JPS6125307A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPS6125307A JPS6125307A JP14556184A JP14556184A JPS6125307A JP S6125307 A JPS6125307 A JP S6125307A JP 14556184 A JP14556184 A JP 14556184A JP 14556184 A JP14556184 A JP 14556184A JP S6125307 A JPS6125307 A JP S6125307A
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- JP
- Japan
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- transistor
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- emitter
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 21
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 21
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明はトランジスタを複数個接続して高利得を得る
増幅回路に関する。
増幅回路に関する。
この種の増幅回路として、従来第1図に示すようなダー
リントン回路が知られている。この回路は、2つのトラ
ンジスタ1および2のコレクタを共通接続し、トランジ
スタ1のエミッタをトランジスタ2のベースに接続する
ことによって、端子3.4.5をそれぞれコレクタ、ベ
ース、エミッタとする1つの合成NPN )ランジス
タを構成していて、トランジスタi2の電流増幅率をそ
れぞれIIFEl、 h FE! とすると、該合成ト
ランジスタの電流増幅率A c +は Ac+= htezchyl:+ + 1 ) +
hrit#11.。・hrt+ ・・・m・・・・,
(1)となり、もし、hrt+ ” hreZ ””
hFE が成り立てば、 A c+ #h re
” ”’−’−”−””””−’−”−・・−m−−・
−(2)となる。 ところが、この回路においてはトランジスタ1のベース
・エミッタとトランジスタ2のベース・エミッタが直列
になっているので、端子4.5間の電位差はトランジス
タのベース・エミッタ間順方向電圧降下2個(■。1
+v11!2)となり、回、路を低電圧で動作させよう
とする時は、その最低値が前記ベース・エミッタ間順方
向電圧降下2個分に制限されると云う欠点があった。 特に、この回路を第2図に示すような電圧レギュレータ
に使用した場合には大きな不都合が生ずる。このレギユ
レータは、トランジスタ1.2をパストランジスタとし
て用い、負荷101の印加電圧を分圧回路102により
とり出し、これを基準電圧103と、誤差増幅器104
にて比較し、その出力により上記トランジスタを制御す
ることによって負Wi102に一定のレギュレート電圧
を供給するものである。ここで端子5に現れるレギュレ
ート電圧V、と端子3に入力される入力電圧V、との電
位差は1回路のパイ吸ス電流を供給している抵抗素子6
の両端の電圧降下をV、とすると、V+ ・Vt ・V
mt+ + Vsvx + Va・・(3)となり、該
電圧レギュレータの入出力差(v+−Vo)は、■、を
非常に小さくしたとしてもヘース・エミッタ間順方向電
圧降下2個分(■□、+y□υ以下にはならない、この
ことは、トランジスタ2における電力損失を小さくでき
ないと云うことと、特定のレギュレート電圧■。に対し
て入力電圧V。 の最低値を低くできないと云うことを意味している。
リントン回路が知られている。この回路は、2つのトラ
ンジスタ1および2のコレクタを共通接続し、トランジ
スタ1のエミッタをトランジスタ2のベースに接続する
ことによって、端子3.4.5をそれぞれコレクタ、ベ
ース、エミッタとする1つの合成NPN )ランジス
タを構成していて、トランジスタi2の電流増幅率をそ
れぞれIIFEl、 h FE! とすると、該合成ト
ランジスタの電流増幅率A c +は Ac+= htezchyl:+ + 1 ) +
hrit#11.。・hrt+ ・・・m・・・・,
(1)となり、もし、hrt+ ” hreZ ””
hFE が成り立てば、 A c+ #h re
” ”’−’−”−””””−’−”−・・−m−−・
−(2)となる。 ところが、この回路においてはトランジスタ1のベース
・エミッタとトランジスタ2のベース・エミッタが直列
になっているので、端子4.5間の電位差はトランジス
タのベース・エミッタ間順方向電圧降下2個(■。1
+v11!2)となり、回、路を低電圧で動作させよう
とする時は、その最低値が前記ベース・エミッタ間順方
向電圧降下2個分に制限されると云う欠点があった。 特に、この回路を第2図に示すような電圧レギュレータ
に使用した場合には大きな不都合が生ずる。このレギユ
レータは、トランジスタ1.2をパストランジスタとし
て用い、負荷101の印加電圧を分圧回路102により
とり出し、これを基準電圧103と、誤差増幅器104
にて比較し、その出力により上記トランジスタを制御す
ることによって負Wi102に一定のレギュレート電圧
を供給するものである。ここで端子5に現れるレギュレ
ート電圧V、と端子3に入力される入力電圧V、との電
位差は1回路のパイ吸ス電流を供給している抵抗素子6
の両端の電圧降下をV、とすると、V+ ・Vt ・V
mt+ + Vsvx + Va・・(3)となり、該
電圧レギュレータの入出力差(v+−Vo)は、■、を
非常に小さくしたとしてもヘース・エミッタ間順方向電
圧降下2個分(■□、+y□υ以下にはならない、この
ことは、トランジスタ2における電力損失を小さくでき
ないと云うことと、特定のレギュレート電圧■。に対し
て入力電圧V。 の最低値を低くできないと云うことを意味している。
この発明は、入力段トランジスタと出力段トランジスタ
に加えてさらに出力電流を制御できる電流源を用いる。 そして入力段トランジスタのコレクタ電流とある関係を
もつ電流を前記電流源において発生させ、これを出力段
トランジスタのベースに供給する。
に加えてさらに出力電流を制御できる電流源を用いる。 そして入力段トランジスタのコレクタ電流とある関係を
もつ電流を前記電流源において発生させ、これを出力段
トランジスタのベースに供給する。
第3図はこの発明の実施例を示すもので電流源を2つの
エミッタ面積が等しいPNP トランジスタ7.8に
よるカレントミラーで構成し、トランジスタのコレクタ
に入力段トランジスタであるPNPトランジスタ9のコ
レクタを接続し、該トランジスタ8のコレクタに出力段
トランジスタであるPNP トランジスタ10のベース
を接続し、トランジスタ7.8のエミッタとトランジス
タlOのコレクタを接続し、トランジスタ9のエミッタ
とトランジスタ10のエミッタを接続することによって
、トランジスタ10のコレクタ端子11ならびにエミッ
タ端子13がそれぞれ出力端子を、そしてトランジスタ
9のベース端子12が入力端子を構成するようにしてい
る。 このような構成において、トランジスタ9.10の電流
増幅率をh rt*+ h FE+。とじ、端子11に
流入する電流を■6、端子12に流入する電流をI、と
し、電流増幅率Ac2−1 c / I mを求めると
、トランジスタ7と8で構成するカレントミラーの電流
比はほぼ1:1であるから、 I富 ” l’Diq(hyz+*+2)崎h□、・h、え、
。−・−(4)となる、よって、電流増幅率は従来のダ
ーリントン回路の増幅率であるl (2)式のACIと
同一となる。 次に、トランジスタが飽和領域に入つた時のトランジス
タ10の飽和電圧VCE□。は、トランジスタ10のベ
ース・エミッタ間順方向電圧をVSX+1トランジスタ
8の飽和電圧を■、。、とすれば、V C!! 10
= V me+ o + V ctss ・=・・(
6)となる、一方■。□。は、トランジスタ7のベース
・エミッタ間順方向電圧をVszv、)ランジスタ9の
飽和電圧をvcxsqとすれば、Vctsvo ・Vm
tq + Vctsv ・・・(7)とも表せるから
、実際のV C! II @は6式と7式のどちらか高
い方の値になる。従って、トランジスタ10の飽和電圧
は従来のダーリントン回路の飽和電圧とほぼ同等となる
。 この合成トランジスタを駆動させるためのベースバイア
ス電圧は、トランジスタ9のベース・エミッタ間順方向
電圧降下VIE9そのものであるから、ダーリントン回
路に比ベベース・エミッタ問順方向電圧降下1個分だけ
低くできる。よって、本発明の増幅回路を用いると、従
来のダーリントン回路を用いた場合に比べ、動作電圧と
してベース・エミッタ間順方向電圧降下1個分低い電圧
を使用できるので、低電圧動作型回路に適する。しかも
、その場合電流増幅率および飽和電圧は従来のダーリン
トン回路と同様である。 第4図は、第3図の回路を電圧レギュレータの出力を供
給するパストランジスタとして使用した場合の応用例で
ある。第4図において端子13に現われるレギュレート
電圧■。と端子11に入力される入力電圧■1との電位
差は、回路のバイアス電流を供給している抵抗素子14
の両端の電圧降下を■1、トランジスタ9のベース・エ
ミッタ間順方向電圧降下を■1.とすれば、 V + ・V o ・V saw + V Ia ・・
・(8)となり、■、を小さくしていけば、該電圧レギ
ュレータの入出力差(V、−V。)を6式あるいは7式
で示すような(ベース・エミッタ間順方向電圧降下+飽
和電圧)の程度まで下げることができる。 これを従来のダーリントン回路を使用した第2図に示す
電圧レギュレータと比較した場合、3式と8式より明ら
かなように、入出力差(v+−V*)をベース・エミッ
タ間順方向電圧降下1個分小さくすることができる。そ
れにより電圧レギュレータの入出力差による電力損失を
低減でき、特定のレギュレート電圧v0に対して入力電
圧■、の最低値を低くできる電圧レギュレータを構成で
きる。 第5図はこの発明の別の実施例を示すもので、第3図の
ものと相異する点は電流源を構成するエミッタ面積の等
しいPNP )ランジスタフと8をエミツタ面積比が
1:nであるPNP )ランジスタ15と16に置き
換えた点で、これにより、もしhrt* ” hFl!
l1l−hrt が成り立っていれば、この回路の電
流増幅率Ac5−It/IsはAc3− hyt (n
hyl+n + 1) # n hrz” −”−(
9)となり、第2図のものの電流増幅率A−の約0倍に
することができる。 第6図はこの発明のさらに他の実施例を示すもので、第
3図のものと相異する点は電流源を構成するエミッタ面
積の等しいPNP )ランジスタフと8のエミッタに
直列にそれぞれ抵抗17と18を接続した点で、トラン
ジスタ7と8のコレクタ電流をそれぞれIct+Ice
とし、抵抗17と18の抵抗値をR+?+L、とすれば
、周知の通り次式が成り立つ。 Ic、R+s R+alcy Ic+(■、:サ
ーマルボルテージ) よって、第5図と第6図を比較すると明らかなように(
10)式の■、。/Icqは(9)式におけるnに相当
し、I c a / I c q = n・・・・・(
11)と表現できるから、この場合の電流増幅率AC4
−夏、/■、はA(3と等しくなる。 A 、 、 z A 、、 ・・・・・・・・・・・
・(12)従って、第6図の回路を用いれば、第3図の
電流増幅率Ac1に対してエミッタ面積をn倍にするこ
となく、2つの抵抗を接続しただけで電流増幅率A(4
をn倍にすることができる。第7図の実施例は第3図の
それと、電流源を構成するエミッタ面積の等しいPNP
トランジスタ7.8をPNP トランジスタ19
に置き換えた点で相異する。 PNP )ランジスタ1
9の電流増幅率をhyc+*とし、hrt9”hFE+
。−hF! が成り立っているとすれば、第7図の回
路の電流増幅率Ac5= I c / I mは
Aca #h yz+9 ・ h FE” ・・・(
13)となり、第2図の回路の電流増幅率Actのhr
z+w倍と言う高利得にすることができる。 第8図は、第7図とPNP )ランジスタ19のベー
ス・エミッタ間に並列に抵抗20を接続した点で異なり
、抵抗20の値をRi・、トランジスタ19のベース・
エミッタ間順方向電圧降下をV、口9とし、hF!?”
hFE+。−h□が成り立っているとすれば、この回路
の電流増幅率Ach−1c/Imは・・・(14) となり、第2図の回路の電流増幅率ACXのh yt
I mv ° Rx。 できる、しかも、第7図の回路の電流増幅率が高過ぎて
使用しにくいような応用においては、抵抗20を接続す
ることによって(14)式に示すように適当に電流増幅
率を下げて使うことができるという利点がある。 以上の第5図〜第8図の実施例におけるトランジスタl
Oの飽和電圧V C! X目は、第6図のものを除き、
回路図から明らかなように第3図のものとまったく同等
である。第6図のものは、第3図のものより抵抗1日の
両端のわずかな電圧降下分V。 たけ大きくなる。次に、端子12と13の間にかかる動
作電圧は■、、であるから、第3図のものとまった(同
等である。 【発明の効果] この発明によれば入力段トランジスタおよび出力段トラ
ンジスタに加えて電流源を用意し、入力段トランジスタ
のコレクタ電流とある関係をもつ電流を前記電流源にて
生じさせてこれを出力段トランジスタのベースに供給す
るようににしたので、その電流利得をダーリントン回路
とほぼ同等あるいはそれ以上とし、かつその動作電圧を
低く抑えることができる。この低電圧で動作する回路を
構成でき、特に電圧レギュレータにおいて高利得を保持
しつつその入出力差を最低にできる効果がある。
エミッタ面積が等しいPNP トランジスタ7.8に
よるカレントミラーで構成し、トランジスタのコレクタ
に入力段トランジスタであるPNPトランジスタ9のコ
レクタを接続し、該トランジスタ8のコレクタに出力段
トランジスタであるPNP トランジスタ10のベース
を接続し、トランジスタ7.8のエミッタとトランジス
タlOのコレクタを接続し、トランジスタ9のエミッタ
とトランジスタ10のエミッタを接続することによって
、トランジスタ10のコレクタ端子11ならびにエミッ
タ端子13がそれぞれ出力端子を、そしてトランジスタ
9のベース端子12が入力端子を構成するようにしてい
る。 このような構成において、トランジスタ9.10の電流
増幅率をh rt*+ h FE+。とじ、端子11に
流入する電流を■6、端子12に流入する電流をI、と
し、電流増幅率Ac2−1 c / I mを求めると
、トランジスタ7と8で構成するカレントミラーの電流
比はほぼ1:1であるから、 I富 ” l’Diq(hyz+*+2)崎h□、・h、え、
。−・−(4)となる、よって、電流増幅率は従来のダ
ーリントン回路の増幅率であるl (2)式のACIと
同一となる。 次に、トランジスタが飽和領域に入つた時のトランジス
タ10の飽和電圧VCE□。は、トランジスタ10のベ
ース・エミッタ間順方向電圧をVSX+1トランジスタ
8の飽和電圧を■、。、とすれば、V C!! 10
= V me+ o + V ctss ・=・・(
6)となる、一方■。□。は、トランジスタ7のベース
・エミッタ間順方向電圧をVszv、)ランジスタ9の
飽和電圧をvcxsqとすれば、Vctsvo ・Vm
tq + Vctsv ・・・(7)とも表せるから
、実際のV C! II @は6式と7式のどちらか高
い方の値になる。従って、トランジスタ10の飽和電圧
は従来のダーリントン回路の飽和電圧とほぼ同等となる
。 この合成トランジスタを駆動させるためのベースバイア
ス電圧は、トランジスタ9のベース・エミッタ間順方向
電圧降下VIE9そのものであるから、ダーリントン回
路に比ベベース・エミッタ問順方向電圧降下1個分だけ
低くできる。よって、本発明の増幅回路を用いると、従
来のダーリントン回路を用いた場合に比べ、動作電圧と
してベース・エミッタ間順方向電圧降下1個分低い電圧
を使用できるので、低電圧動作型回路に適する。しかも
、その場合電流増幅率および飽和電圧は従来のダーリン
トン回路と同様である。 第4図は、第3図の回路を電圧レギュレータの出力を供
給するパストランジスタとして使用した場合の応用例で
ある。第4図において端子13に現われるレギュレート
電圧■。と端子11に入力される入力電圧■1との電位
差は、回路のバイアス電流を供給している抵抗素子14
の両端の電圧降下を■1、トランジスタ9のベース・エ
ミッタ間順方向電圧降下を■1.とすれば、 V + ・V o ・V saw + V Ia ・・
・(8)となり、■、を小さくしていけば、該電圧レギ
ュレータの入出力差(V、−V。)を6式あるいは7式
で示すような(ベース・エミッタ間順方向電圧降下+飽
和電圧)の程度まで下げることができる。 これを従来のダーリントン回路を使用した第2図に示す
電圧レギュレータと比較した場合、3式と8式より明ら
かなように、入出力差(v+−V*)をベース・エミッ
タ間順方向電圧降下1個分小さくすることができる。そ
れにより電圧レギュレータの入出力差による電力損失を
低減でき、特定のレギュレート電圧v0に対して入力電
圧■、の最低値を低くできる電圧レギュレータを構成で
きる。 第5図はこの発明の別の実施例を示すもので、第3図の
ものと相異する点は電流源を構成するエミッタ面積の等
しいPNP )ランジスタフと8をエミツタ面積比が
1:nであるPNP )ランジスタ15と16に置き
換えた点で、これにより、もしhrt* ” hFl!
l1l−hrt が成り立っていれば、この回路の電
流増幅率Ac5−It/IsはAc3− hyt (n
hyl+n + 1) # n hrz” −”−(
9)となり、第2図のものの電流増幅率A−の約0倍に
することができる。 第6図はこの発明のさらに他の実施例を示すもので、第
3図のものと相異する点は電流源を構成するエミッタ面
積の等しいPNP )ランジスタフと8のエミッタに
直列にそれぞれ抵抗17と18を接続した点で、トラン
ジスタ7と8のコレクタ電流をそれぞれIct+Ice
とし、抵抗17と18の抵抗値をR+?+L、とすれば
、周知の通り次式が成り立つ。 Ic、R+s R+alcy Ic+(■、:サ
ーマルボルテージ) よって、第5図と第6図を比較すると明らかなように(
10)式の■、。/Icqは(9)式におけるnに相当
し、I c a / I c q = n・・・・・(
11)と表現できるから、この場合の電流増幅率AC4
−夏、/■、はA(3と等しくなる。 A 、 、 z A 、、 ・・・・・・・・・・・
・(12)従って、第6図の回路を用いれば、第3図の
電流増幅率Ac1に対してエミッタ面積をn倍にするこ
となく、2つの抵抗を接続しただけで電流増幅率A(4
をn倍にすることができる。第7図の実施例は第3図の
それと、電流源を構成するエミッタ面積の等しいPNP
トランジスタ7.8をPNP トランジスタ19
に置き換えた点で相異する。 PNP )ランジスタ1
9の電流増幅率をhyc+*とし、hrt9”hFE+
。−hF! が成り立っているとすれば、第7図の回
路の電流増幅率Ac5= I c / I mは
Aca #h yz+9 ・ h FE” ・・・(
13)となり、第2図の回路の電流増幅率Actのhr
z+w倍と言う高利得にすることができる。 第8図は、第7図とPNP )ランジスタ19のベー
ス・エミッタ間に並列に抵抗20を接続した点で異なり
、抵抗20の値をRi・、トランジスタ19のベース・
エミッタ間順方向電圧降下をV、口9とし、hF!?”
hFE+。−h□が成り立っているとすれば、この回路
の電流増幅率Ach−1c/Imは・・・(14) となり、第2図の回路の電流増幅率ACXのh yt
I mv ° Rx。 できる、しかも、第7図の回路の電流増幅率が高過ぎて
使用しにくいような応用においては、抵抗20を接続す
ることによって(14)式に示すように適当に電流増幅
率を下げて使うことができるという利点がある。 以上の第5図〜第8図の実施例におけるトランジスタl
Oの飽和電圧V C! X目は、第6図のものを除き、
回路図から明らかなように第3図のものとまったく同等
である。第6図のものは、第3図のものより抵抗1日の
両端のわずかな電圧降下分V。 たけ大きくなる。次に、端子12と13の間にかかる動
作電圧は■、、であるから、第3図のものとまった(同
等である。 【発明の効果] この発明によれば入力段トランジスタおよび出力段トラ
ンジスタに加えて電流源を用意し、入力段トランジスタ
のコレクタ電流とある関係をもつ電流を前記電流源にて
生じさせてこれを出力段トランジスタのベースに供給す
るようににしたので、その電流利得をダーリントン回路
とほぼ同等あるいはそれ以上とし、かつその動作電圧を
低く抑えることができる。この低電圧で動作する回路を
構成でき、特に電圧レギュレータにおいて高利得を保持
しつつその入出力差を最低にできる効果がある。
第1図は従来のダーリントン回路の回路図、第2図は従
来の回路を用いた電圧レギュレータの回路図、第3図は
この発明の一実施例の回路図、第4図は第3図の回路を
用いた電圧レギュレータの回路図、第5図ないし第8図
はこの発明のそれぞれ異なる実施例の回路図である。 ?、8.9,10,15,16,19: トランジスタ
、ll:コレクタ端子、12ベース端子、13エミフタ
端子、14,16.17゜18.20 :抵抗。 第2図 第3図 第4図 第5図 第7wJ 第6図 鵠8図
来の回路を用いた電圧レギュレータの回路図、第3図は
この発明の一実施例の回路図、第4図は第3図の回路を
用いた電圧レギュレータの回路図、第5図ないし第8図
はこの発明のそれぞれ異なる実施例の回路図である。 ?、8.9,10,15,16,19: トランジスタ
、ll:コレクタ端子、12ベース端子、13エミフタ
端子、14,16.17゜18.20 :抵抗。 第2図 第3図 第4図 第5図 第7wJ 第6図 鵠8図
Claims (1)
- 1)入力段トランジスタと、出力段トランジスタと、電
流源とを備え前記入力段トランジスタのエミッタと前記
出力段トランジスタのエミッタとは相互に接続されてお
り、前記入力段トランジスタのベースは入力端子を、前
記出力段トランジスタのコレクタおよびエミッタはそれ
ぞれ出力端子を構成し、前記電流源は入力段トランジス
タのコレクタ電流とある関係をもつ電流を出力段トラン
ジスタのベースに供給することを特徴とする増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14556184A JPS6125307A (ja) | 1984-07-13 | 1984-07-13 | 増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14556184A JPS6125307A (ja) | 1984-07-13 | 1984-07-13 | 増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6125307A true JPS6125307A (ja) | 1986-02-04 |
Family
ID=15387987
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14556184A Pending JPS6125307A (ja) | 1984-07-13 | 1984-07-13 | 増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6125307A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2609213A1 (fr) * | 1986-12-30 | 1988-07-01 | Sgs Microelettronica Spa | Transistor de puissance presentant une meilleure resistance a un claquage secondaire direct |
US4879520A (en) * | 1988-10-27 | 1989-11-07 | Harris Corporation | High accuracy current source and high accuracy transconductance stage |
-
1984
- 1984-07-13 JP JP14556184A patent/JPS6125307A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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