JPS6119167B2 - - Google Patents
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- JPS6119167B2 JPS6119167B2 JP10157479A JP10157479A JPS6119167B2 JP S6119167 B2 JPS6119167 B2 JP S6119167B2 JP 10157479 A JP10157479 A JP 10157479A JP 10157479 A JP10157479 A JP 10157479A JP S6119167 B2 JPS6119167 B2 JP S6119167B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1864—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator
- H03B5/187—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1876—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
-
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- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、マイクロ波集積回路（以下、MICと
称す）基板を用いたマイクロ波半導体発振器に関
し、特にMIC基板上に組込まれた誘電体共振器に
より形成される帯域槻過フイルタ（以下、BPFと
称す）を正帰還回路として構成したマイクロ波半
導体発振器に関するものである。
称す）基板を用いたマイクロ波半導体発振器に関
し、特にMIC基板上に組込まれた誘電体共振器に
より形成される帯域槻過フイルタ（以下、BPFと
称す）を正帰還回路として構成したマイクロ波半
導体発振器に関するものである。
従来、この種のマイクロ波半導体発振器として
は第１図ａ及びｂに示すものがある。第１図ａ及
びｂにおいて、１はマイクロ波帯で抵誘電損失を
もつアルミナセラミツクスおよびテフロン等の
MIC基板、２はMIC基板１の裏面に蒸着法やメツ
キ法で形成されたクロムと金の多層金属膜よりな
る接地導体、３，４および５は接地導体２と同種
の多層金属膜をフオトエツチング法で形成したマ
イクロストリツプ線路よりなるソース電極伝送線
路、ドレイン電極伝送線路およびゲート電極伝送
線路、６はソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲ
ート電極Ｇが各々の伝送線路３，４，５にハンダ
付けされた３端子マイクロ波半導体素子としての
ガリウム砒素メタルセミコンダクタ電界効果トラ
ンジスタ（以下、GaAsMESFETと称す）、７は
GaAsMESFETのドレイン電極Ｄとゲート電極Ｇ
に対応して接続されたドレイン及びゲート電極伝
送線路４，５間に電磁的に結合するように配置し
てBPFを構成する酸化チタン系等の誘電体共振
器、８は誘電体共振器７の共振周波数を変化させ
るため上、下に移動可能に設けられた周波数調整
板、９は発振周波数のジヤンプ防止用のゲート側
安定化抵抗である。
は第１図ａ及びｂに示すものがある。第１図ａ及
びｂにおいて、１はマイクロ波帯で抵誘電損失を
もつアルミナセラミツクスおよびテフロン等の
MIC基板、２はMIC基板１の裏面に蒸着法やメツ
キ法で形成されたクロムと金の多層金属膜よりな
る接地導体、３，４および５は接地導体２と同種
の多層金属膜をフオトエツチング法で形成したマ
イクロストリツプ線路よりなるソース電極伝送線
路、ドレイン電極伝送線路およびゲート電極伝送
線路、６はソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲ
ート電極Ｇが各々の伝送線路３，４，５にハンダ
付けされた３端子マイクロ波半導体素子としての
ガリウム砒素メタルセミコンダクタ電界効果トラ
ンジスタ（以下、GaAsMESFETと称す）、７は
GaAsMESFETのドレイン電極Ｄとゲート電極Ｇ
に対応して接続されたドレイン及びゲート電極伝
送線路４，５間に電磁的に結合するように配置し
てBPFを構成する酸化チタン系等の誘電体共振
器、８は誘電体共振器７の共振周波数を変化させ
るため上、下に移動可能に設けられた周波数調整
板、９は発振周波数のジヤンプ防止用のゲート側
安定化抵抗である。
このように構成された並列帰還形のマイクロ波
半導体発振器は、ゲート電極Ｇで発生する微少な
マイクロ波信号をGaAsMESFET６でドレイン電
極Ｄに増幅するとともに、ドレイン電極伝送線路
４、ゲート電極伝送線路５および誘電体共振器７
により構成されるBPFを通じてゲート電極Ｇにマ
イクロ波信号を帰還し、この帰還作用によつて一
定のマイクロ波電力を発振する。このとき、発振
周波数f1は誘電体共振器７と周波数調整板８の距
離ｄで決まるBPFの通過周波数で決定される。又
誘電体共振器７で構成されたBPFの通過周波数以
外の周波数で発振しないように、ゲート電極伝送
線路５はその線路の特性インピーダンスと等しい
純抵抗性のゲート安定化抵抗９で終端されてい
る。
半導体発振器は、ゲート電極Ｇで発生する微少な
マイクロ波信号をGaAsMESFET６でドレイン電
極Ｄに増幅するとともに、ドレイン電極伝送線路
４、ゲート電極伝送線路５および誘電体共振器７
により構成されるBPFを通じてゲート電極Ｇにマ
イクロ波信号を帰還し、この帰還作用によつて一
定のマイクロ波電力を発振する。このとき、発振
周波数f1は誘電体共振器７と周波数調整板８の距
離ｄで決まるBPFの通過周波数で決定される。又
誘電体共振器７で構成されたBPFの通過周波数以
外の周波数で発振しないように、ゲート電極伝送
線路５はその線路の特性インピーダンスと等しい
純抵抗性のゲート安定化抵抗９で終端されてい
る。
しかし、上記した並列帰還形のマイクロ波半導
体発振器において、ドレイン電極伝送線路４は一
端が開放終端された長さｌDの伝送路で構成され
ている。したがつて、このような長さｌDの伝送
線路は、純リアクタンス成分の負荷をＺLとする
と、 ＺL＝ｊ Zo／tan（βｌD） Zo：伝送線路の特性インビーダンス β：伝送線路の伝播定数 として働くので、BPFを構成している誘電体共振
器がない場合でもドレイン電極伝送線路４やゲー
ト電極伝送線路５が直列帰還回路、整合回路、
λ／４マイクロ波終端回路となり、所定の発振周
波数f1と異なる発振周波数f2で発振することがあ
る。
体発振器において、ドレイン電極伝送線路４は一
端が開放終端された長さｌDの伝送路で構成され
ている。したがつて、このような長さｌDの伝送
線路は、純リアクタンス成分の負荷をＺLとする
と、 ＺL＝ｊ Zo／tan（βｌD） Zo：伝送線路の特性インビーダンス β：伝送線路の伝播定数 として働くので、BPFを構成している誘電体共振
器がない場合でもドレイン電極伝送線路４やゲー
ト電極伝送線路５が直列帰還回路、整合回路、
λ／４マイクロ波終端回路となり、所定の発振周
波数f1と異なる発振周波数f2で発振することがあ
る。
このように、従来のマイクロ波半導体発振器で
は、BPFによる場合発振周波数f1で発振するのに
対し、誘電体共振器のない場合にも発振周波数f2
で発振しやすくなるため、誘電体共振器７と周波
数調整板８の距離ｄによつて発振周波数がf1から
f2にジヤンプする場合があつた。具体的には0.8
μｍゲートのGaAsMESFET６を用いて第１図に
示す回路で11GHz帯の発振器を構成した場合、
距離ｄが１mm以上では誘電体共振器７で決定され
る11.4〜12.0GHzの発振周波数f1で発振するのに
対し、距離ｄが１mm以下では誘電体共振器で決定
されない９〜10GHzの発振周波数f2で発振するこ
とが観測された。そのため、従来の発振器にあつ
ては、機械的に同調できる発振周波数の範囲が狭
く、しかも機械的外力によつて誘電体共振器が所
定の位置よりずれた場合に発振周波数のジヤンプ
が生じる等の欠点があつた。
は、BPFによる場合発振周波数f1で発振するのに
対し、誘電体共振器のない場合にも発振周波数f2
で発振しやすくなるため、誘電体共振器７と周波
数調整板８の距離ｄによつて発振周波数がf1から
f2にジヤンプする場合があつた。具体的には0.8
μｍゲートのGaAsMESFET６を用いて第１図に
示す回路で11GHz帯の発振器を構成した場合、
距離ｄが１mm以上では誘電体共振器７で決定され
る11.4〜12.0GHzの発振周波数f1で発振するのに
対し、距離ｄが１mm以下では誘電体共振器で決定
されない９〜10GHzの発振周波数f2で発振するこ
とが観測された。そのため、従来の発振器にあつ
ては、機械的に同調できる発振周波数の範囲が狭
く、しかも機械的外力によつて誘電体共振器が所
定の位置よりずれた場合に発振周波数のジヤンプ
が生じる等の欠点があつた。
本発明は、このような従来のものの欠点を除去
するためになされたもので、BPFを構成するゲー
ト電極伝送線路とドレイン電極伝送線路の各々を
無反射終端抵抗で終端して発振系を安定化するこ
とにより、発振周波数の機械的同調範囲を広く
し、しかも周波数のジヤンプを防止し得るように
したマイクロ波半導体発振器を提供するものであ
る。以下図面を用いて本発明の実施例を詳細に説
明する。
するためになされたもので、BPFを構成するゲー
ト電極伝送線路とドレイン電極伝送線路の各々を
無反射終端抵抗で終端して発振系を安定化するこ
とにより、発振周波数の機械的同調範囲を広く
し、しかも周波数のジヤンプを防止し得るように
したマイクロ波半導体発振器を提供するものであ
る。以下図面を用いて本発明の実施例を詳細に説
明する。
第２図は本発明によるマイクロ波半導体発振器
の一実施例を示す概略回路構成図であり、
GaAsMESFET６をソース接地で用いる場合を示
す。第２図において第１図と同一又は相当部分は
同一符号を用いている。この実施例では、BPFを
構成するゲート電極伝送線路５およびドレイン電
極伝送線路４の各々の端部を無反射終端抵抗のゲ
ート側安定化抵抗９およびドレイン側安定化抵抗
１０で終端するようにしたものである。この場
合、前記各ゲート及びドレイン側安定化抵抗９，
１０はその電送線路の特性インピーダンスと等し
い抵抗値に設定されており、そしてソース電極伝
送線路３にはマイクロ波電力を取り出すための純
抵抗性の整合負荷が付加されている。
の一実施例を示す概略回路構成図であり、
GaAsMESFET６をソース接地で用いる場合を示
す。第２図において第１図と同一又は相当部分は
同一符号を用いている。この実施例では、BPFを
構成するゲート電極伝送線路５およびドレイン電
極伝送線路４の各々の端部を無反射終端抵抗のゲ
ート側安定化抵抗９およびドレイン側安定化抵抗
１０で終端するようにしたものである。この場
合、前記各ゲート及びドレイン側安定化抵抗９，
１０はその電送線路の特性インピーダンスと等し
い抵抗値に設定されており、そしてソース電極伝
送線路３にはマイクロ波電力を取り出すための純
抵抗性の整合負荷が付加されている。
このように構成されたマイクロ波半導体発振器
によると、誘電体共振器７で構成されるBPFがド
レイン電極Ｄからゲート電極Ｇへ正帰還回路とし
て働くので、上述と同様にして前記誘電体共振器
７で決定される発振周波数で発振するが、誘電体
共振器７のない場所にはGaAsMESFET６のゲー
トＧ、ドレインＤ及びソースＳの各電極が安定化
抵抗９，１０純抵抗性負荷で終端されているた
め、その発振を抑止できる。したがつて、上記実
施例の発振器では、誘電体共振器７で決められる
発振周波数f1のみで振するので、従来のように、
誘電体共振器７と周波数調整板８の距離ｄによつ
て決まる発振周波数f1と異なる周波数f2に発振周
波数がジヤンプすることはなく、機械的同調範囲
の広い発振周波数が得られる。また、外力で誘電
体共振器７の位置が所定の位置よりずれた場合で
も発振が停止するので、外部のマイクロ波機器に
大きな影響を与えないで済むという利点がある。
によると、誘電体共振器７で構成されるBPFがド
レイン電極Ｄからゲート電極Ｇへ正帰還回路とし
て働くので、上述と同様にして前記誘電体共振器
７で決定される発振周波数で発振するが、誘電体
共振器７のない場所にはGaAsMESFET６のゲー
トＧ、ドレインＤ及びソースＳの各電極が安定化
抵抗９，１０純抵抗性負荷で終端されているた
め、その発振を抑止できる。したがつて、上記実
施例の発振器では、誘電体共振器７で決められる
発振周波数f1のみで振するので、従来のように、
誘電体共振器７と周波数調整板８の距離ｄによつ
て決まる発振周波数f1と異なる周波数f2に発振周
波数がジヤンプすることはなく、機械的同調範囲
の広い発振周波数が得られる。また、外力で誘電
体共振器７の位置が所定の位置よりずれた場合で
も発振が停止するので、外部のマイクロ波機器に
大きな影響を与えないで済むという利点がある。
第３図は上記実施例の発振器で得られた発振特
性を示すもので、横軸に誘電体共振器７と周波数
調整板８の距離ｄを、縦軸に発振出力P0（ｍＷ）
及び発振周波数f0（GHz）をそれぞれ示す。この
発振特性は、厚さ0.635mmの金メツキアルミナセ
ラミツク基板１と、ゲート長0.8μｍ、ゲート幅
400μｍのGaAsMESFET６と、誘電率38、径5.5
mmの酸化チタン系誘電体共振器７を用いたときの
実測データである。また、ゲート電極伝送線路５
の特性インピーダンス及びゲート測安定化抵抗９
の抵抗値は40〜60Ω、ドレイン電極伝送線路４及
びドレイン測安定化抵抗１０の抵抗値は30〜40
Ω、そしてソース電極伝送線路３の特性インピー
ダンスは30〜40Ωとした。従来では、12GHz以
上での発振特性を得ようとして距離ｄを１mm以下
にしても誘電体共振器によつて決まらない９〜
10GHzに発振周波数がジヤンプするため、実用
的同調範囲は500MHz程度であつた。これに対
し、本発明によれば、第３図から明らかなよう
に、上記距離ｄが１mm以下でも誘電体共振器７の
共振周波数で決まる周波数で発振するため、
1500MHzの広い同調範囲が得られた。しかも発
振出力及び外部Ｑ値も同調範囲でほぼ一定となつ
た。
性を示すもので、横軸に誘電体共振器７と周波数
調整板８の距離ｄを、縦軸に発振出力P0（ｍＷ）
及び発振周波数f0（GHz）をそれぞれ示す。この
発振特性は、厚さ0.635mmの金メツキアルミナセ
ラミツク基板１と、ゲート長0.8μｍ、ゲート幅
400μｍのGaAsMESFET６と、誘電率38、径5.5
mmの酸化チタン系誘電体共振器７を用いたときの
実測データである。また、ゲート電極伝送線路５
の特性インピーダンス及びゲート測安定化抵抗９
の抵抗値は40〜60Ω、ドレイン電極伝送線路４及
びドレイン測安定化抵抗１０の抵抗値は30〜40
Ω、そしてソース電極伝送線路３の特性インピー
ダンスは30〜40Ωとした。従来では、12GHz以
上での発振特性を得ようとして距離ｄを１mm以下
にしても誘電体共振器によつて決まらない９〜
10GHzに発振周波数がジヤンプするため、実用
的同調範囲は500MHz程度であつた。これに対
し、本発明によれば、第３図から明らかなよう
に、上記距離ｄが１mm以下でも誘電体共振器７の
共振周波数で決まる周波数で発振するため、
1500MHzの広い同調範囲が得られた。しかも発
振出力及び外部Ｑ値も同調範囲でほぼ一定となつ
た。
第４図ａ及びｂは本発明によるマイクロ波半導
体発振器の他の実施例を示す概略回路構成図及び
その−′線断面図であり、GaAsMESFET６
のソース電極Ｓを接地し、ドレインＤよりマイク
ロ波出力を取り出す場合を示す。ここで第２図と
同一又は同一部分は同一番号を用いている。一般
に、高出力GaAsFETの場合その素子の熱抵抗を
下げるため、ソース電極Ｓが第４図に示すように
銅等の放熱板１１に直接密着するような構造のパ
ツケージが用いられており、ソース電極Ｓよりマ
イクロ波出力を取り出すことが困難である。この
ため、上記実施例では、ゲート側伝送線路５及び
ドレイン側伝送線路４にそれぞれゲート側安定化
抵抗９及びドレイン側安定化抵抗１０を付加して
BPFを構成することにより、ドレイン電極Ｄより
マイクロ波出力を取り出すようにしたものであ
る。
体発振器の他の実施例を示す概略回路構成図及び
その−′線断面図であり、GaAsMESFET６
のソース電極Ｓを接地し、ドレインＤよりマイク
ロ波出力を取り出す場合を示す。ここで第２図と
同一又は同一部分は同一番号を用いている。一般
に、高出力GaAsFETの場合その素子の熱抵抗を
下げるため、ソース電極Ｓが第４図に示すように
銅等の放熱板１１に直接密着するような構造のパ
ツケージが用いられており、ソース電極Ｓよりマ
イクロ波出力を取り出すことが困難である。この
ため、上記実施例では、ゲート側伝送線路５及び
ドレイン側伝送線路４にそれぞれゲート側安定化
抵抗９及びドレイン側安定化抵抗１０を付加して
BPFを構成することにより、ドレイン電極Ｄより
マイクロ波出力を取り出すようにしたものであ
る。
このような実施例においても、誘電体共振器が
ない場合各電極には純抵抗負荷が装荷された回路
構成となつており、発振することはない。したが
つて、誘電体共振器７の共振周波数で決められる
広い同調範囲の発振周波数が得られた。すなわ
ち、ゲート幅0.8μｍ、ゲート長300μｍの
GaAsMESFET６を用いて第４図に示す回路を構
成した場合、発振出力は30ｍＷ程度得られ、しか
も発振周波数ｆと誘電体共振器７、周波数調整板
８の距離ｄとの関係においても第３図とほぼ同様
な発振特性が得られた。また、ドレイン電極Ｄの
かわりにゲート電極Ｇによりマイクロ波出力を取
り出すことが出来ることは言うまでもない。
ない場合各電極には純抵抗負荷が装荷された回路
構成となつており、発振することはない。したが
つて、誘電体共振器７の共振周波数で決められる
広い同調範囲の発振周波数が得られた。すなわ
ち、ゲート幅0.8μｍ、ゲート長300μｍの
GaAsMESFET６を用いて第４図に示す回路を構
成した場合、発振出力は30ｍＷ程度得られ、しか
も発振周波数ｆと誘電体共振器７、周波数調整板
８の距離ｄとの関係においても第３図とほぼ同様
な発振特性が得られた。また、ドレイン電極Ｄの
かわりにゲート電極Ｇによりマイクロ波出力を取
り出すことが出来ることは言うまでもない。
なお、上記実施例ではGaAsMESFETをソース
接地の増幅素子として電極とゲート電極の各伝送
線路間にBPFの正帰還回路を構成した場合につい
て示したが、本発明は、これに限定されるもので
はなく、前記FETをゲート接地の増幅素子とし
てソース電極とゲート電極を入れかえ上述と同様
にして実施することもできる。
接地の増幅素子として電極とゲート電極の各伝送
線路間にBPFの正帰還回路を構成した場合につい
て示したが、本発明は、これに限定されるもので
はなく、前記FETをゲート接地の増幅素子とし
てソース電極とゲート電極を入れかえ上述と同様
にして実施することもできる。
また、前記FETの場合ソース電極とドレイン
電極は同一構造を有しているので、ソース電極と
ドレイン電極を逆にしたリバースチヤンネルで
FETを動作させることもできる。
電極は同一構造を有しているので、ソース電極と
ドレイン電極を逆にしたリバースチヤンネルで
FETを動作させることもできる。
さらに、３端子マイクロ波半導体素子としては
GaAsMESFET以外にマイクロ波接合形トランジ
スタなどを用いることもできる。
GaAsMESFET以外にマイクロ波接合形トランジ
スタなどを用いることもできる。
以上説明したように、本発明によれば、MIC基
板上に組込まれた３端子マイクロ波半導体素子に
より増幅回路を構成し、かつこの半導体素子の接
地電極を除く２つの電極に対してそれぞれ接続さ
れた伝送線路間に電磁的に結合するように配置さ
れた周波数調整板を含む誘電体共振器により正帰
還回路を構成し、前記２つの電極に対応してそれ
ぞれ接続された各伝送線路の端部を無反射端抵抗
で終端するようにしたので、発振系が安定化して
機械的同調範囲の大きなマイクロ波半導体発振器
が得られるという効果がある。
板上に組込まれた３端子マイクロ波半導体素子に
より増幅回路を構成し、かつこの半導体素子の接
地電極を除く２つの電極に対してそれぞれ接続さ
れた伝送線路間に電磁的に結合するように配置さ
れた周波数調整板を含む誘電体共振器により正帰
還回路を構成し、前記２つの電極に対応してそれ
ぞれ接続された各伝送線路の端部を無反射端抵抗
で終端するようにしたので、発振系が安定化して
機械的同調範囲の大きなマイクロ波半導体発振器
が得られるという効果がある。
第１図ａ及びｂは従来のマイクロ波半導体発振
器の一例を示す概略回路構成図及び−′線断
面図、第２図は本発明によるマイクロ波半導体発
振器の一実施例を示す概略回路構成図、第３図は
第２図の発振器で得られた特性図、第４図ａ及び
ｂは本発明の他の実施例を示す概略回路構成図及
び−′線断面図である。 １……マイクロ波集積回路（MIC）基板、２…
…接地導体、３……ソース電極伝送線路、４……
ドレイン電極伝送線路、５……ゲート電極伝送線
路、６……ガリウム砒素メタルセミコンダクタ電
界効果形トランジスタ（GaAsMESFET）、７…
…誘電体共振器、８……周波数調整板、９……ゲ
ート側安定化抵抗、１０……ドレイン側安定化抵
抗、１１……放熱板。
器の一例を示す概略回路構成図及び−′線断
面図、第２図は本発明によるマイクロ波半導体発
振器の一実施例を示す概略回路構成図、第３図は
第２図の発振器で得られた特性図、第４図ａ及び
ｂは本発明の他の実施例を示す概略回路構成図及
び−′線断面図である。 １……マイクロ波集積回路（MIC）基板、２…
…接地導体、３……ソース電極伝送線路、４……
ドレイン電極伝送線路、５……ゲート電極伝送線
路、６……ガリウム砒素メタルセミコンダクタ電
界効果形トランジスタ（GaAsMESFET）、７…
…誘電体共振器、８……周波数調整板、９……ゲ
ート側安定化抵抗、１０……ドレイン側安定化抵
抗、１１……放熱板。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ マイクロ波集積回路基板上に組込まれた３端
子マイクロ波半導体素子により増幅回路を構成
し、かつ前記半導体素子の接地電極を除く２つの
電極に対応してそれぞれ接続された伝送線路間に
電磁的に結合するように配置された周波数調整板
を含む誘電体共振器により正帰還回路を構成し、
前記２つの電極に対応してそれぞれ接続された各
伝送線路の端部を無反射終端抵抗で終端するよう
にしたことを特徴とするマイクロ波半導体発振
器。 ２ ３端子マイクロ波半導体素子は電界効果形ト
ランジスタであることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のマイクロ波半導体発振器。 ３ 誘電体共振器は電界効果形トランジスタのゲ
ート電極とドレイン電極に対応した伝送線路間に
構成し、そのソース電極により出力を取出すこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記
載のマイクロ波半導体発振器。 ４ 電界効果形トランジスタはソース電極を接地
し、そのドレイン電極またはゲート電極より出力
を取出すことを特徴とする特許請求の範囲第１項
又は第２項記載のマイクロ波半導体発振器。 ５ 誘電体共振器は電界効果形トランジスタのソ
ース電極とドレイン電極に対応した伝送線路間に
構成し、そのゲート電極より出力を取出すことを
特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載
のマイクロ波半導体発振器。 ６ 電界効果形トランジスタはゲート電極を接地
し、そのソース電極又はドレイン電極より出力を
取出すことを特徴とする特許請求の範囲第１項又
は第２項記載のマイクロ波半導体発振器。 ７ ３端子マイクロ波半導体素子は接合形トラン
ジスタであることを特徴とする特許請求の範囲第
１項又は第２項記載のマイクロ波半導体発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10157479A JPS5624807A (en) | 1979-08-06 | 1979-08-06 | Microwave semiconductor oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10157479A JPS5624807A (en) | 1979-08-06 | 1979-08-06 | Microwave semiconductor oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5624807A JPS5624807A (en) | 1981-03-10 |
| JPS6119167B2 true JPS6119167B2 (ja) | 1986-05-16 |
Family
ID=14304161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10157479A Granted JPS5624807A (en) | 1979-08-06 | 1979-08-06 | Microwave semiconductor oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5624807A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59224904A (ja) * | 1983-06-03 | 1984-12-17 | Murata Mfg Co Ltd | 発振回路 |
-
1979
- 1979-08-06 JP JP10157479A patent/JPS5624807A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5624807A (en) | 1981-03-10 |
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