JPS6119924B2

JPS6119924B2 -

Info

Publication number: JPS6119924B2
Application number: JP5616980A
Authority: JP
Inventors: Koji Niimi; Fukuji Kawakami
Original assignee: Nippon Gakki Co Ltd
Current assignee: Nippon Gakki Co Ltd
Priority date: 1980-04-30
Filing date: 1980-04-30
Publication date: 1986-05-20
Also published as: JPS56153217A

Description

【発明の詳細な説明】

この発明は伝送系の残響特性をデイジタル演算
による二乗積分法を用いて測定する装置に関し、
特に二乗積分により得られるデイジタルデータの
全ビツトのうち測定に必要な部分を選択して取出
すことにより、残響特性を算出するための演算回
路の規模を小さくできるようにした測定装置に関
する。部屋の音響測定特に残響時間などの過渡特性を
測定する方法としてM.R.Schroederのいわゆるイ
ンパルスレスポンス二乗積分法が知られている。
その原理は、定常状態から音源バンドノイズを断
とした場合の受音点の過渡特性例えば残響減衰曲
線の∞回の平均に相当する本質的な過渡応答特性
＜s²(t)＞を、音源、受音点間のインパルスレスポ
ンスｒ(x)から求めんとするもので、それによる
と過渡特性のある時点ｔにおける音圧レベルｓ
(t)は下記のように表わされる。＜s²(t)＞＝Ｎ∫^∞ _ｔr²(x)dx 但しＮ：音源バンドノイズのパワーｒ(x)：インパルスレスポンスしたがつて、積分区間〔ｔ，＋∞〕でインパル
スレスポンスｒ(x)を二乗し積分すればｔ時点に
おける音圧レベルｓ(t)の二乗の無限回の集合平
均が求められるというものである。第１図はこの方法をデイジタル方式により行な
う残響特性測定装置を概略的に示したものであ
る。第１図において測定対象となる測定室１内に
はテストパルスを発生させるインパルス源（例え
ばスピーカ）２と、発生されたテストパルスを収
音するマイクロフオン３とが配置されている。マ
イクロフオン３から得られる信号はアナログ―デ
イジタル変換器（以下これをＡ―Ｄ変換器と略称
する）４でデイジタルデータに変換され、二乗積
分回路５で二乗積分される。この二乗積分回路５
の出力データは残響特性演算回路６に加わり、サ
ンプリングされてRAM７に順次書込まれてい
く。演算器８はこの書込まれたデータにもとづい
て残響時間などを演算し、演算結果を表示部９に
表示する。上記のような構成においては例えばＡ―Ｄ変換
の語長を12ビツト、サンプリング周波数を50KHz
とした場合、60秒までの残響時間を計測するため
には二乗積分回路５の演算語長として40ビツト以
以必要とする。従来においては残響特性の演算語
長を二乗積分回路５の演算語長に合わせるように
していたため残響特性演算回路６の規模が大きく
なり、演算時間が長くなつてしまうという欠点が
あつた。この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、
実時間処理による二乗積分で得られた長大な語長
を有するデイジタルデータのうち、測定に必要な
部分を測定環境（例えば積分時間、テストパルス
のパルス幅）に応じて予じめ選択して残響特性の
演算に利用することにより、測定精度を低下させ
ることなく残響特性演算回路の規模を縮小し、演
算時間を短縮するようにした残響特性測定装置を
提供しようとするものである。すなわち、この発
明においては二乗積分の最終値が小さい測定環境
においては二乗積分回路出力の全ビツトのうち上
位のビツトは必要ないから下位のビツトの出力の
みを選択して演算回路にかけ、また最終値が大き
い測定環境においては二乗積分回路出力の全ビツ
トのうち下位のビツトは必要ないから（微少な値
は問題とならないため）上位ビツトの出力のみを
選択して演算回路にかけるようにしている。そし
て、二乗積分の最終値が積分時間やテストパルス
のパルス幅などの測定環境に応じて変化すること
に着目し、これらの設定手段に連動して自動的に
上記の選択を行なうようにしている。以下この発明を添付図面の実施例にもとづいて
詳しく説明する。第２図はこの発明の実施例を概略的に示したも
のである。第２図において操作パネル２０には測
定環境を定める変数（ここでは二乗積分回路１５
の積分時間Ｔ、テストパルスＰのパルス幅Ｄ、テ
ストパルスＰの周波数Ｆ）を設定する手段が配設
されている。信号発生回路２１はテストパルス
（トーンバースト波）Ｐを上記設定されたパルス
幅Ｄおよび周波数Ｆで発生させる。上記発生されたトーンバースト波Ｐは測定対象
となる測定室１１内に配置されたスピーカ１２に
至り、発音される。この音はマイクロフオン１３
で収音される。マイクロフオン１３の出力はＡ―Ｄ変換器１４
でデイジタルデータに変換され、更に二乗積分回
路１５で二乗積分される。二乗積分回路１５の出
力データは信号レベル演算回路２２およびセレク
タ２３に加わる。信号レベル演算回路２２はＡ―Ｄ変換器１４の
入力信号レベルを求めるものである。通常、音圧
レベルはマイクロフオン１３の出力またはＡ―Ｄ
変換器１４の出力にもとづいて検出するが、この
実施例では二乗積分回路１５の出力から演算して
求めるようにしている。これは後述するように回
路構成を簡略化するためである。セレクタ２３は本願発明に係るもので、二乗積
分回路１５の出力の全ビツトのうち測定に必要な
部分を選択出力するものである。すなわち最終積
分値が大きい場合にあつては上位ビツトの部分を
選択し、最終積分値が小さい場合にあつては下位
ビツトの部分を選択する。この実施例においては
二乗積分回路１５の出力データの語長を40ビツト
とし、セレクタ２３ではそのうちの16ビツトを選
択するようにしている。また、最終積分値は測定
環境に応じて変わるので、この測定環境の設定に
応じて上記16ビツトの選択部分を自動的に切換え
るようにしている。すなわち最終積分値は二乗積
分回路１５の積分時間Ｔとテストパルス（トーン
バースト波）Ｐのパルス幅Ｄの２つの変数にほぼ
比例して増大するので（第５図参照）、これら積
分時間Ｔとパルス幅Ｄの乗算値をとれば最終積分
値と比例関係を有し、その大小を見きわめるため
の指示値となる。そこで、これらの設定値の乗算
値に応じて上記16ビツトを選択するようにしてい
る。乗算器２４はこのためのもので前記積分時間
Ｔとパルス幅Ｄの設定値を乗算し、この乗算値
Ｔ・Ｄによつてセレクタ２３を切換制御して測定
に必要な部分を選択する。セレクタ２３の出力は残響特性演算回路１６に
加わり、サンプリングされてRAM１７に順次書
込まれていく。演算器１８はこの書込まれたデー
タにもとづいて残響特性（残響波形、残響時間な
ど）を算出する。表示部１９は信号レベル演算回路２２および残
響特性演算回路１６の演算結果をそれぞれ表示す
る。この実施例の装置では残響特性に関して次の
項目について測定を行ない表示するようにしてい
る。残響時間（RT₆₀値）これは音源停止後音のエネルギが60dB減衰
するまでに要する時間で室内の音の響きの程度
を示すものである。初期残響時間（EDT₁₀値）これは、音源停止後音のエネルギが10dB源
衰するまでに要する時間である。残響時間RT
が室全体の響きの量を表わすのに対して、残響
感はむしろこのEDT₁₀値に関係が深いといわれ
ている。Ｄ値これは０〜５０ｍｓの初期の残響音のエネルギ／残響の全エ
ネルギ×100 をいい、室内聴取点での音の響き度合、音色の明
瞭度を示す値である。残響波形残響音の減衰状態をブラウン管に表示する。尚、第２図において制御回路２５は残響特性演
算回路１６、二乗積分回路１５等の制御信号を出
力する回路である。第３図は第２図の回路の詳細例を示すものであ
る。第３図において、操作パネル２０には測定を
開始させるためのスタートスイツチ３１および測
定環境を設定するためのツマミ類すなわち積分時
間Ｔを設定するためのツマミ３２、トーンバース
ト波Ｐの周波数Ｆを設定するためのツマミ３３、
トーンバースト波Ｐのパルス幅Ｄを設定するため
のツマミ３４がそれぞれ配設されている。操作パ
ネル２０から送出される各設定値Ｔ，Ｆ，Ｄはエ
ンコーダ３５でエンコードされ、そのうちトーン
バースト波Ｐの周波数、パルス幅の設定値Ｆ，Ｄ
は信号発生回路２１に加わる。また、スタートス
イツチ３１からのスタート信号は制御回路２５に
加わつて信号発生回路２１などを駆動させるのに
用いられる。また、積分時間の設定値Ｔも制御回
路２５に加えられてサンプリング間隔τを規定す
るために用いられる。信号発生回路２１においてトーンバースト波発
生回路３６は前記設定された周波数Ｆおよびパル
ス幅Ｄをもつトーンバースト信号Ｐに対応したデ
イジタル信号を順次出力する。デジタル―アナロ
グ変換器（以下Ｄ―Ａ変換器と略称する）３７は
このデイジタル信号をアナログ信号に変換して第
４図に示すような周波数Ｆ、パルス幅Ｄを持つト
ーンバースト波Ｐを出力する。尚、トーンバース
ト波発生回路３６およびＤ―Ａ変換器３７に加わ
つているパルスφ_１はこれらの回路を駆動するた
めのクロツクパルスである。Ｄ―Ａ変換器３７の出力は出力ゲイン調整用ツ
マミ３９に連動するアツテネータ４０で振幅が調
整された後アンプ３８で増幅され、測定室１１内
のスピーカ１２に至り、発音される。スピーカ１２から発生された音はマイクロフオ
ン１３で収音される。マイクロフオン１３の出力
は入力ゲイン調整用ツマミ４１に連動するアツテ
ネータ４２で振幅が調整された後アンプ４３に加
わる。アンプ４３の出力はＡ―Ｄ変換器１４でデ
イジタル信号に変換され二乗積分回路１５に加わ
る。二乗積分回路１５は二乗回路４４とその出力を
累算するアキユームレータ４５で構成される。こ
の二乗積分回路１５および前記Ａ―Ｄ変換器１４
はクロツクパルスφ_１により駆動されている。こ
の実施例では二乗積分回路１５の出力語長は40ビ
ツトに設定されている。二乗積分回路１５の出力データは本願発明に係
るセレクタ２３に加わり、最終積分値に応じてそ
のうちの16ビツトの区間が選択出力される。すな
わち最終積分値を示すデータのうち最高位ビツト
以下16ビツトの区間を選択する。したがつて二乗
積分回路１５の出力データが16ビツト以下で示さ
れる場合はすべてのデータが取出され、16ビツト
以上で示される場合は16ビツトからはみ出したビ
ツト数だけ下位のビツトが省略される。このよう
に省略しても最終積分値が大きいためそれによる
誤差は無視できるほどである。尚、選択するビツ
ト数は選択による誤差の許容量に応じて定める。ところで、最終積分値は前述のように積分時間
Ｔおよびトーンバースト波Ｐのパルス幅Ｄにほぼ
比例する。これは積分時間Ｔが残響の持続時間に
対応して定められるものであり、パルス幅Ｄがト
ーンバースト波Ｐのエネルギに対応する値だから
である。第５図はこの比例する状態を示すもの
で、二乗積分回路１５の入力信号のレベルを一定
とした場合において積分時間Ｔおよびトーンバー
スト波Ｐのパルス幅Ｄを様々に設定した場合の二
乗積分値の時間的変化状態をグラスに描いたもの
である。これより最終積分値は、前記積分時間Ｔ
とパルス幅Ｄの積、すなわち乗算値にほぼ完全に
比例していることがわかる（なお、場合によつて
は積分時間Ｔとパルス幅Ｄの和、すなわち加算値
でも最終積分値の大小関係を見きわめる目安とな
りうる）。このような性質を利用してこの発明で
は積分時間Ｔおよびパルス幅Ｄの設定値に応じて
40ビツトのデータのうち16ビツトの部分を自動的
に選択している。第６図はその選択の一例を示す
もので、上に示した目盛が二乗積分値のビツト数
（０〜39までの40ビツト）であり、矢印で示した
区間が積分時間Ｔおよびパルス幅Ｄの各設定値に
対応して選択される16ビツトの部分である。第３
図において乗算器２４は積分時間Ｔとパルス幅Ｄ
の設定値の乗算値Ｔ・Ｄをセレクタ２３の制御入
力に加えて上記の選択を行なわせる。セレクタ２３から出力される16ビツトのデータ
はサンプリングされてRAM１７に順次書込まれ
ていく。RAM１７はこのサンプリングデータ
をそれぞれ記憶する部分と、前述した測定項目
のうちのＤ値を求めるために残響開始後50msの
二乗積分値を記憶する部分と、室内のノイズの
二乗積分値を記憶する部分とを含んでいる。このうちの部分は例えば128個の記憶箇所を
具えておりこの数だけサンプリングデータを記憶
するようになつている。したがつて積分時間をＴ
とするとサンプリング周期τはτ＝Ｔ／１２８となる。制御回路２５は前記積分時間設定ツマミ３２の設
定に応じてこの周期τで書込み信号およびアドレ
ス信号をRAM１７に加えてサンプリングデータ
の書込みを行なう。またの部分は残響開始後50msの二乗積分値
を制御回路２５からの指令により記憶する。またの部分はトーンバースト波Ｐを発生する
前にノイズ分の二乗積分値n₀ ²を制御回路２５か
らの指令により記憶する。演算器１８は制御回路２５からの読出し信号に
よりRAM１７から読出されるデータにもとづい
て残響特性（残響音の減衰状態）を求める。この
残響特性は最終的な二乗積分値をS² ₁₂₈、各サン
プリングされた二乗積分値をSi²（ｉ＝１〜128）
ノイズ分の二乗積分値をn₀ ²としてlog｛S₁₂₈ ²−
Si²−（128−ｉ）n₀ ²｝で表わされる各値を連続し
たものとして求められる。また、演算器１８はこ
の求められた残響特性から残響時間RT₆₀、初期
残響時間EDT₁₀をそれぞれ求める。また、最終的
な二乗積分値に対するRAM１７に記憶されてい
る残響開始後50msの二乗積分値の割合からＤ値
を求める。演算器１８で求められた残響時間RT₆₀、初期
残響時間EDT₁₀、Ｄ値は表示部１９に送られ、
RT値表示部４６、EDT₁₀値表示部４７、Ｄ値表
示部４８にそれぞれ表示される。また、残響特性
を構成する各サンプル点の値を横軸を時間、縦軸
を音の強さとしたグラフ上にプロツトして得られ
る曲線が残響波形としてブラウン管４９上に描か
れる。信号レベル演算回路２２は二乗積分回路１５か
ら送り込まれる二乗積分値にもとづいて、該二乗
積分回路１５の入力信号のレベルを推定により求
める。すなわち入力信号をｈ(x)として一定時間
ΔＴにおける二乗積分値 ΔＩ＝∫^ｔｉ＋〓^Ｔ _ｔｉh²(x)dx から入力信号ｈ(x)の振幅Ａを推定する。その推
定のし方は次の通りである。一般に入力信号ｈ(x)に何ら条件が付されてい
なければ二乗積分値ΔＩから振幅Ａを推定するこ
とはできない。すなわち、パルス幅が同じであつ
ても第７図ａに示すようなパルス間隔が粗である
信号h₁(x)とパルス間隔で密である信号h₂(x)とで
は、ΔＴ間における二乗積分値は信号h₂(x)のほ
うが大きいのに振幅Ａは信号h₁(x)のほうが大き
くなつてしまう。つまり、入力信号ｈ(x)の振幅
Ａと二乗積分値ΔＩとの間には相関関係が存在し
ない。しかし、入力信号ｈ(x)に帯域制限がある場合
（一定の周波数である場合）は相関関係が成立す
る。すなわち、第７図ｂに示すような周波数が等
しい信号h₃(x)とh₄(x)とでは振幅Ａが大きいほう
の信号h₄(x)が二乗積分値ΔＩも大きくなる。こ
のような場合振幅Ａは次のように推定される。簡単のため入力信号ｈ(x)をｈ(x)＝Asinwx (1) とすると ΔＩ＝∫^ｔｉ＋〓^Ｔ _ｔｉh₂(x)dx ＝∫^ｔｉ＋〓^Ｔ _ｔｉA²sin²wxdx (2) となる。ここでｔ＝tiにおけるｈ(x)の位相をと
おけば ΔＩ＝∫〓^Ｔ _０A²sin²（wx＋）dx ＝∫〓^Ｔ _０Ａ^２／２｛１−cos（2wx＋２）｝
dx ＝Ａ^２／２〔ｘ−ｓｉｎ（２ｗｘ＋２）／２
ｗ〕〓^Ｔ _０＝Ａ^２／２｛ΔＴ−ｓｉｎ（２ｗΔＴ＋２）
−ｓｉｎ２／２ｗ｝＝Ａ^２／２｛ΔＴ−ｃｏｓ（ｗΔＴ＋２）ｓ
ｉｎｗΔＴ／ｗ｝ (3) ここで C₁＝１／２ΔＴ｛１−ｓｉｎｗΔＴ／ｗΔＴ・cos
（ｗΔＴ＋２）｝ (4) とおけば第(3)式から ΔＩ＝A²・C₁ となり振幅Ａはとなる。そしてこの振幅Ａの対数レベルＬはＬ＝20logA＝10（logΔＩ−logC₁） (5) で求めることができる。第(5)式において補正係数C₁は第(4)式に示すよ
うに積分間隔ΔＴ、信号ｈ(x)の周波数ｗおよび
初期位相の関数であるが、−１≦cos（ｗΔＴ＋
２）≦１であるからΔＴとｗが既知であればC₁
の上限C₁maxおよび下限C₁minとして次式を得
る。 C₁max＝１／２ΔＴ（１＋ｓｉｎｗΔＴ／ｗΔＴ）(
6) C₁min＝１／２ΔＴ（１−ｓｉｎｗΔＴ／ｗΔＴ）(
7) 残響測定において重要なことは入力信号ｈ(x)
の振幅ＡがＡ―Ｄ変換器１４の入力レンジを越え
ないことであるから、信号レベル演算回路２２で
は第(5)式のＬの最大値Lmaxを推定すればよい。
したがつて第(7)式を第(5)式のC₁に代入して Lmax＝10｛logΔ１−log１／２ΔＴ（１− ｓｉｎｗΔＴ／ｗΔＴ）｝＝10｛logΔＩ−log１／２ΔＴ（１− ｓｉｎｗΔＴ／ｗΔＴ）｝＝10｛logΔＩ＋Ｋ｝ (8) 但し、Ｋ＝logΔＴ／２−log（１−ｓｉｎｗΔＴ／ｗ
）(9) を得る。したがつて各測定において積分間隔ΔＴと入力
信号ｈ(w)の周波数がわかつていれば、第(9)式に
より計算される値Ｋと、二乗積分の中間データΔ
Ｉとから入力信号ｈ(x)のレベルLmaxを推定する
ことが可能となる。上述の推定においては入力信号ｈ(x)を正弦波
と仮定したが、1/3オクターブバンド幅程度の帯
域制限に対してもその中心周波数に対する補正係
数Ｋを用いれば実用上充分な近似が可能である。
したがつて上記の実施例においてはトーンバース
ト波Ｐの周波数Ｆに応じた補正係数C₁を用いれ
ばよい。第３図の信号レベル演算回路２２において減算
器５０は二乗積分の中間データΔＩを求めるため
のものである。すなわち、二乗積分回路１５から
の二乗積分値Itiは減算器５０の被減算入力およ
びレジスタ５１に加わり、レジスタ５１はパルス
間隔がΔＴのクロツクパルスφ_２により駆動され
てΔＴ毎に二乗積分値Itiの記憶を書換えてい
く。レジスタ５１の出力は減算器５０の減算入力
に加わり、減算器５０は二乗積分回路１５の出力
とレジスタ５１の出力との減算を行なう。レジス
タ５２は前記クロツクパルスφ_２によつて時間間
隔ΔＴ毎にこの減算値を保持する。したがつて、
レジスタ５２には現在の二乗積分値Iti＋ΔＴと
それよりもΔＴ前の二乗積分値Itiとの差すなわ
ち二乗積分の中間データΔＩが保持されることに
なる。レジスタ５２の出力ΔＩは対数演算回路５３に
加えられ、該回路５３からはlogΔＴが出力され
る。一方、補正係数演算回路５４はエンコーダ３５
から出力されるトーンバースト波Ｐの周波数設定
値Ｆおよび時間ΔＴ（クロツクパルスφ_２の周期
に相当するもので予め定められる値である）とか
ら補正係数Ｋ（第(9)式）を求める。加算器５５は
対数演算回路５３の出力logΔＩと補正係数演算
回路５４の出力Ｋを加算してlogΔＩ＋Ｋを求め
る。この加算値は表示部１９のレベル表示部５６
に送られてここで第(8)式で示す入力信号レベルの
最大値Lmaxが表示される。尚、第３図においてトリガ回路５７はマイクロ
フオン１３の出力の立上りを検出して二乗積分を
開始させるものである。つぎに以上説明した実施例の残響特性測定時の
動作について第８図を参照して説明する。残響特性を測定する場合は予め操作パネル２０
上のツマミ３２，３３，３４によつて積分時間
Ｔ、トーンバースト波Ｐの周波数Ｆおよびパルス
幅Ｄを設定しておく。また、測定室１１のノイズ
分を測定しておきその二乗積分値n₀ ²をRAM１７
の所定の記憶箇所に書込んでおく。操作パネル２０上のスタートスイツチ３１を投
入すると制御回路２５からの信号（第８図ａに示
す）によつて信号発生回路２１が駆動され、スピ
ーカ１２からは第８図ｂに示すようなトーンバー
スト波Ｐが発音される。これと同時に制御回路２
５から第８図ｅに示すような信号が出力され、そ
の立下りで二乗積分回路１５およびRAM１７の
サンプリングデータの記憶回路はクリアされる。トーンバースト波Ｐが発音されると測定室１１
内には第８図ｃに示すような残響ｒ(x)が生じ、
これがマイクロフオン１３で収音される。マイク
ロフオン１３の出力の立上りでトリガ回路５７か
らは第８図ｄに示すような信号が出力され、制御
回路２５はその立上りを検出して二乗積分回路１
５に第８図ｆに示すようなスタート／ストツプ信
号を加え、二乗積分を開始させる。この時点から
積分時間Ｔが開始する。 40ビツトの二乗積分値（増大していく状態を第
８図ｇに示す）はセレクタ２３で積分時間Ｔおよ
びトーンバースト波Ｐのパルス幅Ｄに応じた16ビ
ツトのデータが取出される。セレクタ２３の出力
は残響特性演算回路１６に加わり第８図ｈに示す
サンプリングパルスでサンプリングされていく。
このサンプリングパルスは周期τがＴ／１２８である。したがつてサンプリング点の数は積分時間Ｔにか
かわらず128であり、積分時間Ｔが短かければサ
ンプリング周期は短くなり、積分時間Ｔが長けれ
ばサンプリング周期は長くなる。第５図の各グラ
フ上に示した点はサンプリング点の数を便宜上１
０とした場合のそれぞれのサンプリング位置であ
る。また、下記の第１表はサンプリングの一例と
してはサンプリンング点の数を128とした場合の
積分時間Ｔに対するサンプリング周期τおよびト
ーンバースト波Ｐのパルス幅Ｄを24msecとした
場合の16ビツトデータの選択位置をそれぞれ示し
たものである。

【表】サンプリングされた16ビツトのデータはRAM
１７の対応するアドレスに順次書込まれていく。一方信号レベル演算回路２２は二乗積分の中間
データの対数値logΔＩを求め、また設定された
トーンバースト波Ｐの周波数Ｆにもとづいて補正
係数Ｋを求め、これらの加算値logΔＩ＋Ｋをマ
イクロフオン１３の入力レベルとしてレベル表示
部５６に表示する。ここで表示されるレベルは前
述のように入力レベルの最大値Lmaxとして推定
されたレベルであり、残響特性測定においてはＡ
―Ｄ変換器１４の入力レベルを監視するために利
用される。すなわち、この表示によつてＡ―Ｄ変
換器１４の入力レベルがその入力レンジを越えた
と判断された場合は測定が正確でなくなるので、
測定をはじめからやりなおす。測定が順調に進み128箇所全部のサンプリング
が終了するとRAM１７からは第８図ｉに示す信
号Bfull（RAM１７の全アドレスデータが書込ま
れたことを示す信号）が発生され、これにより第
８図ｆのスタート／ストツプ信号は立下り、二乗
積分は停止される。そして、残響特性演算回路１
６はRAM１７の記憶内容にもとづいて残響特性
を求め、これから残響時間RT₆₀、初期残響時間
EDT₁₀およびＤ値を求める。この求められた各値
および残響特性を求す波形は表示部１９にそれぞ
れ表示される。尚、第８図ｊは残響特性測定の動作モードを示
すものである。スタートスイツチ３１が投入され
てからトリガ（第８図ｄ）が発生されるまでは
「待機機状態」、トリガが発生されてから信号
Bfullが発生されるまでは「データ収集」、そして
その後「残響特性演算」、「表示」と順次モードが
切換わつていく。以上説明したようにこの発明によれば残響特性
をデイジタル演算による二乗積分法を用いて測定
する装置において、長大な語長を有する二乗積分
値から測定に必要な部分だけを予じめ選択出力し
て残響特性を求めるようにしたので、測定精度を
低下させることなく残響特性を求めるための回路
の規模を縮小することができ、これによつて演算
時間の短縮を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はデイジタル演算による二乗積分法を用
いた残響特性測定装置の概略を示すブロツク図、
第２図はこの発明の一実施例を示すブロツク図、
第３図は第２図の回路の詳細例を示すブロツク
図、第４図は第３図の信号発生回路２１から発生
されるトーンバースト波を示す図、第５図は測定
環境に対する二乗積分値の変化の状態を示すグラ
フ、第６図は各測定環境において40ビツトの二乗
積分値から16ビツトのデータを取出す位置の一例
を示す図、第７図は二乗積分回路１５の出力から
その入力レベルの振幅を推定する方法を説明する
ための図、第８図は第３図の回路の動作を説明す
るためのタイミングチヤートである。１１……測定室、１２……スピーカ、１３……
マイクロフオン、１４……Ａ―Ｄ変換器、１５…
…二乗積分回路、１６……残響特性演算回路、１
９……表示部、２０……操作パネル、２１……信
号発生回路、２２……信号レベル演算回路、２３
……セレクタ、２４……乗算器、２５……制御回
路、３１……スタートスイツチ、３２……積分時
間設定用ツマミ、３３……トーンバースト波の周
波数設定用ツマミ、３４……トーンバースト波の
パルス幅設定用ツマミ、３９……出力ゲイン調整
用ツマミ、４１……入力ゲイン調整用ツマミ、４
６……残響時間表示部、４７……初期残響時間表
示部、４８……Ｄ値表示部、４９……残響波形表
示用ブラウン管、５４……補正係数演算回路、５
６……レベル表示部。

Claims

【特許請求の範囲】１試験音に対応する信号を発生させる信号発生
回路と、前記信号の持続時間を設定する第１の設定手段
と、前記試験音による残響信号をデイジタル方式か
つ実時間処理で二乗積分する二乗積分回路と、この二乗積分回路の積分時間を設定する第２の
設定手段と、前記二乗積分回路の出力データの全ビツトのう
ち一部の区間を選択的に抽出するセレクタと、このセレクタの選択区間を、前記第１、第２の
設定手段で設定された信号持続時間および二乗積
分時間に応じて推定される二乗積分値の必要区間
として予じめ決定する手段と、前記セレクタの選択区間ビツト数に相当する演
算語長を有し、該セレカタを介して供給される二
乗積分回路の選択出力データを用いてインパルス
レスポンス二乗積分法により残響特性を求める演
算回路とを具えた残響特性測定装置。