JPH0219435B2 - - Google Patents

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JPH0219435B2
JPH0219435B2 JP57141085A JP14108582A JPH0219435B2 JP H0219435 B2 JPH0219435 B2 JP H0219435B2 JP 57141085 A JP57141085 A JP 57141085A JP 14108582 A JP14108582 A JP 14108582A JP H0219435 B2 JPH0219435 B2 JP H0219435B2
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signal
local oscillator
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Keizo Suzuki
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BOEICHO GIJUTSU KENKYU HONBUCHO
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BOEICHO GIJUTSU KENKYU HONBUCHO
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 (1) 本発明の属する技術の分野 航空機、ロケツトなどの移動目標を電波を用い
て追尾する追尾装置すなわちドプラ追尾レーダで
は、角度、距離、及びドプラ周波数などを同時に
追尾しながら移動目標を追尾する。角度追尾に関
してはコニカルスキヤン方式及びモノパルス方式
などがある。本発明は、移動目標を追尾するドプ
ラ追尾レーダのなかでコニカルスキヤン追尾受信
機あるいはモノパルス追尾受信機と共に使用され
るドプラ追尾装置に関するものである。
(2) 本発明の背景 移動目標を追尾する手段として光と電磁波との
どちらが良いか、あるいは波動の時間的干渉性を
利用するのかしないのか等各種選択があるが、地
面や海面附近を移動する目標の追尾に関しては技
術的容易さと経済性から電磁波の時間的干渉性を
利用するドプラ追尾レーダが広く使用されてい
る。ドプラ追尾レーダの角度追尾方式としてコニ
カルスキヤン方式あるいはモノパルス方式のどち
らを選んでもこれらの追尾装置の高感度化のまだ
残されている改善方法の１つは目標からの受信信
号の位相ゆらぎを少なくして受信機の帯域を狭め
ることである。１例として10GHzの送信源あるい
は局部信号発振器の位相雑音は、共振器のＱの高
い水晶発振器等と比べてみて、格段に悪いのが現
状である。超高周波発振器の位相雑音の低減の努
力は今なお続けられているが、超高周波で水晶振
動子のようなＱの高い部品の実現が困難であるた
め、各種電子回路の組合せによる低価格な高感度
ドプラ追尾装置が強く望まれている。移動目標を
追尾するドプラレーダ装置において、移動目標の
追尾性能の向上はもとよりであるが、地面反射や
海面反射、及び雨反射などの固定目標からの反射
の正確なドプラ周波数の分布を知ることはこの種
のレーダ設計の上で非常に重要な鍵になる。した
がつて送信機及び受信機の位相雑音を限界にまで
少なくしたクラツタ計測用レーダについても強い
要望がある。
(3) 従来技術とその一般的問題点 航空機及びロケツト等の移動物体を追尾する目
的の追尾用受信機では、送信した信号を受信する
際に移動目標の速度に応じて受信信号はドプラ効
果によつて送信信号の周波数に対して目標が近ず
く場合は正に、遠ざかる場合は負に偏移する。例
えば送信周波数10GHz、相対速度900ｍ／秒とす
ると、90KHzのドプラ周波数偏移がある。したが
つてこのような受信機では不要信号と区別するた
めドプラ信号を追尾するループを持つている。ま
た、移動目標が地表面あるいは海面に近いところ
を飛行するときは地面や海面からの不要反射波が
あるため、受信機は狭帯域受信方式を使用する必
要がある。また受信機を狭帯域化するためにも、
送信源及びマイクロ波の局部発振器の位相雑音を
減らさないと、目標から反射して来る電波を受信
したときの受信信号の周波数スペクトルは広がつ
てしまい、受信機の信号対雑音比は良くならな
い。したがつて移動目標を追尾する高感度受信機
は、 (a) 送信源及び局部発振器などの位相雑音あるい
は周波数変調雑音を減らす、 (b) クラツタなどの不要反射雑音があるため受信
機の混合器の直後に、狭帯域フイルタを入れ、
受信機の飽和を防ぐ、 (c) ドプラ周波数偏移があるのでドプラ追尾ルー
プを持たせて受信機の帯域を狭める、 などの総合的な組合せで、高感度及び高信号対雑
音比の追尾受信機を実現しようとしている。
(4) 従来技術の具体的問題点 まず、第１図の第１従来例について説明する。
ここで、受信信号１の中心周波数をc、第１中間
周波数を1、第２中間周波数を2、及びドプラ周
波数をdとする。
｛ωc＝2πc ω1＝2π1 ω2＝2π2 ωd＝2πd｝ …(1) 第１図において、受信アンテナ３１で受けた目
標からの受信信号１と電圧制御局部発振器３７の
出力２とを第１混合器３２に入れ、これによつて
第１中間周波に落とし、その信号を第１中間周波
増幅器３３で増幅した後、再び電圧制御局部発振
器出力２とともに第２混合器４０に入れ、第２中
間周波に戻し、第２中間周波増幅器３４で増幅し
た後周波数弁別器３５に入れ、もし周波数弁別器
３５の中心周波数と受信周波数の中心周波数が異
なるときは周波数弁別器３５はそれらの２つの周
波数差を直流電圧に変換した弁別器出力３を出力
し、これを低域通過ろ波器３６を介して電圧制御
局部発振器３７に帰還して常に中間周波増幅器３
３，３４の中心と周波数弁別器３５の中心とを一
致させている。
受信信号１は次のように表現できる。
z1＝ａ sinωct ……(2) 電圧制御局部発振器出力２を次のように表現す
る。
z2＝2cos｛（ωc＋ω1）ｔ＋θvo｝ ……(3) ただしθvoは電圧制御局部発振器３７の位相雑
音である。第１中間周波信号５は式(2)の受信信号
１と式(3)の電圧制御局部発振器出力２とを第１混
合器３２に入れ、差の周波数の項をとると次のよ
うに書ける。
z3＝a′sin（ω1t＋θvo） ……(4) 第２中間周波信号６は信号z2とz3とを第２混合
器４０に入れて差の周波数の項をとると z4＝a″sinωct ……(5) となる。
上記第１図の構成では、局部発振器３７の雑音
は２回の積演算によつて打ち消され、第１混合器
３２の直後に狭帯域フイルタが入つているため、
ドプラ追尾装置として使用したときクラツタなど
の不要反射波雑音によつて受信機が飽和する可能
性も少ないが、入力信号を10GHzとすると周波数
弁別器３５も中心周波数を10GHzに選ぶ必要があ
り、第１中間周波増幅器３３の通過帯域幅を1K
Hzとすると周波数弁別器３５の中心周波数の精度
も1KHzの数100分の１程度になり、周波数弁別器
３５の製作は極めて困難となる。また、10GHz帯
の増幅器も複雑で高価である。
第２図の第２従来例について説明する。第２図
は第１図と同様、周波数帰還ループあるいは周波
数帰還復調器と呼ばれているものである。この第
２図において、受信アンテナ３１で受けた受信信
号１と電圧制御局部発振器３７の出力２とを第１
混合器３２に入れ、これによつて第１中間周波に
落とし、その信号を第１中間周波増幅器３３で増
幅した後、第１中間周波信号５を周波数弁別器３
５に入れ、もし周波数弁別器３５の中心周波数と
受信周波数の中心周波数が異なるときは弁別器出
力３を低域通過ろ波器３６を介して電圧制御局部
発振器３７に帰還する。
この第２図の構成は、第１図と比較すると第１
中間周波増幅器３３と周波数弁別器３５の中心周
波数とは同一であるので製作は容易であり、良く
用いられる例である。ここで電圧制御局部発振器
３７の位相雑音は第１混合器３２が１個であるの
で、式(2)から(5)までのような関係は成立せず、こ
の負帰還ループの利得を高め帯域幅を広げて局部
発振器３７の位相雑音を減少させている。その反
面ループの帯域幅を広げると受信信号と共存する
雑音に対して敏感に反応し、受信信号の周波数ス
ペクトルを狭めようとする目的に反し逆に周波数
スペクトルは広がつてしまう。
第３図に第３従来例を示す。第３図は位相同期
ループあるいは位相同期復調器と呼ばれるもので
ある。この図において、受信アンテナ３１で受け
た目標からの受信信号１と電圧制御局部発振器３
７の出力２とを第１混合器３２に入れ、これによ
つて第１中間周波に落とし、その信号を第１中間
周波増幅器３３で増幅した後、位相検波器３９で
位相検波し、位相検波器出力１３を低域通過ろ波
器３６を介して電圧制御局部発振器３７に加え、
基準信号発生器３８の出力７と第１中間周波信号
５との周波数及び位相が等しくなるように電圧制
御局部発振器３７を制御し、負帰還ループを構成
している。第３図の問題点ついても第２図の例と
同じく、局部発振器３７の出力に位相雑音を含む
ときには高感度受信機の実現は困難である。
(5) 本発明の目的 本発明は、電磁波を航空機やロケツトなどの移
動目標に照射し、そこからの反射波を追尾するコ
ニカルスキヤン追尾装置あるいはモノパルス追尾
装置とともに使用される高感度ドプラ追尾装置を
提供することを目的とする。
(6) 本発明の実施例 第４図は本発明の第１実施例を示す。この図に
おいて、送信源４５の出力８（＝xs）は、電力増
幅器４６で増幅され、送信アンテナ４７で目標に
送信機出力１２（＝xt）として照射される。ここ
で、送信源４５の周波数をcとすれば、式(1)から
送信源出力信号xsを次のように書ける。
xs＝sin（ωct＋θto） ……(6) 送信機出力xtは次のようになる。
xt＝atsin（ωcｔ＋θto） ……(7) ただしθtoは送信源４５の位相雑音である。
一方、目標からの受信信号１（＝xr）を受信ア
ンテナ３１で受け、電圧制御局部発振器３７の出
力２（＝xl）と受信信号１（＝xr）とを第１混合
器３２に入れ、受信信号xrと電圧制御局部発振器
３７の出力２（＝xl）との差の周波数の信号を第
１中間周波増幅器３３で増幅し、第１中間周波信
号５（＝x1）を得る。ここで、受信信号xrは送信
機出力xtに比べて、ωdだけドプラ偏移を受けて
いるから、次のように書ける。
xr＝arcos｛（ωc＋ωd）ｔ＋θto｝ ……(8) 電圧制御局部発振器３７の出力xlは次のように
書ける。
xl＝sin｛（ωc＋ωd＋ω1）ｔ＋θlo｝ ……(9) ただしθloは電圧制御局部発振器３７の位相雑
音である。第１中間周波の信号x1は式(8)と(9)の積
の差の周波数の信号を取り出すから、次のように
書ける。
x1＝a1sin（ω1t＋θlo−θto） ……(10) また、送信源４５と電圧制御発振器４８の出力
９（＝xv）とをそれぞれ第４混合器４１に入れ、
第２帯域通過ろ波器４２の出力として第２帯域通
過ろ波器出力１０（＝x4）を得る。そして、電圧
制御局部発振器出力xlと第２帯域通過ろ波器出力
x4とをそれぞれ第３混合器４３に入れ、第１帯域
通過ろ波器４４の出力として第１帯域通過ろ波器
出力１１（＝x3）を得る。ここで、電圧制御発振
器４８の出力９（＝xv）は xv＝sin｛（ω2＋ωd）ｔ＋θvo｝ ……(11) であり、第２帯域通過ろ波器出力x4は式(6)と式(11)
の積の和の周波数の項を取れば次のように書け
る。
x4＝cos｛（ωc＋ω2＋ωd）ｔ＋θto＋θvo｝……(1
2) 第１帯域通過ろ波器出力１１（＝x3）は式(9)と
式(12)の積の差の周波数の項を取れば次のようにな
る。
x3＝sin｛（ω1−ω2）ｔ＋θlo−θto−θvo｝……(
13) そして、第１中間周波信号x1と第１帯域通過ろ
波器出力x3のそれぞれを第２混合器４０に入れ第
２中間周波増幅器３４の出力として第２中間周波
信号６を得、信号６（＝x2）を周波数弁別器３５
の入力とし信号６が周波数弁別器３５の中心周波
数とずれていると周波数弁別器出力３として誤差
電圧を生じる如く構成する。前記誤差電圧を低域
通過ろ波器３６を通して高周波成分を減衰させ、
偏移周波数対電圧の変調感度のほぼ等しい電圧制
御局部発振器３７と電圧制御発振器４８に負帰還
することによつて周波数弁別器出力３を常に零に
なるようにループを制御する。ここで、第２混合
器４０で混合され、第２中間周波増幅器３４を通
過した第２中間周波信号６（＝x2）は式(10)と式(1
３）の積の差の周波数の項を取ると次のように書け
る。
x2＝a2cos（ω2t＋θvo） ……(14) １例として送信源の周波数c＝10GHz、第１中
間周波数1＝30MHz、第２中間周波数2＝50MHz
とする。電圧制御局部発振器３７は約10GHzであ
るのに対し電圧制御発振器４８を約50MHzに選べ
ば、増幅器３３，３４、ろ波器４２，４４及び周
波数弁別器３５の製作に困難を伴なうものはな
い。また電圧制御局部発振器３７と電圧制御発振
器４８の周波数比が約200倍あるので位相雑音は
電圧制御発振器４８が一番小さい。したがつて 2 to，2 lo≫2 vo ……(15) の関係が成立し第１図、第２図及び第３図の従来
装置と比べて格段に有利である。電圧制御発振器
４８を50MHzとしたときの位相雑音は、水晶振動
子や表面弾性波（SAW）振動子を使つた発振器
で構成できるのでもともと移動目標のようにゆら
ぎの多い信号を受信するこの種の受信機としては 2 vo≒０ ……(16) と考えて差しつかえない。式(14)は近似的に次の
様になる。
x2≒a2sinω2t ……(17) 従つて、式(10)の第１中間周波信号x1及び式(14)
の第２中間周波信号x2の中にドプラ周波数dが含
まれていないので、第２中間周波信号x1の出力を
周波数弁別器３５で検知して電圧制御局部発振器
３７及び電圧制御発振器４８に負帰還して２重ス
ーパーヘテロダイン追尾受信機を第１実施例の如
く構成すれば、本発明の目的を実現できる。すな
わち、中間周波増幅器３３，３４の狭帯域化が可
能となり、高感度追尾ができる。
第５図は本発明の第２実施例を示す。ここで
は、第４図とは異なる部分を主に説明する。第４
混合器４１に送信源４５の出力信号８（＝x3）と
電圧制御局部発振器３７の出力２（＝xl）とを加
え、第２帯域通過ろ波器４２の出力である第２帯
域通過ろ波器出力１０は送信源４５の出力信号xs
と電圧制御局部発振器３７の出力xlとをそれぞれ
第４混合器４１に入れた信号により作り、第１帯
域通過ろ波器４４の出力である式(13)の第１帯域
通過ろ波器出力１１（＝x3）は第２帯域通過ろ波
器出力１０と電圧制御発振器４８の出力９（＝
xv）を第３混合器４３に入れることにより作るこ
とが出来る。以降の説明は第４図の第１実施例と
同じである。
第６図の第３実施例にいて説明する。第６図の
構成では、第４図の第１実施例の第１帯域通過ろ
波器出力１１の一部を第２周波数弁別器４９に入
力し、第２低域通過ろ波器５０の出力を電圧制御
局部発振器３７に負帰還し、たとえ電圧制御局部
発振器３７と電圧制御発振器４８の周波数変調感
度に誤差があつても第２周波数弁別器４９の出力
を零になるように制御するので、ほぼ式(6)から式
（１４）の関係が成立する。
第７図の第４実施例について説明する。第７図
の構成では第４図の第１実施例の第１帯域通過ろ
波器出力１１の一部と基準信号発生器３８の出力
とを位相検波器３９にて位相検波し第２低域通過
ろ波器５０を通して電圧制御局部発振器３７に負
帰還し位相検波器出力１３を零になるようにルー
プを構成し、第６図と同様に電圧制御局部発振器
３７と電圧制御発振器４８の周波数変調感度差を
補正する。
(7) 実施例の補足説明 (a) 第４図の第１実施例では式(6)から式(14)まで
の説明で、電圧制御局部発振器３７と電圧制御
発振器４８の変調感度の極性が同じ（同じ方向
に周波数偏位を生ずる）場合について説明した
が極性が異なる場合も同様に負帰還ループを構
成できるので第４図を用いて補足説明する。
電圧制御発振器出力９は次のように書ける。
X′v＝sin｛（ω2−ωd）ｔ＋θvo｝ …(11)′ 第２帯域通過ろ波器出力１０として送信源出
力信号８と電圧制御発振器出力９との差の周波
数の項を選べば次のように書ける。
X′4＝cos｛（ωc−ω2＋ωd）ｔ＋θto−θvo｝
……(12)′ 第１帯域通過ろ波器出力１１として電圧制御
局部発振器出力２と第２帯域通過ろ波器出力１
０との差の周波数の項を選べば次のように書け
る。
X′3＝sin｛（ω1＋ω2）ｔ＋θlo−θto＋θvo｝
……(13)′ 第２中間周波信号６は第１中間周波信号５と
第１帯域通過ろ波器１１の差の項の周波数を選
択すれば次のようになる。
X′2＝a2cos（ω2t＋θvo） …(14)′ 式(14)と式(14)′は同じであるのでこの方法で
も位相雑音の少ない負帰還ループを構成するこ
とが出来る。
(b) 第４図及び第５図の周波数弁別器３５はアナ
ログ方式ではリミツタ・デイスクリミネータが
多く使用されるがデイジタル方式ではカウンタ
が多く使用され電圧制御局部発振器３７及び電
圧制御発振器４８は周波数シンセサイザが使用
される。
(c) 第４図乃至第７図の送信アンテナ４７と受信
アンテナ３１を別々のものとして説明したがこ
れらのアンテナは共通にすることも可能であ
る。
(d) この受信機は多くの場合コニカルスキヤンあ
るいは、モノパルス受信機とともに使用され
る。コニカルスキヤン受信機の場合は受信信号
が振幅変調を受けており、第２中間周波増幅器
の出力を包絡線検波すれば、誤差信号が得られ
る。モノパルス受信機の場合は第４図から第７
図までの説明はモノパルスアンテナから得られ
る４つのアンテナの和信号のチヤンネルについ
て説明したものである。差チヤンネルについて
は混合器を増やし和信号で差信号を同期検波す
れば、角度情報の誤差信号が得られる。
(8) 本発明の効果 (a) これまでのドプラ追尾装置では送信源及び局
部発振器の位相雑音のため地面及び海面などの
固定目標からの不要反射波であるクラツタ及び
移動目標のゆらぎの計測において、レーダ装置
自身が持つている固有の雑音なのか固定目標自
身の統計的性質なのか区別がつきにくかつた
が、本装置によれば、装置内で発生する位相雑
音のほとんどを負帰還ループの効果でなく混合
器の組合せで打ち消しており、受信信号の周波
数スペクトルの広がりは非常に狭く信号対雑音
比にすぐれているので通常のドプラ追尾装置は
もとより固定目標や移動目標の統計的性質を調
べるドプラ追尾装置としても望ましい。
(b) 受信した移動目標のドプラ信号の周波数スペ
クトルの広がりを狭めて信号対雑音比を改善す
るためには、これまでマイクロ波の送信源及び
マイクロ波の局部発振器の位相雑音を減らすた
めの怒力がなされてきたが、マイクロ波では水
晶振動子のようにＱの高い部分が存在しないた
め技術的に困難である。本発明は従来方式に比
べてやや電子回路が複雑になるが、マイクロ波
の送信源及び局部発振器の改善に要する重量及
び費用増に比べれば格段に小形軽量及び低価格
である
【図面の簡単な説明】
第１図はドプラ追尾装置の第１従来例を示すブ
ロツク図、第２図はドプラ追尾装置の第２従来例
を示すブロツク図、第３図はドプラ追尾装置の第
３従来例を示すブロツク図、第４図は本発明に係
るドプラ追尾装置の第１実施例を示すブロツク
図、第５図は本発明の第２実施例を示すブロツク
図、第６図は本発明の第３実施例を示すブロツク
図、第７図は本発明の第４実施例を示すブロツク
図である。 受信信号（Xr）、２……電圧制御局部発振器出
力（Xl）、３……周波数弁別器出力、５……第１
中間周波信号（X1）、６……第２中間周波信号
（X2）、７……基準信号発生器出力、８……送信
源出力信号（Xs）、９……電圧制御発振器出力
（Xv）、１０……第２帯域通過ろ波器出力、１１
……第１帯域ろ波器出力、１２……送信機出力
（Xt）、１３……位相検波器出力、３１……受信
アンテナ、３２……第１混合器、３３……第１中
間周波増幅器、３４……第２中間周波増幅器、３
５……周波数弁別器、３６……低域通過ろ波器、
３７……電圧制御局部発振器、３８……基準信号
発生器、３９……位相検波器、４０……第２混合
器、４１……第４混合器、４２……第２帯域通過
ろ波器、４３……第３混合器、４４……第１帯域
通過ろ波器、４５……送信源、４６……電力増幅
器、４７……送信アンテナ、４８……電圧制御発
振器、４９……第２周波数弁別器、５０……第２
低域通過ろ波器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 送信源４５を有する送信機により送信信号の
    電磁波を目標に照射し、その照射された目標から
    の反射波受信信号を電圧制御局部発振器３７の出
    力とともに第１混合器３２において混合して第１
    中間周波信号に変換し、前記送信信号を作成する
    前記送信源４５の出力と電圧制御発振器４８又は
    前記電圧制御局部発振器３７の出力とを第４混合
    器４１において混合し、該第４混合器４１の出力
    を第１のろ波器４２に入力し、前記第４混合器４
    １において前記電圧制御発振器４８が使用された
    ときには前記電圧制御局部発振器３７と前記第１
    のろ波器４２の出力とを、あるいは前記第４混合
    器４１において前記電圧制御局部発振器３７が使
    用されたときには前記電圧制御発振器４８と前記
    第１のろ波器４２の出力とを第３混合器４３で混
    合し、該第３混合器４３の出力を第２のろ波器４
    ４に入力し、該第２のろ波器４４の出力と前記第
    １中間周波信号とを第２混合器４０において混合
    して、前記送信信号及び前記電圧制御局部発振器
    ３７の位相雑音を打ち消している第２中間周波信
    号を作成し、該第２中間周波信号を第１の周波数
    弁別器に加え、該第１の周波数弁別器の出力を前
    記電圧制御局部発振器３７と前記電圧制御発振器
    ４８とに帰還することにより前記受信信号を追尾
    することを特徴とするドプラ追尾装置。 ２ 送信源４５を有する送信機により送信信号の
    電磁波を目標に照射し、その照射された目標から
    の反射波受信信号を電圧制御局部発振器３７の出
    力とともに第１混合器３２において混合して第１
    中間周波信号に変換し、前記送信信号を作成する
    前記送信源４５の出力と電圧制御発振器４８又は
    前記電圧制御局部発振器３７の出力とを第４混合
    器４１において混合し、該第４混合器４１の出力
    を第１のろ波器４２に入力し、前記第４混合器４
    １において前記電圧制御発振器４８が使用された
    ときには前記電圧制御局部発振器３７と前記第１
    のろ波器４２の出力とを、あるいは前記第４混合
    器４１において前記電圧制御局部発振器３７が使
    用されたときには前記電圧制御発振器４８と前記
    第１のろ波器４２の出力とを第３混合器４３で混
    合し、該第３混合器４３の出力を第２のろ波器４
    ４に入力し、該第２のろ波器４４の出力と前記第
    １中間周波信号とを第２混合器４０において混合
    して、前記送信信号及び前記電圧制御局部発振器
    ３７の位相雑音を打ち消している第２中間周波信
    号を作成し、該第２中間周波信号を第１の周波数
    弁別器３５に加え、前記第２のろ波器４４の出力
    の一部を第２の周波数弁別器４９に加え、該第２
    の周波数弁別器出力を前記電圧制御局部発振器３
    ７に負帰還することによつて、前記電圧制御局部
    発振器３７及び前記電圧制御発振器４８の周波数
    変調感度を補正するとともに、前記第１の周波数
    弁別器３５の出力を前記電圧制御局部発振器３７
    と前記電圧制御発振器４８とに帰還することによ
    り前記受信信号を追尾することを特徴とするドプ
    ラ追尾装置。 ３ 送信源４５を有する送信機により送信信号の
    電磁波を目標に照射し、その照射された目標から
    の反射波受信信号を電圧制御局部発振器３７の出
    力とともに第１混合器３２において混合して第１
    中間周波信号に変換し、前記送信信号を作成する
    前記送信源４５の出力と電圧制御発振器４８又は
    前記電圧制御局部発振器３７の出力とを第４混合
    器４１において混合し、該第４混合器４１の出力
    を第１のろ波器４２に入力し、前記第４混合器４
    １において前記電圧制御発振器４８が使用された
    ときには前記電圧制御局部発振器３７と前記第１
    のろ波器４２の出力とを、あるいは前記第４混合
    器４１において前記電圧制御局部発振器３７が使
    用されたときには前記電圧制御発振器４８と前記
    第１のろ波器４２の出力とを第３混合器４３で混
    合し、該第３混合器４３の出力を第２のろ波器４
    ４に入力し、該第２のろ波器４４の出力と前記第
    １中間周波信号とを第２混合器４０において混合
    して、前記送信信号及び前記電圧制御局部発振器
    ３７の位相雑音を打ち消している第２中間周波信
    号を作成し、該第２中間周波信号を第１の周波数
    弁別器３５に加え、該第２のろ波器４４の出力の
    一部と基準信号発生器の出力とを位相検波器で位
    相検波し、位相検波出力を前記電圧制御局部発振
    器３７に負帰還することによつて、前記電圧制御
    局部発振器３７及び前記電圧制御発振器４８の周
    波数変調感度を補正するとともに、前記第１の周
    波数弁別器３５の出力を前記電圧制御局部発振器
    ３７と前記電圧制御発振器４８とに帰還すること
    により前記受信信号を追尾することを特徴とする
    ドプラ追尾装置。
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JPH0755556B2 (ja) * 1991-11-16 1995-06-14 株式会社東京機械製作所 分割版胴を有するｂｂ型印刷機
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