JPS6128108B2

JPS6128108B2 -

Info

Publication number: JPS6128108B2
Application number: JP52149662A
Authority: JP
Inventors: Norio Shimizu
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1977-12-13
Filing date: 1977-12-13
Publication date: 1986-06-28
Also published as: JPS5481792A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はマイクロ波パルスを送受信して、受信
波の振幅検波出力を情報として利用する一般的な
気象レーダ装置において、グランドクラツタを自
動的に除去すると同時に、グランドクラツタと重
畳している気象エコーの強度の定量的測定も可能
とする気象レーダ装置に関する。周知のように、気象レーダはいわゆる気象目標
からの反射信号（以下気象エコーと称する）を検
出し、その平均受信電力より雨量を算出して気象
情報を得るものである。気象レーダは広範囲の気
象目標の分布を即時的に把握できる優れた気象測
器である。しかしその測定出力には多量の情報を
含んでいるので、人手による処理では気象レーダ
情報の十分な活用は困難である。電子計算機によ
る処理は人手を補う有力な手段であるが、次に述
べるグランドクラツタを前もつて除去しなけれ
ば、その効率的な活用は不可能である。すなわち気象レーダの情報には検出を必要とす
る気象エコーと共に、山岳・丘陵・建造物などの
陸地上の固定目標からの反射信号（以下、グラン
ドクラツタと称する）が重畳している場合が多
く、グランドクラツタの存在は通常の気象レーダ
観測および電子計算機による気象レーダ情報処理
の著しい障害となつている。この問題に対応するための従来の方式は次の３
種類に要約できる。 (1) 最も一般的な方法は人手による方法で、レー
ダ観測者が高度の熟練によつて、気象エコーと
グランドクラツタを識別して、気象エコーのみ
のスケツチ図を作成する。この場合、グランド
クラツタと重畳している気象エコーを発見し
て、その強度を定量的に測定するのは非常に困
難な作業である。 (2) 一部分を自動的に行う方式は、晴天時のグラ
ンドクラツタの強度分布を記憶装置に入れてお
き、降雨時の信号から減算するものである。し
かしながらグランドクラツタの強度は、送受信
機の安定度、電波伝播条件および固定目標の表
面の状態の影響を受けて、数時間内に大幅に変
化するので、この方式による気象エコーの定量
的測定は困難である。 (3) 自動的方式は、気象エコーの振幅が送受信ご
とにランダムに変動するのに対して、グランド
クラツタの振幅がほとんど一定であることを利
用してグランドクラツタの存在を検出する。そ
してグランドクラツタが存在すると判断した地
域は測定不可能として、気象エコーの有無に関
係なくレーダ情報を棄却する。この方式の場
合、広範囲にわたつてグランドクラツタが存在
すると、大部分の気象レーダ情報が捨てられて
しまう欠点がある。以上説明したように、グランドクラツタと重畳
した気象エコーの定量的測定を自動的に行う方法
は、従来存在しないといえる。本発明はこの問題を解決するためになされたも
ので、気象エコーとグランドクラツタの振幅変動
の統計的な特性のちがいを利用して、グランドク
ラツタを自動的に除去すると同時に、グランドク
ラツタと重畳している気象エコーの定量的測定も
可能にする気象レーダ装置を提供するものであ
る。以下本発明の原理についてのべる前に、基本的
事項について説明する。レーダの送信パルス幅を
ｗ、電磁波の伝播速度をｃ、空中線から目標まで
の距離をｒ、空中線の水平および垂直ビーム幅を
Θ_h，Θ_eとすると、送信波によつて目標が照射さ
れる体積Ｖ_e（以下目標体積と称する）は次式の
ようになる。Ｖ_e≒πcr²wΘ_hΘ_e／８ …(1) ここにΘ_h，Θ_eの単位はラジアンである。次に、レーダの送信周期をＴとすると、距離
ｒ、空中線の方位角θ_h，仰角θ_eの目標体積にお
ける反射波の振幅Ｘは離散的に観測できて、ｎを
整数とすると、Ｘ（nT）｜ｒ，θ_h，θ_e と表現できるが、簡単のためにＸ（nT）｜ｒ，θ_h，θ_e≡Ｘ（ｔ） …(2) と略記する。以下の時間関数はすべて同様の意味
を持つ。一般に気象目標は(1)式で示した目標体積より十
分に大きい空間に分布している。従つて、目標の
状態が一様とみなせる目標体積に関しては、その
部分からの反射信号の統計的特性は時間的に変化
しないので、定常時系列に属している。さらにエ
ルゴード性を持つので、受信波の振幅Ｘの集合平
均はその時間平均に等しいものとして取扱う。信
号の時刻ｔにおける値Ｘ（ｔ）、それからτ時間
離れた値Ｘ（ｔ＋τ）を２つの変数と考えると、
相関係数ρ（τ）は次のように定義される。ここに｛｝は時間平均を意味する。たとえば (3)式でＸ（ｔ）とＸ（ｔ＋τ）の変動が互いに
独立のときは分子＝０、従つてρ（τ）＝０にな
り、τ時間経過しても信号の振幅が変化しない
（Ｘ（ｔ）＝Ｘ（ｔ＋τ））ときは分子＝分母とな
り、従つてρ（τ）＝１となる。分母は信号の分
散（交流電力）で、ρ（τ）を正規化するもので
ある。信号Ｘ（ｔ）の次元が電圧のとき、その平均
値、自乗平均値、分散は、信号の直流電圧、平均
電力、交流電力とそれぞれ次のように対応でき
る。すなわち(4)，(5)，(6)式より次の関係を有する。平均電力＝（直流電圧）^２＋交流電力＝直流電力＋交流電力 …(7) 従つて平均電力は信号の全電力と同じ意味を持
つている。一般的な気象レーダにおける気象エコ
ーおよびグランドクラツタの相関係数および〔平
均電力／交流電力〕比の実測例を第１表に示す。

【表】第１表にはいろいろな条件下における測定結果
の平均値を示した。相関係数は時間差が１送信周
期Ｔ（3.85ms）および２送信周期2T（7.70ms）
の場合である。２送信周期間の相関係数ρ
（2T）＝ρ（7.70ms）は気象エコーの場合0.0013
である。従つて気象エコーの振幅のランダムな変
動は２送信周期間でほとんど独立になる。それに
対してグランドクラツタは２送信周期間でも非常
に強い相関（0.9897）を持つている。信号の〔平
均電力／交流電力〕比は、気象エコーの場合4.33
（6.37dB）であり、各種条件下においてほぼ一定
値を示した。それに対してグランドクラツタのそ
れは522.5（27.2dB）である。従つて(7)式よりグ
ランドクラツタの全電力の99.81％は直流電力で
ある。以下本発明の具体的説明に入る前に、本発明の
原理について説明する。はじめに気象エコーの振
幅確率密度係数について述べる。空中線から放射
された電磁波によつて気象目標が照射される目標
体積内には、多数の独立に運動する降水粒子が存
在する。気象エコーはそれぞれの降水粒子からの
反射の合成波である。従つてその振幅はマイクロ
波パルスを送受信するごとにランダムに変動す
る。そのような受信波を〔周期数変換−中間周波
増幅−直線検波〕した出力の振幅確率密度関数ｐ
（Ｘ）は次式に示すレイリー分布に従う。この場合、気象エコーの平均電力｛（）｝
^２と交流電力σ^２ _xはＸに関する時間平均｛
（ｔ）｝^２がその集合平均Ｅ〔X²〕に等しいことか
ら、(5)，(8)式より次のようになる。｛（）｝^２＝Ｅ〔X²〕＝ ∫_０ ^∞X²p（Ｘ）dX＝２σ^２ …(9) また(6)式より次の関係を有する。 σ^２ _x＝Ｅ｛Ｘ−Ｅ（Ｘ）｝^２＝２（１−π／４）σ^２ …(10) 従つて(9)，(10)式より次の関係が成立する。気象エコーの平均電力／気象エコーの交流電力＝｛Ｘ（ｔ）｝^２／σ_２ｘ＝１／１−π／４＝4.66（6.68dB） …(11) (11)式はレイリー分布する気象エコーの〔平均電
力／交流電力〕比が一定になることを示してい
る。第１表より、その実測値は4.33（6.37dB）で
あつた。これは(11)式の理論値に非常に近い値であ
る。従つて気象エコーの交流電力が測定できれ
ば、それと比例関係にある平均電力を求めること
ができる。(11)式は気象エコーが単独で存在すると
きの関係であつて、グランドクラツタが重畳して
いるときには少し様子がちがつてくる。次に気象エコーとグランドクラツタが重畳した
ときの確率密度関数についてのべる。重畳波を
〔周波数変換−中間周波増幅−直線検波〕したと
きの出力波形は〔正弦波＋狭帯域ガウス性ランダ
ム信号〕の問題として解析されている。第１表に
示したように、短時間（約10ms）内ではグラン
ドクラツタの振幅Ｇは一定値とみなしてよい。従
つてその波形ｇ（ｔ）は中間周波数では次式で表
わされる。ｇ（ｔ）＝Gsin（ω_iｔ＋ψ） …(12) ψ：伝播による位相遅れ ω_i：２π×中間周波数気象エコーの波形をｘ（ｔ）とすると、グラン
ドクラツタｇ（ｔ）との合成波ｙ（ｔ）は次式の
ようになる。ｙ（ｔ）＝Gsin（ω_iｔ＋ψ）＋ｘ（ｔ）
…（13）合成波ｙ（ｔ）を１つの余弦波の形にまとめる
と、ｙ（ｔ）＝Ｙ（ｔ）cos｛ω_iｔ＋θ（ｔ）｝
…（14）直線検波出力の波形は（14）式のＹ（ｔ）であ
る。Ｙ（ｔ）の確率密度関数ｐ（Ｙ）は次式で与
えられる。ここにI₀（）：０次の第１種変形ベツセル関
数である。（15）式でグランドクラツタが存在し
ないとき（Ｇ＝０）は、気象エコーが単独で存在
する場合の(8)式と一致してレイリー分布となる。
また気象エコーの平均電力｛（）｝^２に比し
てグランドクラツタの電力G²が十分に大きいと
きは、（15）式は次のようになる。従つてこの場合は、分散（交流電力）がσ^２
で、グランドクラツタの振幅Ｇを平均値（直流電
圧）とするガウス分布になる。(9)，（15）式より
比例係数Ｋを次のように定義する。気象エコーの平均電力／直線検波出力の交流電力＝｛Ｘ（ｔ）｝^２／σ_Ｙ ^２＝Ｋ …（17）係数Ｋを計算機シミユレーシヨンによつて求め
た結果を第１図に示す。第１図の横軸は｛
（ｔ）｝^２／G²（気象エコーとグランドクラツタ
の平均電力の比）である。縦軸の係数Ｋは気象エ
コー単独の場合のように一定値（6.68dB）には
ならずに、グランドクラツタの重畳量によつて変
化する。Ｋの値は｛（）｝^２／G²が大のとき
には(11)式のレイリー分布の値（6.68dB）に近づ
く。｛（）｝^２／G²が小のときには（16）式
のガウス分布の値（3.01dB）に漸近する。同様
に(9)，（15）式から求めた直線検波出力の〔平均
電力／交流電力〕比（｛（）｝^２／σ^２ _Y）に
対する係数Ｋ＝｛（）｝^２／σ^２ _Yの変化を第
２図に示す。本発明の原理は直線検波出力の交流電力σ^２ _Y
をフイルタによつて抽出すると同時に一定振幅の
グランドクラツタを除去して、σ^２ _Yに（17）式
で定義した比例係数Ｋを乗算して気象エコーの平
均電力｛（）｝^２を算出するものである。後
述する本発明の実施例は次の３つの方式に基づい
ている。〔方式１〕：第１図に示すように、係数Ｋ＝
｛（）｝^２／σ^２ _Yを正確に求めるためには
｛（）｝^２／G²を知る必要があるが、｛
（ｔ）｝^２／G²を直接計算することは不可能であ
る。しかし、第２図に示した直線検波出力の〔平
均電力／交流電力〕比（｛（）｝^２／σ^２ _Y）
は容易に算出できる。従つて｛（）｝^２σ^２ _Y
から第２図のような関係を有する係数Ｋを求め
て、直線検波出力の交流電力σ_Y ^２に乗算すれ
ば、気象エコーの平均電力｛（）｝^２を正確
に測定できる。〔方式２〕：｛（）｝^２／σ_Y ^２を全く知ら
なくても、第２図における係数Ｋの中間の値K₁
＝4.85dBを用いれば、｛（）｝^２の測定誤差
は±1.8dB以内におさまる。もともと強いグラン
ドクラツタの現われる地域では気象エコー強度か
ら推定される降雨強度の信頼性が低いことはよく
知られている。しかしグランドクラツタと重畳し
ている気象エコーの存在を発見することは重要な
情報である。また従来の気象レーダのエコー強度
測定精度はグランドクラツタの存在しない地域で
±3dB程度で、グランドクラツタの存在する地域
では一般に気象エコーの発見が困難であり、エコ
ーを発見できたとしてもその強度の測定誤差は大
幅に増加する。従つて実用的な見地から考えた場
合、グランドクラツタの重畳量に無関係に、気象エコーの平均電力｛Ｘ（ｔ）｝^２／直線検波出力
の交流電力σ^２ _Ｙ ≒K₁＝4.85dB（3.05） …（18）としてもさしつかえない。この方式は〔方式１〕
に比して装置の構成が容易であり実用性が高い。〔方式３〕：上記の〔方式１〕、〔方式２〕では
グランドクラツタの有無に無関係に直線検波出力
の交流電力σ_Y ^２から気象エコーの平均電力｛
（ｔ）｝^２を算出するものであるが、〔方式３〕で
はグランドクラツタの有無を判別して、グランド
クラツタの存在しない地域では従来と同様に直線
検波出力の自乗平均値｛（）｝^２を気象エコ
ーの平均電力として出力して、グランドクラツタ
の存在する地域では〔方式１〕または〔方式２〕
の方法によつて直線検波出力の交流電力σ^２ _Yか
ら気象エコーの平均電力｛（）｝^２を算出す
る。グランドクラツタの有無は直線検波出力の
〔平均電力／交流電力〕比（｛（）｝^２／σ^２
_Y）の大小により判断する。たとえば第２図より
｛（）｝^２／σ_Y ^２≦8dBのときはグランドク
ラツタが存在しないと判断して｛（）｝^２を
選択し、｛（）｝^２／σ_Y ^２＞8dBのときはグ
ランドクラツタが存在すると判断して〔方式１〕
または〔方式２〕の方法による出力を選択して気
象エコーの平均電力を求める。〔方式３〕において、グランドクラツタが存在
すると判断した地域で〔方式２〕の出力を選択す
る場合の測定誤差は、第２図より｛（）｝
^２／σ_Y ^２＝8dBのとき｛（）｝^２／σ_Y ^２≒
5dBだから、 K₂≒５＋３／２≒4dB（2.52） …（19）を（18）式のK₁のかわりに採用すれば、σ_Y ^２か
ら｛（）｝^２を算出する誤差は±1dB以下に
低減される。〔方式３〕において、グランドクラツタが存在
しないと判断した地域の測定誤差について説明す
る。もともとグランドクラツタの存在しない地域
では従来と同一の出力｛（）｝^２を選択して
いるので、その部分では信頼性の高い測定ができ
る。しかしグランドクラツタが存在する地域では
誤差が発生する。たとえば｛（）｝^２／σ_Y ^２
≦8dB（｛（）｝^２／G²≧−2dBに相当する）
のときグランドクラツタが存在しないと判断して
いる場合は、気象エコーの平均電力｛（）｝
^２の測定に対して最大−2dBの誤差が発生する場
合がある。以下図面により詳細に説明する。はじめに交流
電力検出回路について述べる。第３図は交流電力
検出回路の系統図である。第３図で１は交流成分
検出器、２は自乗回路、３は平均化回路、４は乗
算器、５は係数設定回路である。交流成分検出器
１はパルスレーダの直線検波出力Ｙ（ｔ）から交
流成分を検出するフイルタで、周知のコヒレント
レーダ用MTI（Moving Target Indication）フ
イルタと同様のはたらきをする。交流成分検出器
１の最も簡単な構成例を第４図に示す。第４図で
６は遅延線、７は減算器で、周知のMTI用単一
消去器と同様のものである。遅延線６はパルスレ
ーダの送信周期Ｔのｎ倍の遅延時間を有する（ｎ
＝１，２，３…）。この場合に、交流成分検出器
１の入力をＹ（ｔ）、Ｙ（ｔ）の交流電力をσ_Y
^２、Ｙ（ｔ）のｎ送信周期間の相関係数をρ_Y
（nT）、そして交流成分検出器１の出力をＶ
（ｔ）、Ｖ（ｔ）の交流電力をσ_V ^２とすると、（）＝（）−（−）＝（）−（−）＝０…（20）すなわち交流成分検出器１で入力Ｙ（ｔ）の直
流電力が除去される。従つて σ_V ^２＝｛（）｝^２− （）＝｛（）｝^２ …（21）｛（）｝^２＝｛（）−（−）｝^２＝｛（）｝^２−２（）（−）＋｛（−）｝^２＝２｛（）｝^２−２（） −２σ_Y ^２ρ_Y（nT）＝２σ_Y ^２｛１−ρ_Y（nT）｝ …（22）（22）式より検波出力の交流電力σ_Y ^２は次式
のような関係を有する。 σ_Y ^２＝｛（）｝^２／〔２｛１−ρ_Y （nT）｝〕＝α｛（）｝^２ …（23）ここにｎが定まるとαは定数であり、従つて
（17），（23）式より気象エコーの平均電力｛
（ｔ）｝^２は、｛（）｝^２＝Ｋσ_Y ^２＝Ｋ／２｛１−ρ_Ｙ（ｎＴ）｝｛（）｝^２＝αＫ｛（）｝^２ …（24）上記のような原理により、第３図において自乗
回路２は交流成分検出器１の出力Ｖ（ｔ）を自乗
して｛Ｖ（ｔ）｝^２を出力する。平均化回路３は
自乗回路２の出力｛Ｖ（ｔ）｝^２を平均化して
｛（）｝^２を出力する。乗算器４は（24）式に
従つて平均化回路３の出力｛（）｝^２に係数
αＫを乗算して気象エコーの平均電力｛
（ｔ）｝^２を出力する。第１表に示した一般的な気象レーダにおける信
号の特性の実測例を各式に代入してみる。遅延線
６の遅延時間＝2Tとすると、第１表より気象エ
コーの２送信周期間の相関係数ρ（2T）＝0.0013
だから、（24）式に代入すると、気象エコーの平
均電力｛（）｝^２は、｛（）｝^２＝Ｋ｛Ｖ（ｔ）｝^２／２×０．９９８７ ≒Ｋ／２｛（）｝^２ …（25）Ｋは（17）式で定義した係数で、前記の〔方式
１〕によつて求めた値または（18）式のK₁、
（19）式のK₂などを用いる。第１表より、グラン
ドクラツタの全電力を１とした場合にその交流電
力は1/522.5、２送信周期間の相関係数ρ（2T）
＝0.9897である。従つて（22）式でσ_Y ^２＝1/52
２．５，ρ_Y（2T）＝0.9897とすると、｛（）｝^２＝1/25364（−44.0dB）
…（26）となり、第３図の平均化回路３の出力においてグ
ランドクラツタの電力は1/25364（−44.0dB）に
なり、グランドクラツタは良好に抑圧される。以
下、各実施例について説明する。第５図に本発明の一実施例を示す。これは前記
の〔方式１〕に従う場合である。第５図で１は送
信機、２は送受切換器、３は空中線、４は局部発
振器、５はミクサ、６は対数増幅検波器、７は逆
対数変換器、８は交流成分検出器、９は自乗回
路、１０は平均化回路、１１は乗算器、１２は乗
数設定回路、１３は乗算器、１４は自乗回路、１
５は平均化回路、１６は除算器、１７は係数発生
回路、１８は対数変換器である。１〜６は一般的な気象レーダ送受信機の構成で
ある。対数増幅検波器６は振幅検波出力が中間周
波入力の対数に比例するもので、非常に広範囲の
振幅を持つ気象エコーを飽和することなく増幅し
てその強度を測定するために採用されている。７〜１８は本発明の効果を得るための構成例で
ある。逆対数変換器７は対数増幅検波器６の出力
を直線比例出力Ｙ（ｔ）に変換するもので、逆対
数変換器７の出力信号Ｙ（ｔ）は（15）式のよう
な確率密度関数ｐ（Ｙ）を有する。逆対数変換器
７はアナログ的には対数ダイオードなどを利用し
て、デジタル的には読み出し専用メモリにより容
易に実現できる。交流成分検出器８は逆対数変換
器７の出力Ｙ（ｔ）から交流成分Ｖ（ｔ）を検出
するもので、検出器８の最も簡単な構成例を第４
図に示す。その動作原理については既に説明し
た。検出器８は周知のMTI用消去器の中から適
当な特性のものを選択してもよく、容易に構成で
きる。自乗回路９は交流成分検出器８の出力Ｖ
（ｔ）を自乗した値｛Ｖ（ｔ）｝^２を出力するもの
で、アナログ的にもデジタル的にも乗算器により
容易に構成できる。平均化回路１０は自乗回路９
の出力｛Ｖ（ｔ）｝^２を平均化して（22）式の
｛（）｝^２を出力するもので、距離方向平均化
には低域波器を、方位方向平均化にはビデオ積
分器の一方または両方により構成する。平均化の
区間は気象目標が一様な特性を持つている範囲内
で行う。たとえば〔距離方向１Km×方位方向２
度〕の区間である。乗算器１１は平均化回路１０
の出力｛（）｝^２に、（23）式で定義した乗数
αを乗算してα｛（）｝^２＝σ_Y ^２を出力す
る。乗数αは乗数設定回路１４で設定する。乗算
器１３は乗算器１１の出力σ_Y ^２に係数発生回路
１７の出力Ｋ＝｛（）｝^２／σ_Y ^２を乗算して
｛（）｝^２を出力する。｛（）｝^２は(9)式に
示すように気象エコーの平均電力で、測定の対象
である。他方において自乗回路１４を逆対数変換器７の
出力Ｙ（ｔ）を自乗した値｛Ｙ（ｔ）｝^２を出力
する。平均化回路１５は自乗回路１４の出力｛Ｙ
（ｔ）｝^２を平均化した｛（）｝^２を出力す
る。平均化回路１５の構成および平均化区間は平
均化回路１０と同様である。除算器１６は平均化
回路１５の出力｛（）｝^２を乗算器１１の出
力σ_Y ^２で除算して｛（）｝^２／σ_Y ^２を出力
する。係数発生回路１７は除算器１６の出力｛
（ｔ）｝^２／σ_Y ^２から第２図のような関係を有す
る係数Ｋ＝｛（）｝^２／σ_Y ^２を発生する。係
数Ｋについては（17）式で定義している。係数発生回路１７はアナログ的には演算増幅器
などにより、デジタル的には読み出し専用メモリ
により容易に実現できる。対数変換器１８は乗算
器１３の出力｛（）｝^２を従来の気象レーダ
と同様の対数比例出力に変換するもので、変換器
１８の出力は従来と同一のPPIスコープまたはＡ
スコープ指示器に接続できる。対数変換器１８は
アナログ的には対数ダイオードなどにより、デジ
タル的には読み出し専用メモリにより容易に実現
できる。直線比例出力が必要なときは対数変換器
１８は不要である。第５図において、対数増幅検波器６の代わりに
直線増幅検波器を用いた場合は逆対数変換器７は
不要となる。また乗算器１１は省略することもで
きる。その場合は平均化回路１０の出力｛
（ｔ）｝^２＝σ_Y ^２／αを除算器１６の除数として
供給し、除算器１６の出力α｛（）｝^２／σ_Y
^２に対して係数発生回路１７で係数αＫ＝α｛
（ｔ）｝^２／σ_Y ^２を発生すればよい。前記の〔方式２〕に従う場合は第５図の自乗回
路１４、平均化回路１５、除算器１６を使用しな
いで、（18）式で定義した一定の係数K₁を係数発
生回路１７で設定すればよい。第５図の実施例における各部の演算は気象レー
ダの送信パルス幅と同程度の時間（数μｓ）内に
おこなう必要があるが、高速の乗算器、除算器は
高価格なので、乗算器１１，１３、除算器１６の
代わりに加算器および減算器を使用した実施例を
第６図に示した。第６図で、１９は対数変換器、２０は加算器、
２１は加数設定回路、２２は対数変換器、２３は
減算器、２４は係数発生回路、２５は加算器であ
る。対数変換器１９には第５図の平均化回路１０
の出力｛（）｝^２が入力してlog｛（）｝
^２が出力される。加算器２０は対数変換器１９の
出力log｛（）｝^２と加数設定回路２１で設定
した加数logαの加算をおこなつて、logα＋log
｛（）｝^２＝log〔α｛（）｝^２〕＝logσ_Y
^２を出力する。他方において、対数変換器２２に
は第５図の平均化回路１５の出力｛（）｝^２
が入力してlog｛（）｝^２が出力される。減算
器２３は対数変換器２２の出力log｛（）｝^２
から加算器２０の出力logσ_Y ^２を減算してlog
〔｛（）｝^２／σ_Y ^２〕を出力する。係数発生回
路２４は減算器２３の出力log〔｛（）｝^２／
σ_Y ^２から第２図に従つて係数logK＝log〔｛
（ｔ）｝^２／σ_Y ^２〕を発生する。加算器２５は加
算器２０の出力logσ_Y ^２と係数発生回路２４の出
力logK＝log〔｛（）｝^２／σ_Y ^２〕を加算して
気象エコーの平均電力の対数log｛（）｝^２を
出力する。対数変換器１９，２２は対数変換器１
８と同様に構成される。係数発生回路２４は係数
発生回路１７と同様に構成される。第６図において、加算器２０は省略することも
できる。その場合は対数変換器１９の出力log
｛（）｝^２＝log｛σ_Y ^２／α｝を減算器２３の
減数として供給し、減算器２３の出力log〔α
｛（）｝^２／σ_Y ^２〕に対して係数発生回路２
４で係数logαＫ＝log〔α｛（）｝^２／σ_Y
^２〕を発生すればよい。前記の〔方式２〕に従う
場合は第５図の自乗回路１４、平均化回路１５お
よび第６図の対数変換器２２、減算器２３を使用
しないで、（18）式で定義した一定の係数logK₁を
係数発生回路１７または２４で設定すればよい。
第５図の乗数設定回路１２で設定する乗数α、係
数発生回路１７で発生する係数Ｋ，K₁，K₂およ
び第６図の加数設定回路２１で設定する加数log
α、係数発生回路２４で発生する係数logK，
logK₁，logK₂は、原理のところで説明した理論値
にかかわらずに実験的に求めた適当な値を採用し
てもよい。〔方式２〕に従つた最も構成が容易で実用的な
実施例を第７図に示す。これは第５図の自乗回路
９、乗算器１１、乗算器１３、自乗回路１４、除
算器１６などを使用しない構成である。第７図
で、２９は絶対値発生回路、３０は平均化回路、
３１は対数変換器、３２は加算器、３３は加数設
定回路、３４は加算器、３５は加算器、３６は加
数設定回路である。絶対値発生回路２９には、第
５図の交流成分検出回路８の出力Ｖ（ｔ）が入力
して、その絶対値｜Ｖ（ｔ）｜が出力される。絶
対値発生回路２９の出力｜Ｖ（ｔ）｜の確率密度
関数ｐ（｜Ｖ｜）は次のようなガウス形関数で近
似できる。ここに、σ_Y ^２：直線検波出力の交流電力従つて（27）式より平均化回路３０の出力｜
（ｔ）｜は次のような関係を有する。対数変換器３１は平均化回路３０の出力｜
（ｔ）｜を対数変換してlog｜（）｜を出力す
る。加算器３２は対数変換器３１の出力log｜
（ｔ）｜を２倍にして2log｜（）｜＝log｜
（ｔ）｜を出力する。加算器３３では（29）式に
従つて、加算器３２の出力log｜（）｜に加
数設定回路３４で設定した加数logβを加算して
log｜（）｜＋logβ＝log｛β｜（）
｜｝＝logσ_Y ^２を出力する。加算器３５では
（18）式で定義した係数logK₁≒log〔｛（）｝
^２／σ_Y ^２〕を加算器３３の出力logσ_Y ^２に加算
して、気象エコーの平均電力の対数＝log｛
（ｔ）｝^２を出力する。加数設定回路３６は加数
logK₁を設定する。第７図で、絶対値発生回路２９はアナログ的に
は両波整流回路で、デジタル的には加算器と
Exclusive−orゲートの組み合せによつて容易に
実現できる。また半波整流回路などによつて単極
性化しても同様の効果を得る。平均化回路３０は
第５図の平均化回路１０と同様に構成する。対数
変換器３１は第５図の対数変換器１８と同様に構
成する。第７図の実施例において、加数設定回路
３４の設定値logβ、加数設定回路３６の設定値
logK₁は（18），（29）で定義した理論値にかかわ
らずに、実験的に求めた最適値を設定してもよ
い。また加算器３３と３５は１つの加算器で代用
して、加算器３２の出力log｜（）｜に加数
logβK₁を加算するようにしてもよい。前記の〔方式３〕に従う実施例を第８図に示
す。第８図で、３７は比較器、３８は比較値設定
回路、３９は信号選択器、４０は対数変換器であ
る。比較器３７は第５図の除算器１６の出力｛
（ｔ）｝^２／σ_Y ^２（検波出力の自乗平均値／交流
電力）を比較値設定回路３８で設定した比較値Ｃ
と比較して、｛（）｝^２／σ_Y ^２≦Ｃのときは
グランドクラツタが存在しないと判断して、信号
選択器３９が第５図に示した平均化回路１５の出
力｛（）｝^２（直線検波出力の自乗平均値）
を選択するように信号選択器３９を制御する。
｛（）｝^２／σ_Y ^２＞Ｃのときはグランドクラ
ツタが存在すると判断して、信号選択器３９が第
５図に示す乗算器１３の出力｛（）｝^２（気
象エコーの平均電力の計算値）を選択するように
選択器３９を制御する。比較値設定回路３８の設
定値Ｃは、たとえば6.31（8dB）を用いる。対数
変換器４０は信号選択器３９によつて選択された
信号を対数変換して出力する。対数変換器４０は
第５図の対数変換器１８と同様に構成する。直線
比例出力が必要なときは対数変換器４０は不要で
ある。第５図の乗算器１１，１３、除算器１６などを
省略するために対数変換したのちに演算する実施
例については、第６図により説明したが、第９図
はその場合の〔方式３〕に従う実施例の全系統図
である。第９図で、４１は比較器、４２は比較値
設定回路、４３は信号選択器である。比較器４１
は減算器２３の出力log〔｛（）｝^２／σ_Y ^２〕
を比較値設定回路４２で設定した比較値logCと
比較して、log〔｛（）｝^２／σ_Y ^２〕≦logCの
ときはグランドクラツタが存在しないと判断し
て、信号選択器４３が対数変換器２２の出力log
｛（）｝^２を選択するように選択器４３を制御
する。log〔｛（）｝^２／σ_Y ^２〕＞logCのとき
はグランドクラツタが存在すると判断して、信号
選択器４３が加算器２５または第７図に示した加
算器３５の出力log｛（）｝^２を選択するよう
に選択器４３を制御する。第８図の比較値設定回
路３８で設定する比較値Ｃおよび比較値設定回路
４２で設定する比較値logCは、〔方式３〕で説明
した値にかかわらずに実験的に求めた最適値を採
用してもよい。以上説明したように、本発明は気象エコーとグ
ランドクラツタの統計的特性の相違を利用して、
送信周期の整数倍の時間（数ms）内に自動的に
グランドクラツタの除去と気象エコーの平均受信
電力の検出を高精度におこなえるので、検出結果
は従来と同一のPPIスコープ、RHIスコープおよ
びＡスコープ上に実時間表示することが可能であ
り、そのための装置は容易に構成できて、小形低
価格、高信頼性であり、電子計算機による気象レ
ーダの情報処理を可能にして、気象レーダの予
報、防災業務への効率的利用をすすめる利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は本発明の原理を説明するため
の図、第３図は本発明の基本的構成を示す系統
図、第４図は交流成分検出器１または８の構成例
を示す系統図、第５図、第６図、第７図、第８
図、第９図は本発明の実施例を示す系統図であ
る。８……交流成分検出器、９，１４……自乗回
路、１０，１５……平均化回路、１１，１３……
乗算器、１２……乗数設定回路、１６……除算
器、１７……係数発生回路、３７……比較器、３
８……比較値設定回路、３９……信号選択器。

Claims

【特許請求の範囲】１気象用パルスレーダにおいて、受信波の包絡
線に比例した出力（直線検波出力）より交流成分
を検出してその自乗平均値を求める回路と、該自
乗平均値に気象エコーの平均電力を求めるための
定数を乗じて第１の出力とする回路と、前記直線
検波出力の自乗平均値を前記第１の出力で除して
第２の出力とする回路と、該第２の出力に対応し
て気象エコーの平均電力と直線検波出力の交流電
力との比Ｋを発生する回路と、該比Ｋと前記第１
の出力とを乗ずる回路とを備え、気象エコーの平
均電力を検出することを特徴とする気象レーダ装
置。２受信波の直線検波出力より検出した交流成分
の自乗平均値を対数変換する回路と、該対数変換
した自乗平均値に気象エコーの平均電力を求める
ための乗数の対数値を加算して第１の出力とする
回路と、前記直線検波出力の自乗平均値を対数変
換した値より前記第１の出力を減じて第２の出力
とする回路と、該第２の出力に対応して気象エコ
ーの平均電力と直線検波出力の交流電力との比Ｋ
の対数logKを発生する回路と、該logKと前記第
１の出力とを加算する回路とを備え、気象エコー
の平均電力の対数値を検出することを特徴とする
気象レーダ装置。３気象用パルスレーダにおいて、受信波の包絡
線に比例した出力（直線検波出力）より交流成分
を検出してその自乗平均値を求める回路と、該自
乗平均値に気象エコーの平均電力を求めるための
定数を乗じて第１の出力とする回路と、前記直線
検波出力の自乗平均値を前記第１の出力で除して
第２の出力とする回路と、該第２の出力に対応し
て気象エコーの平均電力と直線検波出力の交流電
力との比Ｋを発生する回路と、該比Ｋと前記第１
の出力を乗ずることにより気象エコーの平均電力
を検出する回路とを備え、前記第２の出力が一定
値Ｃ以下のときは前記直線検波出力の自乗平均
を、前記第１の出力が一定値Ｃを超えるときは前
記平均電力を選択することを特徴とする気象レー
ダ装置。４受信波の直線検波出力より検出した交流成分
の自乗平均値を対数変換する回路と、該対数変換
した自乗平均値に気象エコーの平均電力を求める
ための乗数の対数値を加算して第１の出力とする
回路と、前記直線検波出力の自乗平均値を対数変
換した値より前記第１の出力を減じて第２の出力
とする回路と、該第２の出力に対応して気象エコ
ーの平均電力と直線検波出力の交流電力との比Ｋ
の対数logKを発生する回路と、該logKと前記第
１の出力とを加算することにより気象エコーの平
均電力の対数値を検出する回路とを備え、前記第
２の出力が一定値以下のときは前記直線検波出力
の自乗平均値を対数変換した出力を、前記第２の
出力が一定値を超えるときは前記平均電力の対数
値を選択することを特徴とする気象レーダ装置。５気象用パルスレーダにおいて、受信波の包絡
線に比例した出力（直線検波出力）より交流成分
を検出してその自乗平均値を求める回路と、該自
乗平均値に気象エコーの平均電力を求めるための
定数を乗じ、該乗算値に気象エコーの平均電力と
直線検波出力の交流電力との一定比を乗じて気象
エコーの平均電力を検出する回路と、他方前記直
線検波出力を自乗平均する回路と、該自乗平均値
を前記の乗算値で除算する回路とを備え、該除算
値が一定値以下のときは前記直線検波出力の自乗
平均値を、該除算値が一定値を超えるときは前記
平均電力を選択することを特徴とする気象レーダ
装置。