。ここで多
数決出力とは取りも直さず、３回の掃引において
少なくとも２回以上信号が得られていることを意
味し、このように信号の確度を上げることによつ
て雑音を除去することが可能となるものである。 次にかかる雑音除去動作を第３９図によりみて
みると、先ず同図ａは周期Ｔで周波数FiからFr
まで掃引する掃引信号発生器１３２（第３図参
照）からの掃引周波数信号を示している。この掃
引周波数信号が前述したように質問波として応答
装置へ発射され、応答装置からの応答信号を検波
した後に分離回路１８を通して得られる波形が同
図ｂであり、この出力をレベル検出器１９１を通
したものが同図ｃに示す波形である。なお図中
｛Sa1，Sb1｝，｛Sa2，Sb2｝，｛Sa3，Sb3｝は応答装
置における異なる２つの共振回路に対応する応答
信号が各掃引T1，T2，T3で得られたものを示し
ている。またN1〜N3はこれらの応答信号の受信
中に混入するランダムな雑音を示しており、この
場合応答信号Sb2には雑音が重畳しているものと
する。 そして第３９図ｃに示した受信信号が多数決回
路１９７に直接的に供給されると共に、この信号
が掃引周期Ｔの遅延回路１９５および１９６
を経て得られる同図ｄおよびｅに示す信号が多数
決回路１９７に供給される。ここで応答信号は各
掃引毎に時間軸上の同じ位置に同じ波形で生起す
るものであるのに対し、雑音は発生時刻および波
形が定まつておらずランダムである点に留意する
必要がある。 すなわち、第３９図ｃ，ｄ，ｅの信号を多数決
回路２３ｃでもつて多数決をとると、応答信号
Sa1がSa2，Sa3に且つSb1がSb2，Sb3に対応する
から多数決をとられた波形は同図ｆに示すような
波形となつて出力されるのに対し、雑音N1，N2
（それぞれ掃引区間T1，T2に混入するものとして
いる。）は同じ時間軸上では多数決がとれないた
めに出力として出て来ない。つまり第３９図ｃの
雑音N2を含む区間T2は同図ｄ，ｅの区間T1と多
数決をとられるが、T1区間には同じ時間軸上の
位置にN2と同じような雑音信号がないために多
数決出力が雑音成分についてはゼロとなるのであ
る。これは第３９図ｃのT3区間でも同様であ
る。 このようにして得られる第３９図ｆの多数決出
力は同図ｂに示した応答信号（リンギング信号）
をパルス化したもので、非常に特徴のある波形と
なつている。そしてこの多数決出力が信号判別器
１９２に供給されて、最終的に第３９図ｇに示す
ａ，ｂ，なるパルスが作られることになる。なお
第３９図ｇにおいて破線で示すｂなるパルスは本
来信号があるべきところ、前述したようにこの応
答信号中に雑音が混入していたことによつて欠落
したことを示している。 以上説明したように抽出回路１９はそれぞれ１
掃引周期ずつ遅延せしめた受信信号の多数決をと
ることにより、一定周期をなして規則性のある真
の応答信号のみを抽出でき、不規則性で時間軸上
一致しない雑音信号を除去することができるもの
である。そしてデータの受信回数が少く且つ受信
信号に雑音が重畳したとき、異なる掃引区間（例
えば上例のT1，T2）の積をとるようにしたもので
は、積の出力が第３９図ｈ信号判別器１９２の出
力が第３９図ｉに示すようにそれぞれなり、出力
パルスｂが完全に欠落し、もはや正しい受信デー
タを得ることができない。この発明装置では前述
したように第３９図ｇの如く出力パルスｂが得ら
れるので正しい受信情報を得ることが可能とな
る。 また、たまたま掃引周期に同期するような雑音
が受信信号中に混入してこれが多数決回路１９７
を通過したとしても、後段に信号判別器１９２を
付加することによつて、正規のリンギング信号つ
まり真の応答信号以外のものは除去し得る。 従つてこの発明によれば、共振回路の周波数掃
引応答を利用した識別システムにおいて、受信信
号中の雑音を効果的に除去して真の応答信号のみ
を抽出し得、以つて対雑音特性を一段と向上し得
る極めて良好な信号検出装置を提供することがで
きる。 更にまた、本願の対象物識別装置は第３図に示
す構成において信号発生回路１３からいわゆる
UHF帯あるいはSHF帯のマイクロ波の信号を発
生させて構成することができる。このような構成
と第４０図に示し、このような構成からなる本発
明装置の第八の実施例を以下説明する。 すなわち、第４０図において、第３図と同一構
成には同一符号を付して詳細な説明を省略する。 基本パルス発生器１３１からの信号は掃引信号
発生器１３２に供給され、掃引信号発生器１３２
からは中波帯の掃引周波数信号を生成する。その
掃引周波数信号の周波数スペクトルをｓと表示
する。 また同じ信号発生回路１３の中には、第１およ
び第２の高周波発振器１３５，１３６を備え、マ
イクロ波帯の周波数信号をそれぞれ生成する。こ
の第１および第２の高周波発振器１３５，１３６
からの高周波信号の周波数スペクトルをそれぞれ
c1，c2とし第４１図のように表示するものと
する。 第１の高周波発振器１３５の出力と掃引信号発
生器１３２の出力とは混合器１３７に供給混合さ
れ、更に混合器１３７の出力は加算器１３８にお
いて、前記第１の高周波発振器１３５出力と加算
される。 加算器１３８の出力は電力増幅器１３３を介し
てサーキユレータ等の送受分岐回路１４に供給さ
れ、その後アンテナ１５に供給される。 アンテナ１５は第１および第２のアンテナ１５
１，１５２からそれぞれ構成され第２のアンテナ
１５２には第２の高周波発振器１３６出力が供給
される。ここで加算器１３８でc1を加算する目
的は、混合器１３７の出力回路には、c1のスペ
クトルが十分な強さで表われないため、これを周
波数スペクトルを示した第４１図の如く、c1の
スペクトラムが現われるように修正して送出する
ことにある。すなわち、第１のアンテナ１５１か
らは、c1±ｓ，c1というスペクトラムを持
つ信号が送出される。また第２のアンテナ１５２
に供給する第２の発振器１３６の発振周波数は、
c1とは異なるが、かなり近い周波数に設定され
る。このようにしてアンテナ５からは応答装置４
の応答アンテナ５に向けて電波が発射される。応
答装置４では応答アンテナ５で、これらの信号を
受信しミキサ４１で掃引波成分ｓをとり出し、
この掃引波で共振回路７１…７oを励振させると
同時に、ミキサ４１でc1とc2の差の周波数△
をとり出す。ここで特徴的なことは、△とい
う周波数で共振する回路４２を設けることにあ
り、この共振回路４２を設けることによつて、効
率よく、△なる周波数成分を抽出することがで
きる。次に、同じミキサ４１でc1なる信号と△
なる信号からc3（＝c1−△）なる信号が
生成され、更に、このc3に、共振回路７１…７
oの高周波応答信号そのスペクトラムをｒとす
る）で振幅変調がかけられる。そのスペクトラム
を第４１図に破線で示す。この信号は応答アンテ
ナ５から再び第１のアンテナ１５１へ向けて発射
され、第１のアンテナ１５１で受信した信号は、
送受分岐回路１４を介して、受信ミキサ２１へ導
かれる。この受信信号は、受信ミキサ２１で、前
記第２の高周波発振器１３６の出力と混合され、
フイルタ２２へ導かれる。ここで、フイルタ２２
は、中心周波数２△で、±ｒなるスペクトラ
ムを通過させるが如き、帯域通過フイルタであ
る。従つてフイルタ２２出力には、２△±ｒ
なる周波数成分がとり出される。ここで、第１に
注意すべきことは受信ミキサ２１で混合しても
c3±ｒとc2は周波数が異なるため、応答アン
テナとの距離が変化してもいわゆるヌルnull点が
現われることはない。第２には、応答アンテナ５
が第１及び第２のアンテナ１５１，１５２と結合
しているときのみフイルタ２２出力に信号が現わ
れる。これらの事実が、本実施例の本質的な特徴
である。このようにして得られた２△±ｒな
る信号を、所定のレベルまで、増幅し、例えば移
相器１６を介して検波器に供給することによつ
て、前述と同様のリンギング応答波を得ることが
できる。 なお、今まではc3−c1−△として詳述し
たが、この周波数関係を、c3＝c2＋△とな
るようにとつても良い。 このときには、受信ミキサ２１のリフアランス
信号をc2でなく第１の高周波発振器１３５の
c1とすることによつて、同様の効果を得ることが
できる。 以上の如く、本実施例は、質問装置側に、第１
の高周波発振器１３５と第２の高周波発振器１３
６を設け、各々の信号を応答装置に向けて発射
し、応答装置側では、第３の周波数を混合するこ
とによつて生成し、これを搬送機として複数の共
振回路の高周波応答を応答アンテナから質問側に
発射し、これを受けた受信側では、第１あるいは
第２の高周波発振器１３５，１３６の信号を参照
して処理することによつて、伝搬路の変化による
ヌルnull点の発生を回避することを特徴とする。 更にまた、本発明装置は第３図の構成におい
て、特に応答装置４のを第４２図のように構成す
ることができる。 応答装置４を特に第４２図のように構成した本
発明装置の第九の実施例について以下説明する。 即ち応答アンテナ５で掃引周波数信号を受信
し、ハイブリツド回路４３を介して、波器４４
で、使用周波数帯に含まれる信号のみをとり出
し、増幅器４５で増幅した後、トランス４６を介
して複数の共振回路７１，７２…７oを励振す
る。各共振回路７１…７oの高周波応答信号はト
ランス４７を介して、前記ハイブリツド回路４３
に導かれ、ハイブリツド回路４３方向性によつて
応答アンテナ５に給電される。この場合、通常は
ハイブリツド回路４３波器４４増幅器４５トラ
ンス４６共振回路７１，７２…７o，トランス４
７から再び前記ハイブリツド回路４３へ至るまで
のループの利得が１以下となるように構成する。 また、ハイブリツド回路４３で方向性をもたせ
る代わりに、ハイブリツド回路４３を除いて、第
２の応答アンテナを設けトランス４７の出力を第
２の応答アンテナに導き、第１の応答アンテナと
第２の応答アンテナの間の電磁結合を極めて小さ
くするよう幾何な的に配置することによつて実現
しても良い。 更にまた、第４２図の構成で、ハイブリツド回
路４３を除き、前述のループが定常状態では、発
振するようにしておき、掃引周波数信号を所定の
強度で、応答アンテナ４３で受信したとき引き込
み効果（Capture effect）が起きるように構成し
ておき、掃引波を受信したときのみ応答装置は、
これを強く再生し、この信号で共振回路７１，７
２…７oが励振され、その高周波応答信号が前記
第２のアンテナに給電される如く構成しても、同
様の効果が得られる。 このように構成することによつて、Ｓ／Ｎを改
善させ、質問装置側の送信電力を小さくすること
ができる。 以上要するに本発明による対象物識別装置は移
相器１６を備え、応答装置からの信号と信号発生
回路からの信号との位相差を常に０または180度
になるように制御した結果、全掃引周波数範囲に
亘つて、常に応答リンギング信号波形のタイミン
グが一致し、応答リンギング信号であることを特
定できる結果、連続的衝撃波と応答リンギング信
号とを明瞭に区別し、対象物識別機能を一段と向
上し、実用上得られる効果は大である。
数掃引して得られるリンギング応答特性を利用し
て対象物を識別する対象物識別装置の改良に関す
る。 一般に、それぞれ共振周波数が異なる複数個の
共振回路を含む応答装置に対して送信装置から、
周波数掃引信号を送出し、前記応答装置からの周
波数掃引応答波を受信して対象物に固有の情報を
識別する装置としては、第１図に示すような識別
装置が知られている。すなわち、掃引信号発生器
１からの信号を電力増幅器２で増幅し、送受信ア
ンテナ３から応答装置４に向けて質問電波を発射
する。応答装置４は、例えば高速走行する物体の
一部を取りつけられており、前記質問電波を応答
アンテナ５で受信する。このアンテナ５には、コ
ンデンサ６を介して並列接続される複数個の共振
回路７１，７２…７oを有している。各共振回路
７１，７２…７oは、セラミツクやクリスタルの
ような圧電素子、Ｌ，Ｒ，Ｃによる集中定数回
路、あるいはこれらを含んだ能動素子で構成する
ことができる。そこで、応答装置４が、送受信ア
ンテナ３に接近し、送受信アンテナ３の質問電磁
界中に入ることによつてアンテナ５は電磁誘導結
合によつて掃引質問信号を受信する。質問信号の
周波数が共振回路７１，７２…７oの共振周波数
になると、共振素子が直列共振回路であれば、共
振回路のインピーダンスが低下して、応答アンテ
ナ５に大きい電流が流れることから、応答アンテ
ナ５から共振回路７１，７２…７oに対応して電
波の反射が行われる。その反射電波は送受信アン
テナ３に誘導され帯域波器８により所要帯域の
信号のみを取り出し第２図ａに示す如き信号ａを
得る。なお第２図ａにおいては周波数の低い側に
２個の応答信号があり、周波数の高い側に雑音信
号がある場合を示している。また上記応答アンテ
ナ５から送受信アンテナ３に対する電波反射は送
受信アンテナ３から応答装置４を見たインピーダ
ンスの変化あるいは位相の変化とみなせるので、
掃引信号発生器１からの信号を移相器９を介して
例えばπ／２ラジアン移相して、これを基準位相
とし送受信アンテナ３の信号を位相検波器１０で
比較して前記位相変化を検出することができる。 この位相検波器１０は、リング変調器のような
入力信号と基準信号の振幅と位相差とに比例する
積形式の検波器やレシオ検波器のような位相検波
器も使用することができる。そして位相検波器１
０の出力信号ｂはシユミツト回路のごときレベル
検出器１１でバイナリ信号に変換される。そし
て、バイナリ信号を処理することにより、応答装
置４を有する対象物の識別が行われる。 例えばセラミツクやクリスタルを用いた良好度
（尖鋭度）Ｑのきわめて高い共振回路の周波数掃
引波応答は、共振回路の周波数−振幅特性（静特
性）および共振回路に貯えられたエネルギーの放
電により、共振回路の共振周波数において、時間
と共に指数函数的に振幅が減少するリンギング成
分が生ずる。このため、位相検波器１０の出力信
号は、前記リンギング成分と共振回路の静特性を
掃引方向に圧縮した応答、すなわち準静特性との
成分からなり、第２図ｂのごとく時間と共に次第
に周波数が増加し、また時間と共に指数函数的に
振幅が減少するビート信号が生ずる。このビート
信号をレベル検出器１１でバイナリ化して得られ
るパルス列は、第２図ｃのようにその発生間隔が
予め決められた割合で変化するものであり、これ
に対して衝撃性雑音信号を検波して得られるパル
ス列はその発生間隔はランダムであり特徴がな
い。そこでレベル検出器１１の出力パルスｃをシ
フトレジスタで構成された雑音パルス除去回路１
２に供給し各パルスの発生間隔が予め判明した割
合で変化していると判定したときに応答成分があ
つたものとして１個のパルス出力を発生させ、発
生間隔の変化が正規でないパルス列については雑
音パルスとして除去している。 しかし雑音パルスの発生間隔がランダムである
と言えどもパルスが連続して誘起されるような雑
音環境下では往々にして応答信号のリンギング信
号波形のタイミングに一致し誤検出されることも
ある。 また（第１図に示すような）従来の対象物識別
装置では、レベル検出器１１の出力信号で個々の
パルス列信号を比較した場合、各パルス発生タイ
ミングは正確には一致しない。つまり掃引周波数
の周波数値によつてリンギング信号波形の位相が
少しづつずれる。従つて、位相が少しづつずれて
発生する各共振回路に対応したリンギング信号成
分を雑音パルス除去回路１２でとり出すことは、
換言すればいかなるタイミングの信号をも雑音パ
ルス除去回路１２は通過させ得ることを意味し、
それはつまり雑音パルス列も通過しやすいという
ことを意味する。特に連続的に飛び込む衝撃波は
そのリンギング信号波形のパルス発生タイミング
に落ち込んでしまい誤検知される可能性が多い。 特に、このような連続的衝撃波は実際に列車や
貨車等を対象とした対象物識別装置において発生
することが多く、このような連続的衝撃波とリン
ギング信号波とを明瞭に区別し得なかつた。 そこで本発明は上記のような従来の欠点を解消
するもので、連続的衝撃性雑音と応答装置からの
応答信号とを明瞭に区別することによつて誤り検
出率を小さくし、一段とその正確な検出を可能と
した対象物識別装置を提供するものである。 以下、本発明装置の実施例を第３図ないし第４
２図を参照して詳細に説明する。 まず、第３図により、本発明装置の第一の実施
例につき、まずその概略構成を説明するに、掃引
周波数信号を生成する信号発生回路１３を備え、
この信号発生回路１３からの掃引周波数信号は送
受分岐回路１４に供給される。 送受分岐回路１４は例えばハイブリツド回路で
構成され、信号発生回路１３からの掃引周波数信
号をアンテナ１５に供給する。アンテナ１５は送
受兼用のアンテナでこのアンテナ１５からは前記
掃引周波数信号であるいわゆる質問信号を応答装
置４に供給する。 応答装置４は、従来と同様に、例えば高速走行
する移動体の一部に設けられ、前記アンテナ１５
からの質問信号を応答アンテナ５で受信し、コン
デンサ６を介して並列接続された複数の共振回路
７１，７２…７oによる共振応答信号を前記応答
アンテナ５を介して前記アンテナ１５に供給す
る。 アンテナ１５で受けた応答装置４からの応答信
号は送受分岐回路１４を介して移相器１６に供給
される。移相器１６には例えば前記信号発生回路
１３からの信号も供給されこの両信号の位相差が
０または180度になるよう位相制御する。 この移相器１６で互いに０または180度の位相
差を持つよう制御され応答信号と信号発生回路１
３とからの信号はそれぞれ検波器１７に供給さ
れ、応答信号、つまり応答装置４における複数の
共振周波数信号を検波する。 この検波器１７からは各共振周波数信号に伴な
うリンギング成分が得られることから、このリン
ギング成分をそれぞれ隣接するリンギング成分と
分離する分離回路１８に供給して分離すると共
に、リンギング成分抽出回路１９に供給し、リン
ギング成分に附随する雑音を除去し、リンギング
成分のみを抽出する。 そこで、このようにして分離回路１８および抽
出回路１９を経て取り出された各共振周波数信号
に対応するリンギング成分は記憶回路２０に供給
され記憶される。 本発明装置は以上のように構成され、特に移相
器１６を備え応答装置からの信号と信号発生回路
からの信号との位相差を常に０または180度にな
るよう制御した結果、全掃引周波数範囲に亘つて
常に応答リンギング信号波形のタイミングが一致
し、応答リンギング信号であることを特定できる
結果、連続的衝撃波と応答リンギング信号波とを
明瞭に区別し得ることを特徴とするものである。 そこで、上記本発明の第一の実施例を第３図と
共に第４図ないし第１２図を参照して更に詳細に
説明する。 即ち、信号発生回路１３は基本パルス発生器１
３１掃引信号発生器１３２、電力増幅器１３３、
タイミングパルス発生器１３４から構成される。 基本パルス発生器１３１は第４図ａに示すよう
な本発明装置全体の動作タイミングを規制する繰
返し周期Ｔの基本パルスを発生させる。このよう
な基本パルス発生器１３１からの基本パルスが掃
引信号発生器１３２に供給され、第４図ｂのよう
に周波数範囲F1〜Ｆoまでの掃引周波数信号を導
出し、電力増幅器１３３に供給するとともに、こ
の掃引周波数信号をタイミングパルス発生器１３
４に供給して第４図ｃに示すような掃引周波数信
号に同期しかつ短い繰返し周期ｔのタイミングパ
ルスを導出する。 そこで電力増幅器１３３で増幅された掃引周波
数信号は送受分岐回路１４、アンテナ１５を経て
応答装置４に供給される。 応答装置４における各共振回路７１，７２…７
oの共振タイミングは前記タイミングパルス発生
器１３４からのタイミングパルスに同期するよう
あらかじめ設定される。 さて応答装置４からの応答信号はアンテナ１５
で受信され、送受分岐回路１４を介して移相器１
６に供給される。 移相器１６は例えば波器１６１および移相回
路１６２から構成される。 波器１６１は第１図における従来の帯域波
器８と同じ機能を有するもので、送受分岐回路１
４からの信号を受け第２図ａに示すように所要帯
域の周波数信号のみを取り出す。 さて、波器１６１の出力信号は移相回路１６
２を経た電力増幅器１３３の出力と共に検波器１
７に供給される。移相器１６の目的は、電力増幅
器１３３からの掃引周波数信号と、送受分岐回路
１４からの共振応答信号との位相差を掃引周波数
範囲内において常に０または180度となすことに
あり、その結果、次段の検波器１７において雑音
を除去し真正の共振応答信号成分のみを抽出させ
ることにある。 即ち、掃引周波数信号が応答装置４で共振応答
をし、アンテナ１５送受分岐回路１４を経て検波
器１７に供給されるまでの経路を考えた場合、相
当の伝送線路長と考えることができる。 実際に列車、貨車等の番号を識別するシステム
においては、検波器１７からアンテナ１５に至る
までのケーブル長は相当な長さになる。そのよう
な伝送線路は一種の遅延線でありまた送受分岐回
路１４等も等価的にインダクタンスあるいはキヤ
パシタンスで置き換えることができるから、その
位相特性は周波数に依存することになる。従つ
て、掃引周波数信号がこの伝送経路を通過するこ
とにより、周波数によつて、異なつた位相回転つ
まり位相遅れが生ずる。一方信号発生回路１３か
らの掃引周波数信号はあらかじめ定められた一定
の掃引速度を持つと考えれば、第５図に示すよう
に掃引周波数信号αに対する応答信号βの位相遅
れ△φは近似的に線形特性を示すと考えることが
できる。 そこで移相器１６中の位相回路１６２によつて
電力増幅器１３３からの掃引周波数信号αと送受
分岐回路１４からの応答信号βとの位相遅れ△φ
を一致させるように設定する。移相回路１６２
は、定位相差分波器の原理を応用したもので、広
い周波数帯域に亘り２入力信号間に一定位相差を
与えるように位相調整するもので、例えば第６図
に示すような定抵抗全周波通過回路で実現するこ
とができる。 なお、第３図おいては移相回路１６２を電力増
幅器１３３の出力線路のみに設けて位相遅れ△φ
を補償するよう説明したが、同様な移相回路を
波器１６１側の線路にも設け、第５図のように応
答使用周波数帯域についてそれぞれα′，α′およ
びβ′，β′と補償し結果的に位相遅れがなくなる
ように構成することもできる。 以上のように、移相器１６において、基準とな
る信号発生回路１３からの直接的な信号と応答信
号とは互いに位相差がなくなるようにつまり位相
差が０または180度になるよう設定されて検波器
１７に供給される結果、全掃引周波数範囲に亘つ
て応答リンギング信号の得られるタイミングつま
り位相が一致する。 一方、衝撃性雑音の発生を考えてみるに、特に
列車貨車等の通過時に受ける雑音は、アンテナ１
５の近傍での電気的閉ループのスイツチング動作
によることがわかつた。 つまり衝撃性雑音はレールと高速走行する列車
貨車等の車軸により構成される閉ループは第７図
にモデル的に示すように車輪とレールが不完全接
触している時に、非常に短かく且つランダムな周
期によりスイツチングされるために起きるスイツ
チング応答である。 ところでこの閉ループは非共振ループであり、
従つてループインピーダンスはこの閉ループの自
己インダクタンス分が支配的となる。他方、真の
応答源である応答装置４の共振インピーダンスは
純抵抗である。 そこで、応答装置４における共振電流の電流位
相と、雑音信号における非共振ループでの電流位
相は90度異なつており、従つて、アンテナ１５に
おける受信入力においても応答装置４からの応答
信号と前記非共振ループのスイツチング応答とは
90度の位相差をもつことになる。 従つて、応答装置４からの共振応答信号と非共
振ループからの90度位相差のなす雑音とは重畳さ
れて、移相器１６に供給される。移相器１６では
基準となる掃引信号と真の共振応答信号とは０度
または180度差になるように位相制御されるか
ら、移相器１６の直後では雑音に対しては90度の
位相差信号がそのまま現われる。 而して、移相器１６からの各信号が検波器１７
に供給されると、周知のように２入力信号の位相
差θの余弦（cosθ）に比例した信号が導出され
るからθ＝90度をなす雑音は完全に除去され、真
の共振応答信号のみが導出される。 しかも、移相器１６の動作により全周波数帯域
において、掃引周波数信号αと応答信号βとの間
には実質上位相差が生じないことから、応答装置
４からの各共振周波数信号はいづれも同じタイミ
ングで現われる。 さて、検波器１７で得られた目標反射信号の検
波信号は分離回路１８に供給される。 この分離回路１８は検波器１７から得られる受
信応答信号のリンギング成分のうち互いに隣接す
る成分どうしを明瞭に分離して各応答信号を確実
に取り出すものである。 対象物の識別情報はその識別情報数が多ければ
多い程同一周波数帯域内に含まれる共振点は多く
なり、従つて互いに隣接するリンギング成分は第
８図ａに示すように互いに重畳する部分が生じる
ことは避けられない。 ところでリンギング信号波形は第９図にモデル
的に示すことができ、これを数式で表現すれば、
リンギング信号Ｒは次式で表わされる。 ここで Ａ：係数 Ｑ：共振回路の良好度 ω０：共振回路の共振角周波数 ｔ：掃引周波数信号の周波数が共振回路
の共振周波数に達する時刻 ｈ：掃引周波数信号の周波数変化率 φ：位相検波器の動作点 なおこのリンギング信号Ｒは、次の如き特徴を
有する。 (1) 振幅については2Q／ω０をタイムコンスタ
ントとして、指数函数的に時間の経過と共に減
衰する。 (2) 位相については (イ) 瞬時位相は｛πｈ（ｔ−τ）２＋φ｝に従
う。 (ロ) 故に瞬時周波数は ｈ（ｔ−τ）に従う。 (ハ) ゼロクロスの時刻はｈだけで決まり (ニ) 時間の経過と共に、ゼロクロスの時間間隔
は、つまつて行く。 (3) 異なる共振回路に対しては、共振周波数及び
Ｑ値が異なるゆえ、異なるリンギング信号にな
るが、この場合でも、 (イ) 振幅が指数凾数的に減衰する。 (ロ) 瞬時周波数はｈ（ｔ−τ）にのみ従う。 つまりゼロクロスの時刻は、共振回路の共振周
波数が変わつても、不変である。 従つて、第８図ａのように対象物の識別情報数
が多くなり互いに隣接する共振周波数との間隔が
狭くなると、どこまでが１つの信号情報であるか
判別し難くなる。そこで分離回路１８ではリンギ
ング信号波形の振幅が指数函数的に減衰する特性
を有することに着目し、第１０図に示すように特
定なリンギング次数（例えば４次）を境界に急峻
に減衰量が増大する波器で構成する。 第１０図の例では、第５次以降のリンギング次
数に相当する周波数成分を大幅に減衰させること
によつて、第８図ｂのように互いに近接して隣接
するリンギング信号を明瞭に区別するものであ
る。 このようにして分離回路１８でリンギング信号
が互いに分離された信号は抽出回路１９に供給さ
れる。 抽出回路１９はいわゆるレベル検出器１９１と
信号判別器１９２から構成される。 レベル検出器１９は第１図に示したレベル検出
器１１と同様に、シユミツト回路等により構成し
入力信号をバイナリ信号に変換する。 レベル検出器１９１でバイナリ信号に変換され
た信号判別器１９２に供給される。 ところで、分離回路１８で高次のリンギング波
を減衰させ、またレベル検出器１９１で徴弱な雑
音をある程度除外し得るものであるが、依然とし
て振幅の大きい衝撃性雑音の混在は避けられず、
正確な対象物情報の検出がなされない。 このような衝撃性雑音成分をバイナリ化して得
られるパルス列はその発生間隔はランダムであり
特徴がないのに反し、リンギング信号をバイナリ
化して得られるパルス列は、前述のようにその発
生間隔が予め決められた割合で変化する。例えば
セラミツク共振回路に対しては応答成分に対応す
るパルス数は約１〜1.5msの間に４〜５個で、更
にその発生間隔は掃引波の周波数の時間的変化に
対応して変化するが衝撃性雑音成分に対応するパ
ルス数は１〜２個で、その発生間隔はランダムで
ある。 そこで、信号判別器１９２はこのような衝撃性
雑音成分を除去するもので、その具体的構成は第
１１図のように構成される。 即ち、レベル検出器１９１でバイナリ化して得
られる対象物応答リンギング信号は信号判別器の
アンドゲート１９２１の一方の入力端に供給され
る。またこのアンドゲート１９２１の他方の入力
端にはクロツクパルス発生器１９２２からのクロ
ツクパルスが供給される。このクロツクパルス発
生器１９２２は前記リンギング信号成分のうち一
番高次のパルスのパルス幅より狭い周期を有する
第１２図ｂに示すような高速のクロツクパルスが
発生されるものとする。これによつて前記アンド
ゲート１９２１からは第１２図ｃに示すようなア
ンド出力が導出され、このアンド出力はシフトレ
ジスタ１９２３の入力端に供給される。ここでシ
フトレジスタ１９２３の段数は少なくとも、第１
２図ａに示すようなパルスのマーク・スペース列
s1，m1，s2，m2…s5の時間間隔の和を前記クロ
ツクパルスの周期で分割した数となされる。そし
てこのシフトレジスタ１９２３には前記クロツク
パルス発生器１９２２からのクロツクパルスがシ
フトパルスとして供給されているので、前記アン
ド出力は該シフトレジスタ１９２３に導入されて
シフトされる。 掃引周波数信号に対する応答速度は特定されて
いるので前記マークスペース列s1〜s5の時間幅と
発生順序は予め決められた間隔の割合となる特徴
を有している。上記マーク・スペース列s1〜s5と
前記クロツクパルスとのアンド出力は、上記マー
ク・スペース列s1〜s5のうちマークのパルスの幅
に対応した数が上記マーク・スペース列の時間幅
と発生順序の変化に対応して予め判明する間隔で
発生する。そして上記アンド出力が導かれるシフ
トレジスタ１９２３の各段出力のうち、上記した
如く予め判明している時間幅および発生順序に対
応する段数間隔をおいて且つ例えばそれぞれ異な
る所定段数から取り出したタツプ出力がそれぞれ
アンドゲート１９２４〜１９３２に導かれてい
る。したがつてシフトレジスタ１９２３内に予め
判明している間隔でパルスのマーク・スペースを
格納した状態が発生すれば前記各アンドゲート１
９２４〜１９３２にそれぞれアンド出力が発生す
る。そしてこれらの各アンド出力はアンドゲート
１９３３で論理積がとられ、第１２図ｄに示すよ
うなアンド出力が得らるようになる。このような
第１１図に示す信号判別器１９２では第１２図ａ
に示す各マーク・スペース情報がタイミング的に
全て一致したものを真の情報としたものである。
換言すればマーク信号m1〜m4スペース信号s1〜
s5が所定時間幅と所定発生順序で検出されたもの
をのみ真の情報としてとらえ、発生間隔の変化が
正規でないパルス列については雑音パルスとして
除去される。 このようにして信号判別器１９２は雑音信号を
除去し真の対象物応答リンギング信号を抽出し、
対象物識別装置の信頼性を向上することができ
る。 このようにして得られた抽出回路１９からの応
答信号は記憶回路２０のシフトレジスター２０１
に供給される。 このシフトレジスタ２０１には信号発生回路１
３のタイミング発生器１３４からの信号がシフト
パルスとして供給される。 タイミング発生器１３４からの信号は応答装置
４からの応答タイミングに同期しており、またシ
フトレジスタ２０１に収容される情報の収容容量
は少なくとも１つの応答装置４に含む共振回路数
である。 従つて、シフトレジスタ２０１の内容は応答装
置４の共振回路７１，７２…７oに対応する情報
が順次蓄積された形で存在する。 このようにして１つの応答装置４の１掃引周波
数信号に相当する対象物情報がデコーダ２０２に
供給される。 このデコーダ２０２には信号発生回路１３中の
基本パルス発生器１３１が供給されていることか
ら、 各掃引周波数信号の掃引周期ごとに１つの応答
装置情報を蓄積し、周知のように5C2コードを10
進表示情報に変換するなどして対象物情報を最終
的に得るものである。 このように、本発明による対象物識別装置は、
移相器において応答装置からの信号と信号発生回
路からの信号との位相器を常に０または180度に
なるように制御した結果、全掃引周波数範囲に亘
つて常に各応答リンギング信号波形の位相が一致
し、よつて連続的衝撃波と応答リンギング信号波
とを明瞭に区別し得るものであり、誤検出を少な
くし、高い検出能力を発揮し得るものである。 なお、第３図の構成において、分離回路１８の
構成と抽出回路１９の構成との接続を逆にしても
本発明装置は同様な機能を得ることができる。 以上は、本発明による対象物識別装置の一実施
例を示すものであるが、上記第３図における本発
明装置の信号発生回路１３中の掃引信号発生器１
３２を第１３図のように構成することもできる。 このように第３図の構成において、特に掃引信
号発生器１３２の構成を第１３図のように形成し
た本発明装置の第二の実施例について説明する。 基本パルス発生器１３１からの信号を受け、掃
引信号発生器１３２で掃引周波数信号を得るには
従来搬送波に、周波数変調をかける如くした方法
や電圧制御発振器に鋸歯状波を与える如くした方
法で実施されている。 ところで掃引周波数信号は周波数変化率が一定
であることと、掃引周波数信号の上限および下限
の周波数がともに安定していることが必要であ
る。 ところが従来の方法によつて掃引波を得るよう
にした場合、その安定度を良くするのに水晶発振
器等を用いているため、掃引範囲を広くすること
が困難であり、且つまた掃引範囲を無理に広くし
ようとすると安定度が損なわれてしまうといつた
欠点を有している。 そこでこの第二の実施例では特に電圧制御発振
器に鋸歯状波を与える場合に、掃引の間に掃引休
止期間を設定し、この期間内に位相同期ループに
よるロツク動作を行なわせることにより、広い周
波数範囲にわたつて安定な掃引波を供給し得るよ
うにしたことを特徴とする。 すなわち、基本パルス発生器１３１からの第１
４図ａに示す信号が制御信号発生器１３２１に供
給される。制御信号発生部１３２１からの第１４
図ｂ，ｃにそれぞれ示す掃引制御信号ＰL，ＰHは
掃引周波数信号のスタートとストツプのタイミン
グを指定するもので、それぞれ鋸歯状波発生回路
１３２２に供給される。鋸歯状波発生回路１３２
２はコンデンサを定電流源で充放電する周知の形
式で構成される。また鋸歯状波発生回路１３２２
に接続される電圧制御発振器１３２３は、最終的
な掃引周波数信号出力の周波数変化率を一定にな
るよう制御電圧に対し、変調感度が一定となるよ
う構成する。 他方、基準信号発生部１３２４からは掃引周波
数信号のそれぞれ下限周波数Lおよび上限周波
数信号ｆHを導出する。この各上，下限周波数信
号ｆL，ｆHはそれぞれ第１，第２位相検波器１３
２５，１３２６、第１、第２低周波波器１３２
７，１３２８、および第１，第２サンプルホール
ド回路１３２９，１３３０に順次供給される。 第１，第２サンプルホールド回路１３２９，１
３３０からの各出力信号は前記電圧制御発振器１
３２３に供給される。 また、電圧制御発振器１３２３出力は前記電力
増幅器１３３に供給されると共に、一部は第１，
第２位相検波器１３２５，１３２６にフイードバ
ツクされ、それぞれの位相同期ループを構成す
る。 第１，第２サンプルホールド回路１３２９，１
３３０には前記制御信号発生部１３２１からの掃
引制御信号ＰL，ＰHが供給される。 なお、第１および第２の位相同期ループはいず
れもアナログ式でもデジタル式でも構成でき、ま
た位相同期ループは２次の制御等を適用できる。 以上のような構成において、第１および第２の
位相同期ループのサンプリングタイムは、それぞ
れ、第１４図ｂ，ｃに示す制御信号ＰL及びＰHに
よつて制御される。まず制御信号ＰLによつて第
１４図ｄに示す第１のループロツク期間に電圧制
御発振器１３２３は第１４図ｅに示すように掃引
下限周波数Lにロツクし、その間の期間には、
ロツク状態における第１の低域波器１３２７の
出力電圧を第１のサンプルホールド回路１３２９
でホールドする。同様に制御信号ＰHによつて第
２のループロツク期間に電圧制御発振器１３２３
が掃引上限周波数Hにロツクし、その間の期間
には、ロツク状態における第２の低域波器１３
２８の出力電圧を第２のサンプリングホールド回
路でホールドする。 即ち、制御信号発生部１３２１から制御信号Ｐ
Hが鋸歯状波発生回路１３２２に与えられるとそ
の出力電圧は第１４図ｄに示すようにある電圧e1
に固定されると同時に、第２のループのサンプル
ホールド回路１３３０のホールド作用が解除され
る。このため第２の位相同期ループでは、基準信
号発生部１３２４からの掃引上限周波数Hと電
圧制御発振器１３２３の出力回路とが第２の位相
検波器１３２６で、位相比較がなされる。ここで
位相差をなくすような一定の電圧を第２のサンプ
ルホールド回路１３３０を介して電圧制御発振器
１３２３に帰還せしめることにより電圧制御発振
器１３２３からの出力周波数を第１４図ｅに示す
ように掃引上限周波数Hにロツクせしめる。こ
の動作は鋸歯状波発生回路１３２２の出力端にお
ける電圧がe1のとき、電圧制御発振器１３２３か
らの出力周波数が掃引上限周波数Hに一致する
ように電圧制御発振器１３２３の変調感度制御端
子ＥHの電圧を制御したことになる。第１５図
ａ，ｂ電圧制御発振器１３２３から得られる制御
電圧ＥSに対する出力周波数の特性曲線がその
バイアス調整端子ＥH電圧または周波数制御端子
ＥL電圧をパラメータとした場合について示され
たものである。 従つて、電圧制御発振器１３２３の出力は第１
５図ｂのように特性直線Ｃは掃引上限周波数H
を通る直線Ｂに修正されると同時に、その傾きも
変化する。この状態から制御信号発生部１３２１
からの制御信号ＰHをオフにすれば、第２のサン
プルホールド回路１３３０はその出力を前記e1な
る電圧にホールドし、電圧制御発振器１３２３の
特性直線を第１５図ｂの直線Ｃに保持したまゝ第
２の位相同期ループを開放状態とする。 一方、制御信号ＰHがオフにされると同時に制
御信号ＰLがオンされる。するとこれによつて鋸
歯状波発生回路１３２２の出力電圧が、e2に固定
されると共に、第１のサンプルホールド回路１３
２９のホールド作用が解除されるようになるので
従つて第１の位相同期ループをして第２の位相同
期ループの場合と同様に今度は電圧制御発振器１
３２３の周波数を基準サンプルホールド発生部１
３２４からの掃引下限周波数Lにロツクせし
め、且つ第１のサンプルホールド回路１３２９の
出力電圧をe2なる一定値に保持せしめる。この動
作は、鋸歯状波発生回路１３２２の出力電圧がe2
のとき、電圧制御発振器１３２３からの出力周波
数を掃引下限周波数Lに一致するよう電圧制御
発振器１３２３の周波数制御端子の電圧を調整し
たとになる。故に第１５図ａに示す如く、電圧制
御発振器１３２３の特性直線Ｂは、掃引下限周波
数を通る直線Ａに修正される。このとき直線Ａ
は、直線Ｂの平行移動である。 この状態において制御信号発生部１３２１から
の制御信号ＰLをオフしてやると、第１のサンプ
ルホールド回路１３２９はその出力を前記e2なる
電圧にホールドして第１の位相同期ループを開放
状態とする。 次にかかる制御信号ＰLのオフと同時に鋸歯状
波発生回路はその動作をスタートして、出力電圧
を上記のe2から徐々に下降せしめる如くした鋸歯
状波を発生し、これによつて電圧制御発振器１３
２３の出力周波数が掃引されることになる。 またこの間、いづれの位相同期ループも共にサ
ンプルホールド回路は、その出力電圧をある電圧
にホールドしている状態にあるが、掃引期間終了
後、再び制御信号ＰHがオンされると再び第２の
位相同期回路１３３０がロツク動作を行なつて、
第２のサンプルホールド回路１３３０の出力電圧
ｅHを修正する如くした前述の動作を繰り返すよ
うになる。以下前述と同様な手順が繰り返えされ
ることになる。この過程で、各位相同期ループで
は、制御する端子が異なるために、遂次e1及びe2
におけるエラーは減少し、最終的には定常状態に
達する。その時点では電圧制御発振器１３２３の
掃引範囲は（H−L）に一致する。 なお、各位相同期ループのロツク動作時におけ
る電圧制御発振器１３２３の補正を鋸歯状波発生
回路１３２２で直接行なうように構成しても良
い。またこの場合、電圧制御発振器１３２３およ
び鋸歯状波発生回路１３２２で上記ＥH，ＥLの各
端子を振り分ける如くいずれか片方ずつ担当せし
める如く構成するようにしてもよい。また、これ
らの場合、第１，第２のサンプルホールド回路１
３２９，１３３０を省略したものであるが、これ
らの回路は各位相同期ループをオープン状態にす
ると共に、ロツク動作時の電圧をサンプリングす
る作用を有するものであるから入力リーク電流の
小さい増幅器によるアクテイブ低域波器を使用
した通常の位相同期ループを用いてロツク状態か
ら低域波器の入力を開放することにより、低域
波器の出力がロツク時の電圧を保持し得るの
で、特にホールド回路を用いなくても同様に動作
させることができるということによつている。 さらに掃引周波数信号の精度をそれ程必要とし
ない場合は掃引上限周波数Hまたは掃引下限周
波数のいずれか片方のみを制御するようにしただ
けでもよい。 従つて以上詳述したように特に電圧制御発振器
１３２３に鋸歯状波を与える場合において、掃引
上限および下限に掃引休止期間を設け、この各期
間において各々の基準周波数信号に対する位相同
期ループによるロツク動作を行なわせて電圧制御
発振器の周波数と変調感度を制御することにより
広範囲に安定な掃引波を供給することを特徴とす
る。更にまた、第３図に示す本発明による対象物
識別装置において特に応答装置４の構成を改良
し、第１６図のように構成した本発明装置の第三
の実施例について説明する。 即ち、L0は、応答アンテナ５のインダクタン
スを表わす。C0は応答アンテナ５と直列に挿入
されるコンデンサ６のキヤパシタンスを表わす。
X1，X2，…Ｘoは共振回路７１，７２…７oのイン
ピーダンスを表わす。Lcは、補正用のインダク
タ４１のインダクタンス値を表わす。 上記応答装置４において各共振回路単体の共振
抵抗及びＱが同一であつたとしても応答装置４の
共振抵抗及びＱは、使用周波数帯域内で周波数特
性を持つ。特に、第１６図のコンデンサ６及びイ
ンダクタンス４１を挿入せず、挿入しても、その
数値について特段の配慮がなされていない場合に
著しい。この事実については、後に詳述する。 他方、本発明の対象物識別装置では、応答装置
４からの応答リンギング信号は前記(1)式で表わさ
れることは既述の通りである。この(1)式で、減衰
振幅を規定するタイムコンスタントがＱの関係で
あること、更に、係数項Ａも実際にはＱ及び共振
抵抗の関係であることから、応答装置４の各共振
回路のＱあるいは共振抵抗に使用帯域内で著しい
アンバランスがあれば、リンギング応答信号の波
形が、不揃いとなり、ひいては、後段の信号処理
に必要な、リンギング応答波が得られないという
結果になる。 第１６図に示す応答回路４は、このような欠点
を除くことが出来るもので、そこでは、コンデン
サ６の容量を、コンデンサ６と応答アンテナ５と
が構成する直列共振回路の共振周波数が、使用周
波数帯域の中心に一致するように選び、更に、イ
ンダクタンス４１のインダクタンスLcを、共振
回路７１，７２…７oでの並列容量の合成値と応
答アンテナ５のインダクタンスL0とが構成する
並列共振回路の共振周波数が、使用周波数帯域の
中心に一致するように選ぶことを特徴とする。こ
のようにすれば、応答装置４における任意の共振
周波数における正規化された共振抵抗およびＱは
使用周波数帯域の上限、下限の間でそれぞれ第１
７図および１８図に示す如く、バランスをとるこ
とができる。 次に第１６図に示す応答装置４の機能の理解の
ために共振子系の特性について解折し詳述する。 まず１個の共振子のインピーダンスについて。 １個の共振子の共振点付近の等価回路は第１９
図の如く書けることが知られている。この回路の
インピーダンスをＺKとおけば、よく知られてい
るように ＺK＝X2 PKＲＫ／ＲＫ ２（ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ）２ −ｊ｛X2 PKＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲ
ＫＸＫ＋ＸＰＫ）２｝ −ＸPK ……(2) 但し ＸK＝ω／ωＫ−ωＫ／ω ………(3) ＱK＝ωＫＬＫ／ＲＫ ………(5) ＸPK＝１／ωＣＰＫ ………(6) (2)式から Re（ＺK） ＝X2 PK・ＲＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ）２…
……(7) Im（ＺK）＝ −X2 PK・ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸ
Ｋ＋ＸＰＫ）２ ………(8) とおくことができる。 共振点（ＸK＝０）付近では ＸPK≫ＱKＲKＸK， ｜ＱKＲKＸK＋ＸPK｜≫ＲK ………(9) 又、全周波数帯域にわたつて ＸP≫ＲK ………(10) とみなせるので(8)式は次のように近似できる。 lm（ＺK）−X2 PK１／ＱＫＲＫＸＫ＋ＸＰＫ＋ＸPK ………(11) 共振点近傍におけるRe（ＺK），lm（ＺK）の周
波数特性は第２０図の如くなる。 次に応答装置の共振周波数ωRについて 第１６図のａ，a′面から右側を見たインピーダ
ンスをZrとする。共振子は共振点付近以外ではコ
ンデンサと見倣せるのでZrは第２１図の如く書け
る。第１９図の共振子の等価回路と比較するとＬ
K，ＣK，ＲKは同じであるがCpは各共振子のＣpK
の総和となつている。ここで 第２１図でCpとＬCによる並列共振回路のインピ
ーダンスをZpとおく。Zpの損失分を無視して次
のように表わすことができる。 ＺPjXP （13） そうするとZrは(2)式においてＸPKの代わりにＸP
を入れゝばよく Zr＝X2pＲＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ）２ −ｊ｛X2pＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫ
ＸＫ＋ＸＰ）２ −Xp｝ ………（15） と書ける。 次に第１６図のaa′面から左側を見たインピー
ダンスをZoとおくと Zo＝ｊ（ωLo−１／ωＣｏ）≡jXo ………（16） こゝで応答アンテナ５の損失抵抗は十分小さいの
で無視している。 今、第１６図の応答装置４のループインピーダ
ンス（Lo側の一点から見た）をZtとすると、そ
の等価回路は第２２図のように示すことができ、
いまZtは Zt＝Zo＋Zr ………（17） であり、応答装置４の共振点は lm（Zt）＝０ ………（18） より与えられる。従つて（18）式は（15）式と
（16）式から次式が得られる。 −X2pＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋
Ｘｐ）２ ＋Xp＋Xo＝０ ………（19） （19）式より、応答装置４の共振周波数は次の
ように与えられる。 ＸK−１／ＱＫＲＫ・ＸＰＸｏ／Ｘｐ＋Ｘｏ （Ｋ＝１，２，…ｎ）………（20） ここでＸK≡ＸKSとおく事 又、反共振点はRo（Zt）→最大（max）の条
件から ＸK−Ｘｐ／ＱＫＲＫ（ｋ＝１，２…，ｎ）………（2
1） ここでＸK≡ＸKrとおく 但し、Xo，Xpの変化はゆるやかなので共振点
付近では一定と見なされる。 Xpの正負により共振点ＸKSと反共振点ＸKrの位
置関係がそれぞれ第２３図ａ，ｂに示すように逆
転する。これは共振抵抗を低くおさえるのに非常
に好都合である。 応答装置４の共振抵抗R′Kについて。 Ztの抵抗分は（17）式からRe（Zt）で与えら
れるがこれはZoを純リアクタンスとしているこ
とからRe（Zr）に等きく（15）式から Re（Zt） ＝X2pＲＫ／ＲＫ ２＋（ＱＫＲＫＸＫ＋Ｘｐ）２……
…（22） である。従つて、共振抵抗ＲK′はこの式で、ＸK
の代りに（20）式を入れゝばよく次の式で与えら
れる。 ＲK′ＲK（１＋Ｘｏ／Ｘｐ）２ ………（23） 共振抵抗の大きさを低くおさえることが本発明
装置にとつて非常に重要なことである。 共振抵抗をＲKより低くおさえるためには上式
（23）からわかるように −２＜Ｘｏ／Ｘｐ＜０ ………（24） であることが必要十分条件である。ところでXo
は共振周波数偏移を小さくおさえるために第２４
図に示す如く、Xo自身の共振点ωｏは使用帯域
の中心におく。そうすると（24）式を満たすため
にはXpは、少なくとも ω＞ωｏでXp＜０ ω＜ωｏでXp＞０ でなくてはならない。この条件からXpは共振点
がXoと同じで且つ並列共振回路のリアクタンス
でなくてはならないことがわかる。このために第
１６図如く補正用インダクタンス４１Lcを入れ
る。 XpとXoの関係は第２４図に示す如くであり、
又、全周波数帯域で共振抵抗が共振回路の固有共
振抵抗ＲKより小さくなることは第２３図からわ
かる。R′Kの式（23）はXp，Xoにそれぞれ
（14）式と（16）式を入れて変形すると次のよう
になる。 R′K＝ＲK（１−ωｏ２／ωα２X2）2 ………（26） 但し、 Ｘ＝ω／ωｏ−ωｏ／ω………（27） R′Kここでのグラフは前述のように第１７図の如
くなる。 Ｘβ＝ωα／ωｏ ………（30） 次に応答装置のＱについて 応答装置４は複数共振系であるから、各共振点
においてＱを定義することが出来る。このＱは複
数共振系の掃引波応答を検出する際に非常に重要
な要素である。 応答装置４の共振点は単純な単同調回路ではな
いので従来知られているＱの定義式が使えない。
従つて、次のように近似する。 Ｑは各共振点におけるリアクタンスのＸに関す
る一次微係数を共振子の共振抵抗ＲKで除したも
の つまりＫ番目の共振点について書けば、 ＱK′≡〔１／ＲＫ ｄ／ｄＸＫlm（Zt）〕Xk=Xks ＱK（１＋Ｘｏ／Ｘｐ）２ ………（31） ＝ＱK（１＋ωα／ωｏX2）2 ………（32） 従つて、Q′Kの周波数特性は第１８図の如くであ
る。 以上のように、応答装置４に補正用インダクタ
ンス４１を挿入することによつて、各共振回路の
Ｑおよび共振抵抗が全使用周波数帯域に亘つてバ
ランスをとることができリンギング応答信号が得
られなくなるという欠点が解消できる。 更にまた本発明による対象物識別装置は第３図
の構成において、分離回路１８の構成を第２５図
のようにも構成できる。 この結果、有限の掃引周波数帯域の中に、多数
の共振回路を挿入することを可能とし、これによ
り対象物の識別情報量を更に増加し得るものであ
る。 以下、分離回路１８を第２５図のように構成し
た本発明装置の第四の実施例について以下説明す
る。 即ち、第２５図に示す回路は検波器１７から得
られたリンギング信号に対して、このリンギング
信号を時間軸上で１個のパルスに圧縮することに
ある。この結果、限られた掃引周波数範囲内にお
ける応答装置の情報量を増大させ、複数の共振回
路の各共振周波数間隔を狭くしたときに生ずる隣
接共振回路によるリンギング信号との干渉を除去
すると共にＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を大幅に改
善し、前記リンギング信号の特徴を的確に利用
し、しかもシステムの識別量を増大し得ることを
特徴とする。 第２５図において検波器１７の検波出力（第２
６図ａ参照）を波器１８１に導く。この波器
１８１は通常は帯域通過波器が使用され、検波
出力中に含まれている比較的周波数の高い雑音成
分を極力減衰させ、また検波出力中に含まれてい
る応答成分のリンギング信号を通過させる。なお
低周波の雑音成分が少ない場合には、この帯域通
過波器を低域通過波器で値換して良い。 上記波器１８１の出力としては、応答装置の
共振周波数間隔が広い場合には第２６図ｂに示す
ような波出力が得られるが、共振周波数間隔が
狭い場合には第２６図ｃに示すように隣接した共
振回路のリンギング信号の一部分が重なる。これ
では応答信号に対するリンギング信号に対して、
以後の抽出回路において充分な信号抽出を行なう
だけのリンギング信号によるパルス群を得ること
ができない。 一方、セラミツクやクリスタルを用いた良好度
Ｑの極めて高い共振回路の高速周波数掃引波応答
を検波して得られるリンギング信号は既に述べた
ように時間の経過と共に周波数が高くなるもので
ある。 そこで波器１８１の出力を圧縮器１８２に導
く。この圧縮器１８２は一般には整合波器で構
成し、所定の周波数一時間特性を持つ入力信号の
各周波数成分を時間軸上で一致させるような群遅
延時間−周波数特性を有する。従つて入力信号を
大振幅の（換言すればＳ／Ｎ比の良好な）１つの
インパルス信号に変換して出力するものである。
上記圧縮器１８２は例えば第２７図に示すような
謂ゆる遅延等価回路の縦続接続により構成するこ
とができる。なお第２７図中Viは入力電圧、Vo
は出力電圧、Ａは演算増幅器、Ｒ，ＲG，ＲF，
Ｒ／２，２Ｒ／ｒは抵抗、Ｃ，2C，２／ｒＣはコンデン
サで ある。ここで第２７図の伝達凾数はそれぞれ次式
で表わされることが知られている。 但しωp＝１／ＲＣ １／Ｑ＝μ（ｒ＋４） μ＝ＲＦ／ＲＧ＝ｒ／ｒ＋８ また第２７図の回路の遅延時間τは となる。但しωは通過周波数の角速度（２π
）である。 そこで上記回路の遅延特性はωｏとＱを決めれ
ば全て決定され、その曲線は第２８図に示すよう
になる。 なお第２７図の回路の利得は ｜Ｖｏ｜／｜Ｖｉ｜＝１ である。 したがつて第２７図に示した１個の回路の遅延
特性は第２８図に示したような曲線になるから、
各回路の特性を順次異ならせて縦続接続すれば、
総合的には例えば第２９図に実線で示すような所
望の周波数−遅延時間特性を得ることができる。 なお、上記圧縮器１８２にはアクテイブフイル
タを使用する例を示したが、これに限らずインダ
クタ及びキヤパシタを用いたもの、あるいは
CCD（Charge Coupled Device）を利用しても
同様の機能を得ることができる。 上述のように、圧縮器１８２はリンギング信号
が導入されると１個のパルス出力が発生するもの
で、ここで所定の周波数間隔Δを有する複数
（例えば２個）の共振回路からの各リンギング信
号がそれぞれパルスに変換される様子を、一方の
共振回路の共振周波数（例えば506kHz）と他方
の共振回路の共振周波数との周波数間隔Δを変
えた場合についてそれぞれ第３０図ａ乃至ｆに示
す。これらの図から明らかなように周波数間隔Δ
を3kHz程度に狭くしても各リンギング信号に
対応するパルス変換出力を分離して取り出すこと
が可能である。 なお第３０図の波形は周波数掃引の周期が約
9msのときに得られたものであり、第３０図ａ乃
至ｃは、２個の共振回路の各応答信号を位相検波
して得られた２個のリンギング信号が時間的に重
なつていないが、第３０図ｄ乃至ｆは２個のリン
ギング信号の一部同志が時間的に重なつている。 なお、上記したような圧縮器１８２のインパル
ス応答は例えば第３１図ｂに示すように逆リンギ
ング信号になる。また上記圧縮器１８２は、ホワ
イトノイズ入力に対してはホワイトノイズを出力
する。 このように圧縮器１８２は、入力信号のラプラ
ス変換に複素共役な伝達函数を有してなり、所定
の時間−周波数特性を持つ入力信号の各周波数成
分を時間軸上で一致させるような周波数−遅延時
間特性を有するので、入力信号を１つのインパル
ス信号に変換して出力するものである。 かくして複数のリンギング信号がそれぞれ１つ
のインパルス信号に変換されると、このインパル
ス信号は抽出回路１９中のレベル検出器１９１に
導かれてパルス化される。このパルス化出力は信
号判別器１９２へ導入され、ここで入力信号のパ
ターンを判別して正しい信号入力か間違つた雑音
入力かが判定される。即ち、第１１図に示しよう
な信号判別器１９２を用いる場合には、シフトレ
ジスタ１９２３内の所定の一連のステージの出力
のみが１個のインパルス信号のレベル検出出力
“１”に対応し、その他のステージの出力は
“０”であるようなパターンのときに正常判定出
力“１”（第１２図ｄ参照）を生成するようにゲ
ート回路を組めばよい。したがつて受信信号中に
インパルス性雑音が混入した場合、このインパル
ス性の雑音が圧縮器１８２によつて擬似リンギン
グ信号に変換され、この擬似リンギング信号が抽
出回路１９中のレベル検出器１９１によつてパル
ス化されたとしても、この擬似リンギング信号に
対応するパルスのパターンにしたがつて信号判別
器１９２中のシフトレジスタ１９２３の各ステー
ジの“１”出力が分布するので、この分布パター
ンは雑音入力とて判定されるゆえ、正常判定出力
“１”は発生しない。 なお圧縮器１８２の出力のうち正規のインパル
ス信号のレベルは雑音に対応する擬似リンギング
信号のレベルより充分に大きいので、レベル検出
器１９１のパルス化検出レベルを高く設定してお
くことができ、従つてレベル検出のみにより信
号、雑音の判定分離を行うことも可能である。 すなわち、信号判別器１９２を除くことも可能
である。また、この場合、信号判別器１９２は第
１１図に示したような構成に限らず、共振回路か
らの周波数掃引波応答信号を検波して得られたリ
ンギング信号をパルスして得られるパルスのパル
ス幅及びこのパルスの前後のスペース時間が規則
性を有するという特徴を利用したものであればよ
いことは言うまでもない。 上述したように、分離回路１８に圧縮器１８２
を構成することによつて、共振回路の周波数掃引
波応答を利用した対象物識別装置における限られ
た掃引周波数帯域内において、応答装置の共振回
路の共振周波数間隔を狭くして共振回路数を増加
して良好な雑音除去性能を保ちながら装置の情報
量を飛躍的に増大させることができる信号検出装
置を提供することができる。更にまた、第３図に
示した本発明の対象物識別装置において、抽出回
路１９の構成を第３２図のように構成することも
できる。 抽出回路１９の構成を特に第３２図のように構
成した本発明の対象物識別装置の第五の装置につ
いて以下説明する。 即ち、第３２図に示す抽出回路においては、応
答信号パルス列のパルス幅，パルス間隔が、シス
テム全体としての位相ずれ，レベル変動の許容値
を考慮して定められたある許容変動内にある場合
には応答信号判定を行うことを特徴とするもので
ある。 第３２図に示す抽出回路は第１１図に示した抽
出回路に比べて応答判定部分が異なり、その他は
同じであるので第３２図中第１１図と同一部分は
同一符号を付してその説明を省略し、以下主とし
て異なる部分について説明する。 第３２図において許容変動パルス間隔パターン
記憶回路１９３４は、前記マークスペース列Si〜
Ssの発生間隔がシステム全体の位相ずれ、レベ
ル変動の許容値内で変動する場合の全ての間隔パ
ターンを、この各パターンが前記シフトレジスタ
１９２３内に格納された場合の並列ビツト出力の
パターンとして記憶している。なお第３３図レベ
ル検出器１９１から得られるデジタル化されたリ
ンギング信号を示すものでａはマーク・スペース
列Si〜Ssの発生間隔の標準パターンを示し、同
図ｂ，ｃはそれぞれ最大許容進相パターン，最大
許容遅相パターンを示す。そして前記記憶回路１
９３４の任意の記憶パターンと前記シフトレジス
タ１９２３の並列ビツト出力のパターンとの一致
判定を一致回路１９３５で行い、一致時に応答判
定出力パルスを発生する。 即ち上述したような信号判別器１９２によれ
ば、システム全体の位相ずれ、レベル変動の許容
値内における応答信号パルス化出力パターンの全
てを記憶しておき、応答信号パルス化出力が上記
記憶パターンのいずれかに一致したときに応答判
定出力を発生する。 このようにすれば各々の記憶パターンは位相ず
れ、レベル変動に対して、極めて厳しくすること
ができるゆえ、いくつかの衝撃性雑音が上記記憶
パターンと一致し、信号判別器１９２出力に発生
する確率は極めて低くなり、応答信号と雑音信号
とを一層確実に分離できる。 故に、共振回路の周波数掃引応答を利用した識
別装置において、応答信号中の真正応答信号と雑
音信号とを一層確実に分離して真正の応答信号の
みを抽出し得る信号抽出回路を提供できる。 更にまた、本発明の対象物識別装置において、
抽出回路１９の構成を第３４図のように構成でき
る。 抽出回路１９を第３４図のように構成した本発
明装置の第六の実施例について説明する。 これは、応答信号の繰返し掃引による周期性を
利用して、雑音の除去分離を行なうものである。
前述したように応答装置からの真の応答信号は掃
引周期に応じ、予め決められた時刻に繰返し周期
的に得られるものであるが、雑音の発生間隔はラ
ンダムであり周期性がない。 そこで真の応答信号と雑音との発生特性上の相
違点に着目して雑音を有効に除去するものであ
る。 即ち、分離回路１８からの入力信号を分岐し
て、一方は遅延回路１９３を通し、又他方は直接
に掛算器１９４に供給し、ここで両信号の掛算が
行なわれる。この場合、遅延回路の遅延時間は掃
引波の１繰返し周期または複数繰返し周期と同じ
時間に選ぶ。１掃引周期Ｔは掃引周波数範囲の広
さにもよるが通常数＋ms（ｍ秒）である。一
方、分離回路１８の出力スペクトラムの周波数範
囲は1kHz〜10kHz程度であるので、このような数
＋msに及ぶ遅延時間を与える遅延回路は、第３
５図の如きいわゆるインダクタンス及びキヤパシ
タの平衡回路の多段接続又は電荷転送素子
（CCD−Charge Coupled Device又はBBD−
Bucket Brigade Device）により容易に実現でき
る。 このように掛算器１９４は検波後の非遅延信号
と例えば１周期遅延信号との積を出力するもの
で、例えばリング変調器のような平衡変調器を用
いることができる。 次に抽出回路１９の動作を第３６図により詳し
く説明する。第３６図ａは周期Ｔで周波数F1か
らF2までを掃引する信号発生回路１３からの掃
引周波数信号を示している。この掃引周波数信号
が質問波として応答装置へ発射され、応答装置か
らの応答信号が検波され、分離回路１８を経た波
形が第３６図ｂである。掃引の順序を順次T1，
T2，T3…として示す。応答装置内の異なる２つ
の共振回路に対応する応答信号をSa，Sbとし、
この応答信号Sa，Sbが各掃引T1，T2，T3で順次
得られ、その信号を第３６図ｂに示すように
Sa1，Sb1，Sa2，Sb2，Sa3，Sb3…と示すものと
する。 また受信信号に、ランダムな雑音が混入したと
し、その雑音を仮にN1（T1区間）、N2（T2区間）
とする。 第３６図ｂに示す受信信号が掛算器１９４に供
給されると共に、この信号が、１掃引周期Ｔの遅
延を与える遅延回路１９３を径た（第３６図ｃに
示す）信号が掛算器１９４に供給される。こゝに
おいて、応答信号は各掃引毎に時間軸上同じ位置
に、且つ同じ波形で生起することに注目された
い。これに対し雑音は発生時刻及び波形が定まつ
ておらずランダムである。 そこで、第３６図ｂとｃを掛算器１９４で掛け
合わせると第３６図ｄ如く、応答信号はSa1がSa2
にSb1がSb2にそれぞれ対応するから、自乗され
て周波数が２倍された波形となつて出て来るが、
雑音N1及びN2は時間軸上掛け合わすべき相手が
無いため出力として出て来ない。つまり、第３６
図ｂの雑音N2を含む区間T2第３６図ｃの区間T1
と掛算されるがT1区間には同じ時間軸上の位置
にN2と同じような雑音が無いため掛算出力はゼ
ロとなるのである。同様のことが第３６図ｂの
T3区間についても言える。このT3区間は第３６
図ｃの区間T2と掛け合わされる。第３６図ｃの
区間T2にも雑音N2があるが、この時刻に第３６
図ｂでは雑音が発生していないため掛算結果はゼ
ロとなる。以上のことから掛算器１９４の出力は
第３６図ｄの如くなる。この波形は直流分を含ん
でいるので、必要に応じ適当な直流除去回路を通
した後、第３６図ｅの波形を得る。このｅは第３
６図ｂに示す応答信号であるリンギング信号の周
波数を２倍した形となつており非常に特徴のある
波形となる。然して、この波形はレベル検出器１
９１で第３６図ｆの如くパルス化される。第３６
図ｆの波形から信号判別器１９２に供給し、最終
的に応答信号パルスを作る。 以上説明の通り、第３４図に示す抽出回路１９
において検波後の受信信号を掃引周期の整数倍の
遅延と非遅延との積とることにより、一定周期を
なして規則性ある真の応答信号のみが抽出出来、
不規則性で時間軸上一致しない雑音は的確に除去
できるものである。 なお、たまたま掃引周期に同期するような雑音
が混入したとし、これが掛算器１９４を通過した
としても、後段に信号判別器１９２での雑音除去
機能によつて正規のビート信号つまり真の応答信
号以外のものは一層確実に除去し得るものであ
る。 このように本願装置は抽出回路１９に遅延回路
１９３および掛算器１９４を構成付加することに
よつて対雑音特性は一段と向上し得る。 なお、第３４図の回路でレベル検出器１９１を
分離回路１８の直後に入れ換えても同じ機能を得
ることができる。 更にまた、本願の対象物識別装置は、抽出回路
１９を第３７図のように構成することができる。
この抽出回路１９を第３７図のように構成した本
発明装置の第七の実施例を説明する。 即ち、第３７図の回路で、分離回路１８からの
出力信号はレベル検出器１９１に供給される。 レベル検出器１９１の出力と、これを遅延回路
１９５に通した出力と、さらにこれを遅延回路
１９６に適した出力とを多数決回路１９７に供
給し、ここでこれら３つの信号の多数決をとる。
この場合、遅延回路１９５および１９６の遅
延時間はそれぞれ掃引波の掃引周期Ｔ（通常これ
は掃引周波数範囲の広さにもよるが数10msecで
ある。）と同じ時間に選ばれる。そしてこのよう
な数10msecにおよぶ遅延時間を与える遅延回路
は多段のシフトレジスタの直列接続あるいは
RAM（Randam Access Memory）を使用するこ
とによつて容易に実現できる。また多数決回路１
９７は例えば第３８図ａに示すように、この場合
Ａ，Ｂ，Cnなる３入力とΣ，Cn＋１なる２出力
を有した全加算器を用いて実現できる。すなわち
この全加算器は同図ｂに示したような真理値をと
るものであつて、Cn＋１（桁上げ出力）より入
力Ａ，Ｂ，Ｃの多数決出力が得られる。ここで多
数決出力とは取りも直さず、３回の掃引において
少なくとも２回以上信号が得られていることを意
味し、このように信号の確度を上げることによつ
て雑音を除去することが可能となるものである。 次にかかる雑音除去動作を第３９図によりみて
みると、先ず同図ａは周期Ｔで周波数FiからFr
まで掃引する掃引信号発生器１３２（第３図参
照）からの掃引周波数信号を示している。この掃
引周波数信号が前述したように質問波として応答
装置へ発射され、応答装置からの応答信号を検波
した後に分離回路１８を通して得られる波形が同
図ｂであり、この出力をレベル検出器１９１を通
したものが同図ｃに示す波形である。なお図中
｛Sa1，Sb1｝，｛Sa2，Sb2｝，｛Sa3，Sb3｝は応答装
置における異なる２つの共振回路に対応する応答
信号が各掃引T1，T2，T3で得られたものを示し
ている。またN1〜N3はこれらの応答信号の受信
中に混入するランダムな雑音を示しており、この
場合応答信号Sb2には雑音が重畳しているものと
する。 そして第３９図ｃに示した受信信号が多数決回
路１９７に直接的に供給されると共に、この信号
が掃引周期Ｔの遅延回路１９５および１９６
を経て得られる同図ｄおよびｅに示す信号が多数
決回路１９７に供給される。ここで応答信号は各
掃引毎に時間軸上の同じ位置に同じ波形で生起す
るものであるのに対し、雑音は発生時刻および波
形が定まつておらずランダムである点に留意する
必要がある。 すなわち、第３９図ｃ，ｄ，ｅの信号を多数決
回路２３ｃでもつて多数決をとると、応答信号
Sa1がSa2，Sa3に且つSb1がSb2，Sb3に対応する
から多数決をとられた波形は同図ｆに示すような
波形となつて出力されるのに対し、雑音N1，N2
（それぞれ掃引区間T1，T2に混入するものとして
いる。）は同じ時間軸上では多数決がとれないた
めに出力として出て来ない。つまり第３９図ｃの
雑音N2を含む区間T2は同図ｄ，ｅの区間T1と多
数決をとられるが、T1区間には同じ時間軸上の
位置にN2と同じような雑音信号がないために多
数決出力が雑音成分についてはゼロとなるのであ
る。これは第３９図ｃのT3区間でも同様であ
る。 このようにして得られる第３９図ｆの多数決出
力は同図ｂに示した応答信号（リンギング信号）
をパルス化したもので、非常に特徴のある波形と
なつている。そしてこの多数決出力が信号判別器
１９２に供給されて、最終的に第３９図ｇに示す
ａ，ｂ，なるパルスが作られることになる。なお
第３９図ｇにおいて破線で示すｂなるパルスは本
来信号があるべきところ、前述したようにこの応
答信号中に雑音が混入していたことによつて欠落
したことを示している。 以上説明したように抽出回路１９はそれぞれ１
掃引周期ずつ遅延せしめた受信信号の多数決をと
ることにより、一定周期をなして規則性のある真
の応答信号のみを抽出でき、不規則性で時間軸上
一致しない雑音信号を除去することができるもの
である。そしてデータの受信回数が少く且つ受信
信号に雑音が重畳したとき、異なる掃引区間（例
えば上例のT1，T2）の積をとるようにしたもので
は、積の出力が第３９図ｈ信号判別器１９２の出
力が第３９図ｉに示すようにそれぞれなり、出力
パルスｂが完全に欠落し、もはや正しい受信デー
タを得ることができない。この発明装置では前述
したように第３９図ｇの如く出力パルスｂが得ら
れるので正しい受信情報を得ることが可能とな
る。 また、たまたま掃引周期に同期するような雑音
が受信信号中に混入してこれが多数決回路１９７
を通過したとしても、後段に信号判別器１９２を
付加することによつて、正規のリンギング信号つ
まり真の応答信号以外のものは除去し得る。 従つてこの発明によれば、共振回路の周波数掃
引応答を利用した識別システムにおいて、受信信
号中の雑音を効果的に除去して真の応答信号のみ
を抽出し得、以つて対雑音特性を一段と向上し得
る極めて良好な信号検出装置を提供することがで
きる。 更にまた、本願の対象物識別装置は第３図に示
す構成において信号発生回路１３からいわゆる
UHF帯あるいはSHF帯のマイクロ波の信号を発
生させて構成することができる。このような構成
と第４０図に示し、このような構成からなる本発
明装置の第八の実施例を以下説明する。 すなわち、第４０図において、第３図と同一構
成には同一符号を付して詳細な説明を省略する。 基本パルス発生器１３１からの信号は掃引信号
発生器１３２に供給され、掃引信号発生器１３２
からは中波帯の掃引周波数信号を生成する。その
掃引周波数信号の周波数スペクトルをｓと表示
する。 また同じ信号発生回路１３の中には、第１およ
び第２の高周波発振器１３５，１３６を備え、マ
イクロ波帯の周波数信号をそれぞれ生成する。こ
の第１および第２の高周波発振器１３５，１３６
からの高周波信号の周波数スペクトルをそれぞれ
c1，c2とし第４１図のように表示するものと
する。 第１の高周波発振器１３５の出力と掃引信号発
生器１３２の出力とは混合器１３７に供給混合さ
れ、更に混合器１３７の出力は加算器１３８にお
いて、前記第１の高周波発振器１３５出力と加算
される。 加算器１３８の出力は電力増幅器１３３を介し
てサーキユレータ等の送受分岐回路１４に供給さ
れ、その後アンテナ１５に供給される。 アンテナ１５は第１および第２のアンテナ１５
１，１５２からそれぞれ構成され第２のアンテナ
１５２には第２の高周波発振器１３６出力が供給
される。ここで加算器１３８でc1を加算する目
的は、混合器１３７の出力回路には、c1のスペ
クトルが十分な強さで表われないため、これを周
波数スペクトルを示した第４１図の如く、c1の
スペクトラムが現われるように修正して送出する
ことにある。すなわち、第１のアンテナ１５１か
らは、c1±ｓ，c1というスペクトラムを持
つ信号が送出される。また第２のアンテナ１５２
に供給する第２の発振器１３６の発振周波数は、
c1とは異なるが、かなり近い周波数に設定され
る。このようにしてアンテナ５からは応答装置４
の応答アンテナ５に向けて電波が発射される。応
答装置４では応答アンテナ５で、これらの信号を
受信しミキサ４１で掃引波成分ｓをとり出し、
この掃引波で共振回路７１…７oを励振させると
同時に、ミキサ４１でc1とc2の差の周波数△
をとり出す。ここで特徴的なことは、△とい
う周波数で共振する回路４２を設けることにあ
り、この共振回路４２を設けることによつて、効
率よく、△なる周波数成分を抽出することがで
きる。次に、同じミキサ４１でc1なる信号と△
なる信号からc3（＝c1−△）なる信号が
生成され、更に、このc3に、共振回路７１…７
oの高周波応答信号そのスペクトラムをｒとす
る）で振幅変調がかけられる。そのスペクトラム
を第４１図に破線で示す。この信号は応答アンテ
ナ５から再び第１のアンテナ１５１へ向けて発射
され、第１のアンテナ１５１で受信した信号は、
送受分岐回路１４を介して、受信ミキサ２１へ導
かれる。この受信信号は、受信ミキサ２１で、前
記第２の高周波発振器１３６の出力と混合され、
フイルタ２２へ導かれる。ここで、フイルタ２２
は、中心周波数２△で、±ｒなるスペクトラ
ムを通過させるが如き、帯域通過フイルタであ
る。従つてフイルタ２２出力には、２△±ｒ
なる周波数成分がとり出される。ここで、第１に
注意すべきことは受信ミキサ２１で混合しても
c3±ｒとc2は周波数が異なるため、応答アン
テナとの距離が変化してもいわゆるヌルnull点が
現われることはない。第２には、応答アンテナ５
が第１及び第２のアンテナ１５１，１５２と結合
しているときのみフイルタ２２出力に信号が現わ
れる。これらの事実が、本実施例の本質的な特徴
である。このようにして得られた２△±ｒな
る信号を、所定のレベルまで、増幅し、例えば移
相器１６を介して検波器に供給することによつ
て、前述と同様のリンギング応答波を得ることが
できる。 なお、今まではc3−c1−△として詳述し
たが、この周波数関係を、c3＝c2＋△とな
るようにとつても良い。 このときには、受信ミキサ２１のリフアランス
信号をc2でなく第１の高周波発振器１３５の
c1とすることによつて、同様の効果を得ることが
できる。 以上の如く、本実施例は、質問装置側に、第１
の高周波発振器１３５と第２の高周波発振器１３
６を設け、各々の信号を応答装置に向けて発射
し、応答装置側では、第３の周波数を混合するこ
とによつて生成し、これを搬送機として複数の共
振回路の高周波応答を応答アンテナから質問側に
発射し、これを受けた受信側では、第１あるいは
第２の高周波発振器１３５，１３６の信号を参照
して処理することによつて、伝搬路の変化による
ヌルnull点の発生を回避することを特徴とする。 更にまた、本発明装置は第３図の構成におい
て、特に応答装置４のを第４２図のように構成す
ることができる。 応答装置４を特に第４２図のように構成した本
発明装置の第九の実施例について以下説明する。 即ち応答アンテナ５で掃引周波数信号を受信
し、ハイブリツド回路４３を介して、波器４４
で、使用周波数帯に含まれる信号のみをとり出
し、増幅器４５で増幅した後、トランス４６を介
して複数の共振回路７１，７２…７oを励振す
る。各共振回路７１…７oの高周波応答信号はト
ランス４７を介して、前記ハイブリツド回路４３
に導かれ、ハイブリツド回路４３方向性によつて
応答アンテナ５に給電される。この場合、通常は
ハイブリツド回路４３波器４４増幅器４５トラ
ンス４６共振回路７１，７２…７o，トランス４
７から再び前記ハイブリツド回路４３へ至るまで
のループの利得が１以下となるように構成する。 また、ハイブリツド回路４３で方向性をもたせ
る代わりに、ハイブリツド回路４３を除いて、第
２の応答アンテナを設けトランス４７の出力を第
２の応答アンテナに導き、第１の応答アンテナと
第２の応答アンテナの間の電磁結合を極めて小さ
くするよう幾何な的に配置することによつて実現
しても良い。 更にまた、第４２図の構成で、ハイブリツド回
路４３を除き、前述のループが定常状態では、発
振するようにしておき、掃引周波数信号を所定の
強度で、応答アンテナ４３で受信したとき引き込
み効果（Capture effect）が起きるように構成し
ておき、掃引波を受信したときのみ応答装置は、
これを強く再生し、この信号で共振回路７１，７
２…７oが励振され、その高周波応答信号が前記
第２のアンテナに給電される如く構成しても、同
様の効果が得られる。 このように構成することによつて、Ｓ／Ｎを改
善させ、質問装置側の送信電力を小さくすること
ができる。 以上要するに本発明による対象物識別装置は移
相器１６を備え、応答装置からの信号と信号発生
回路からの信号との位相差を常に０または180度
になるように制御した結果、全掃引周波数範囲に
亘つて、常に応答リンギング信号波形のタイミン
グが一致し、応答リンギング信号であることを特
定できる結果、連続的衝撃波と応答リンギング信
号とを明瞭に区別し、対象物識別機能を一段と向
上し、実用上得られる効果は大である。
第１図は従来の対象物識別装置を示す構成図、
第２図は第１図に示す装置の動作を説明する動作
説明図、第３図は本発明による対象物識別装置の
一実施例を示す構成図、第４図ないし第１２図は
第３図に示す装置の動作並びに詳細構成を示す回
路並びに動作説明図、第１３図は本発明装置にお
ける他の第２の実施例の特に掃引信号発生器の構
成を示す回路構成図、第１４図ないし第１５図は
第１３図に示す装置の動作説明図、第１６図は本
発明装置の第三の実施例の特に応答装置の構成を
示す回路構成図、第１７図ないし第２４図は第１
６図に示す装置の動作説明図、第２５図は本発明
装置の第四の実施例の特に分離回路を示す回路構
成図、第２６図ないし第３１図は第２５図に示す
装置の詳細回路並びに動作を説明する説明図、第
３２図は本発明装置の第五の実施例の特に抽出回
路を示す回路構成図、第３３図は第３２図に示す
装置の動作説明図、第３４図は本発明装置の第六
の実施例の特に抽出回路を示す回路構成図、第３
５図ないし第３６図は第３４図に示す装置の動作
説明図、第３７図は本発明装置は同じく本発明装
置の第七の実施例の抽出回路を示す回路構成図、
第３８図ないし第３９図は第３７図に示す装置の
動作説明図、第４０図は本発明装置の第八の実施
例の特に信号発生回路および応答装置を示す回路
構成図、第４１図は第４０図に示す装置の動作説
明図、第４２図は本発明装置の更に第九の実施例
の特に応答装置を示す回路構成図である。 ４……応答装置、１３……信号発生回路、１４
……送受分岐回路、１５……アンテナ、１６……
移相器、１７……検波器、１８……分離回路、１
９……抽出回路、２０……記憶回路。
第２図は第１図に示す装置の動作を説明する動作
説明図、第３図は本発明による対象物識別装置の
一実施例を示す構成図、第４図ないし第１２図は
第３図に示す装置の動作並びに詳細構成を示す回
路並びに動作説明図、第１３図は本発明装置にお
ける他の第２の実施例の特に掃引信号発生器の構
成を示す回路構成図、第１４図ないし第１５図は
第１３図に示す装置の動作説明図、第１６図は本
発明装置の第三の実施例の特に応答装置の構成を
示す回路構成図、第１７図ないし第２４図は第１
６図に示す装置の動作説明図、第２５図は本発明
装置の第四の実施例の特に分離回路を示す回路構
成図、第２６図ないし第３１図は第２５図に示す
装置の詳細回路並びに動作を説明する説明図、第
３２図は本発明装置の第五の実施例の特に抽出回
路を示す回路構成図、第３３図は第３２図に示す
装置の動作説明図、第３４図は本発明装置の第六
の実施例の特に抽出回路を示す回路構成図、第３
５図ないし第３６図は第３４図に示す装置の動作
説明図、第３７図は本発明装置は同じく本発明装
置の第七の実施例の抽出回路を示す回路構成図、
第３８図ないし第３９図は第３７図に示す装置の
動作説明図、第４０図は本発明装置の第八の実施
例の特に信号発生回路および応答装置を示す回路
構成図、第４１図は第４０図に示す装置の動作説
明図、第４２図は本発明装置の更に第九の実施例
の特に応答装置を示す回路構成図である。 ４……応答装置、１３……信号発生回路、１４
……送受分岐回路、１５……アンテナ、１６……
移相器、１７……検波器、１８……分離回路、１
９……抽出回路、２０……記憶回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 掃引周波数信号を生成する信号発生回路と、
この信号発生回路に接続された送受分岐回路と、
この送受分岐回路に接続された前記信号発生回路
からの信号を送出するアンテナと、このアンテナ
から送出された信号を受信しこのアンテナからの
信号の周波数範囲内の複数の共振周波数信号を導
出する応答装置と、前記送受分岐回路に接続され
た前記応答装置からの共振周波数信号と前記信号
発生回路からの信号とが供給され共振周波数信号
のリンギング成分を検出する検出手段と、この検
出手段の出力信号が供給され前記応答装置に固有
の識別情報を抽出する抽出手段とを具備する対象
物識別装置において、前記検出手段は、前記応答
装置からの共振周波数信号と前記信号発生回路か
らの信号との位相差が０または180度になるよう
制御する移相器と、この移相器に接続され前記複
数の共振周波数信号を検波する検波器とで構成さ
れたことを特徴とする対象物識別装置。 ２ 前記抽出手段は、前記検波器で検波された共
振周波数信号のリンギング成分毎に対応したパル
ス信号を出力する出力回路と、この出力回路の出
力パルスの配列パターンから前記識別情報を抽出
する抽出回路とで構成されたことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の対象物識別装置。 ３ 掃引周波数信号を生成する信号発生回路と、
この信号発生回路に接続された送受分岐回路と、
この送受分岐回路に接続され前記信号発生回路か
らの信号を送出するアンテナと、このアンテナか
ら送出された信号を受信しこのアンテナからの信
号の周波数範囲内の複数の共振周波数信号を導出
する応答装置と、前記送受分岐回路に接続され前
記応答装置からの共振周波数信号と前記信号発生
回路からの信号とが供給され共振周波数信号のリ
ンギング成分を検出する検出手段と、この検出手
段の出力信号が供給され前記応答装置に固有の識
別情報を抽出する抽出手段とを具備する対象物識
別装置において、前記検出手段は、前記応答装置
からの共振周波数信号と前記信号発生回路からの
信号との位相差が０または180度になるよう制御
する移相器と、この移相器に接続され前記複数の
共振周波数信号を検波する検波器とで構成され、
かつ前記抽出手段は、前記検波器で検波された共
振周波数信号の時間軸上で隣接または一部が重な
るリンギング成分を互いに分離するとともに分離
して抽出されたリンギング成分毎に対応したパル
ス信号を出力する出力回路と、この出力回路の出
力パルスの配列パターンからの前記識別情報を抽
出する抽出回路とで構成されたことを特徴とする
対象物識別装置。 ４ 掃引周波数信号を生成する信号発生回路と、
この信号発生回路に接続された送受分岐回路と、
この送受分岐回路に接続され前記信号発生回路か
らの信号を送出するアンテナと、このアンテナか
ら送出された信号を受信し、このアンテナからの
信号の周波数範囲内の複数の共振周波数信号を導
出する応答装置と、前記送受分岐回路に接続され
前記応答装置からの共振周波数信号と前記信号発
生回路からの信号とが供給され共振周波数信号の
リンギング成分を検出する検出手段と、この検出
手段の出力信号が供給され前記応答装置に固有の
識別情報を抽出する抽出手段とを具備する対象物
識別装置において、前記検出手段は、前記応答装
置からの共振周波数信号と前記信号発生回路から
の信号との位相差が０または180度になるよう制
御する移相器と、この移相器に接続され前記複数
の共振周波数信号を検波する検波器とで構成さ
れ、かつ、前記抽出手段は、前記検波器で検波さ
れた共振周波数信号のリンギング成分毎に対応し
たパルス信号を出力する出力回路と、この出力回
路の出力パルスが供給されかつすくなくとも前記
応答装置に含まれる共振回路数のビツト数を有す
るシフトレジスタと、このシフトレジスタに蓄積
された情報を解読して前記識別情報を出力するデ
コーダとで構成されたことを特徴とする対象物識
別装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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