JPS6119000A - 音声符号化方法とその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は音声信号の低ビツトレイト符号化方式とその装
置に関する。

（従来技術とその問題点） 音声信号を例えば１６にビット／秒程度以下の伝送情報
量で符号化するための方式として、最近マルチパルス駆
動形音声符号化方式が提案されている。これは、駆動音
源信号系列を表わす複数個のパルス系列（マルチパルス
）を、短時間毎に、符号器側でアナリシス　バイ　シン
セシイス（ＡＮＡ−ＬＹ８　Ｉ　８−互ｙ一旦ＹＮ’ｌ
’ＨＥ８ＩＳ　；　Ａ−ｂ−８）の手法を用いて逐次的
に求め、このパルス系列を符号化伝送する方式である０
本発明はこの方式に関係するものである。この方式の詳
細については。

ビー・ニス・アタール（Ｂ、８．ＡＴＡＬ　）氏らによ
るアイ・シー・ニー・ニス嗜ニス・ヒ−（Ｉ、Ｃ。

Ａ、８．８．Ｐ、）の予稿集、　１９８２年６１４〜６
１７頁に掲載の「アφニュー・モデル・オブ、・エル・
ピー・シー・エクサイティション・フォー〇プロデュー
シングｅナチュラル・サウンディング・スピーチ・アッ
ト−ロウ・ビット−レイン」（１ＡＮＥＷ　ＭＯＤＥＬ
、ＯＦ’　Ｌ、ＰＣＦｉＸＣＩＴＡＴＩＯＮ　ｉｉ’０
ＲＰＲ，０ＤＵＣＩＮＧ　ＮＡＴＵＲＡＬ−８０ＵＮＤ
ＩＮＧ８ＰＥＥＣｆ（ＡＴ　ＬＯＷ　ＢＩＴ　Ｒ，ＡＴ
Ｅ８〃）と題した論文（文献１）に説明されているので
、ここでは簡単に説明を行なうにとどめる。

第１図は、前記文献１に記載された従来方式における符
号器側の処理を示すブロック図である。

図において、１００は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ変
換された音声信号系列Ｘ（川が入力される。１１０はバ
ッファメモリ回路であり、音声信号系列を１フレーム（
例えば８ＫＨｚサンプリングの場合でフレーム長をｌＱ
　ｒｒＬ　ｓｅｃとすると８０サンプル）分、蓄積する
。バッファメモリ回路１１０の出力値は減算器１２０と
、Ｋパラメータ計算回路１８０とに出力される。但し、
文献１．によればにパラメータのかわりにレフレクショ
ン・コエフィシエンッ（ＲＥＦＬＥ−ＣＴＩＯＮ　Ｃ０
ＥＰｆ’；ＩＣＩＥＮＴ８）と記載されているが、これ
はにパラメータと同一のパラメータである。にパラメー
タ計算回路１８０は、バッファメモリ回路１１０の出力
値を用い、共分散法に従って。

フレーム毎の音声信号スペクトルを表わすにパラメータ
Ｋｉを１６次分（１≦ｉ≦１６）求め、これらを合成フ
ィルタ１３０へ出力する。１４０は、音源パルス発生回
路であり、ｌフレーム内にあらかじめ定められた個数の
パルス系列を発生させる。ここでは、このパルス系列を
ｄ　（ｎｌと記する。音源パルス発生回路１４０によっ
て発生された音源パルス系列の一例を第２図に示す、第
２図で横軸は離散的な時刻を、縦軸は振幅をそれぞれに
示す、ここでは、ｌフレーム内に８個のパルスを発生さ
せる場合について示しである。音源パルス発生回路１４
０によって発生されたパルス系列ｄ（川は１合成フィル
タ１３０を駆動する６合成フィルタ１３０は、　ｄ（ｎ
）を入力し、音声信号Ｘ（川に対応する再生信号Ｘ（川
を求め、これを減算器１２０へ出カフする。ここで。

合成フィルタ１３０は、にパラメータＫｉを入力し。

これらを予測パラメータａ、　（１≦、ｉ≦１６）へ変
換しｍａｌを用いて再生信号ｘ（ｎｌを計算する。　ｘ
（ｎｌは。

ｄ　（ｎ）とａＩを用いて下式のように表わすことがで
きる。

ｘ　（ｎｌ−ｄ　（川＋！　ａ（−ｘ　（ｎ　−ｉ　）
　　　　　　　　　（１）轟；＝１ 上式でＰは合成フィルタの次数を示し、ここではＰ＝１
６としている。減算器１２０は、原信号Ｘ（川と再生信
号Ｘ（川との差ｅ　（ｎ）を計算し１重み付は回路１９
０へ出力する。　　１９０は、ｅ（ｎｌを入力し１重み
付は関数ｗ（ｎｌを用い、次式に従って重み付は誤差ｅ
Ｗ（川を計算する。

ｅＷ（ｎ）　＝　ｗ　（ｎｌ　＊　ｅ　ｔｎｌ　　　　
　　　　　　（２）上式で、記号１＊”はたたみこみ積
分を表わす。

また１重み付は関数ｗ（ｎ）は１周波数軸上で重み付け
を行なうものであり、そのＺ変換値をＷ（Ｚ）とすると
１合成フィルタの予測パラメータａｉを用いて１次式に
より表わされる。

ＷｉＺ）＝　（１−ΣａＩＺ−″）／（１−Σａ１１１
ｒｉ＠Ｚ−ｉ）（３）１−１１＝１ 上式でｒはＯ≦ｒ≦１の定数であり、Ｗ　＜Ｚｌの周波
数特性を決定する。つまり、ｒｚ１とすると。

Ｗ（Ｚ１＝１となり、その周波数特性は平坦となる。

一方、ｒｚ０とすると、　Ｗ（Ｚ）は合成フィルタの周
波数特性の逆特性となる。従って、ｒの値によってＷ（
Ｚ）の特性を変えることができる。また、（３）式で示
したようにｗ　ｒｚ）を合成フィルタの周波数特性に依
存させて決めているのは、聴感的なマスク効果を利用し
ているためである。つまり、入力音声信号のスペクトル
のパワが大きな′開所では（例えばフォルマントの近傍
）、再生信号のスペクトルとの誤差が少々大きくても、
その誤差は耳につき難いという聴感的な性質による。第
３図に、あるフレームにおける入力音声信号のスペクト
ルと、Ｗ■の周波数特性の一例とを示した。ここではｒ
　＝　０．８とした。図において、横軸は周波数（最大
４ＫＨｚ）を、縦軸は対数振幅（最大６０ｄＢ）をそれ
ぞれ示す。また、上部の曲線は音声信号のスペクトルを
、下部の曲線は重み付は関数の周波数特性を表わしてい
る。

第１図へ戻って、重み付は誤差ｅｗ（ｎ）は、誤差最小
化回路１５０ヘフイードバツクされる。誤差最小化回路
１５０は、ｅｗ（ｎ）の値を１フレーム分記憶し、これ
らを用いて次式ｌこ従い、重み付け２乗瞑差εを計算す
る。

ここで、Ｎは２乗誤差を計算するサンプル数を示す。文
献１１の方式では、この時間長を５Ｈ１ｓｅｃとしてお
り、これは８ＫＨｚサンプリングの場合にはＮ＝４０に
相当する。次に、誤差最小化回路１５０は、前記（４）
式で計算した２乗誤差しを小さくするように音源パルス
発生回路１４０に対し、パルス位置及び振幅情報を与え
る。１４０は、この情報に基づいて音源パルス系列を発
生させる。合成フィルタ１３０は、この音源パルス系列
を駆動源として再生信号’５ｉ”（ｎ）を計算する。次
に減算器１２０では、先ｌこ計算した原信号と再生信号
との誤差ｅ　（ｎ）から現在求まった再生信号マ（ｎ＞
を減算して、これを新たな誤差ｅ　（ｎ）とする。重み
付は回路１９０はｅ（ｎ）を入力し重み付は誤差ｅｗ（
ｎ）を計算し、これを誤差最小化回路１５０ヘフイード
バツクする。誤差最小化回路１５０は、再び２乗誤差を
計算し、これを小さくするように音源パルス系列の振幅
と位置を調整する。こうして音源パルス系列の発生から
誤差最小化による音源パルス系列の調整までの一連の処
理は、音源パルス系列のパルス数があらかじめ定められ
た数に達するまでくり返され、音源パルス系列が決定さ
れる。

以上で従来方式の説明を終了する。

この方式の場合に、伝送すべき情報は、合成フィルタの
にパラメータに、（１≦ｉ≦１６）と、音源パルス系列
のパルス位置及び振幅であり、１フレーム内にたてるパ
ルスの数によって任意の伝送レイトを実現できる。さら
に、伝送レイトを１６Ｋｂｐａ以下とする領域に対して
は、良好な再生音質が得られ有効な方式の一つと考えら
れる。

しかしながら、この従来方式は、演算量が非常に多いと
いう欠点がある。これは音源パルス系列におけるパルス
の位置と振幅を計算す、る際に、そのパルスに基づいて
再生した信号と原信号との誤差及び２乗誤差を計算し、
それらをフィードバックさせて、２乗誤差を小さくする
ようζこパルス位置と振幅を調整していることに起因し
ている。

またこの従来方式によれば、伝送レイトを下げるとピッ
チ周波数の高い入力信号の場合、例えば女性の声を入力
した場合には、再生品質が劣化するという欠点があった
。これは、ピッチ周波数が高い場合には、ピッチ周波数
が低い場合に比べ、パルスを計算Ｔるためのフレームに
より多くのビツチ波形が含菫れることになり、このピッ
チ波形を良好に再生するためには、ビ、千周波数が低い
話者の場合を比べて、より多くの個数の音源パルスを必
要とするという理由ｔこよる。

（発明の目的） 本発明の目的は、比較的少ない演算量で、低い伝送レイ
トζこ適用し得る高品質な音声符号方式とその装置を提
供Ｔることにある。

（発明の構成） 本発明によれば、送信側では離散的な音声信号系列を入
力し、あらかじめ定められた時間間隔毎にピッチを表わ
すピッチパラメータと短時間スペクトル包絡を表わすス
ペクトルパラメータとを抽出して符号化し、前記音声信
号系列を前記ピッチ１こ応じた時間区間に分割し前記音
声信号系列と前記スペクトルパラメータをもとに前記音
声信号系列を表わすための駆動信号を前記時間区間のう
ちの一部区間について求めて符号化し、前記ピッチパラ
メータを表わ丁符号と前記スペクトルパラメータを表わ
す符号と前記駆動信号を表わす符号とを組み合わせて出
力し、受信側では前記組み合わされた符号を入力し、前
記ピッチパラメータを表わす符号と前記スペクトルパラ
メータを表わす符号と前記駆動信号を表わす符号とを分
離して復号し、前記ピッチパラメータと前記復号された
駆動信号をもとに前記時間区間の駆動音源信号を復元し
前記復元された駆動音源信号と前記復号されたスペクト
ルパラメータ系列とを用いて前記音声信号系列を再生す
るようにしたことを特徴とする音声符号化方式が得られ
る。

また本発明によれば、離散的な音声信号系列を入力し、
前記音声信号系列からあらかじめ定められた時間間隔毎
にピッチを表わ丁ピッチパラメータと短時間スペクトル
包絡を表わすスペクトルパラメータとを抽出し符号化す
るパラメータ計算回路と、前記音声信号系列を前記ピッ
チに応じた時間区間に分割し前記音声信号系列と前記ス
ペクトルパラメータをもとに前記音声信号系列を表わす
ための駆動信号を前記時間区間のうちの一部区間につい
て求めて符号化する駆動信号計算回路と、前記パラメー
タ計算回路の出力符号と前記駆動信号を表わす符号とを
組み合わせて出力するマルチプレクサ回路とを有するこ
とを特徴とする音声符号化装置が得られる。

さらに本発明によれば、組み合わされた符号系列を入力
しピッチパラメータを表わす符号とスペクトルパラメー
タ系列を表わす符号と駆動信号を表わす符号とを分離し
て復号するデマルチプレクサ回路と、前記復号されたピ
ッチパラメータと前記復号された駆動信号をもとに駆動
音源信号を復元する駆動音源信号復元回路と、前記駆動
音源信号と前記復号されたスペクトルパラメータ系列と
を用いて音声信号系列を再生し出力する合成フィルタ回
路とを有することを特徴とする音声信号復号化装置が得
られる。

（実施例） 以下本発明の実施例について図面を参照して詳＃ＩＩこ
説明Ｔる。第４図（ａ）は本発明ｌこよる音声符号化方
式の符号器側の一実施例を示すブロック図であり、第４
図（ｂ）は復号＠Ｍの一実施例を示すプロツク図である
。第４図（ａ）において、音声信号系列ｘ　（ｎ）は、
入力端子１９５から入力され、あらかじめ定められたサ
ンプル数だけ区切られてバッファメモリ回路３４０に蓄
積される。次ににバラメーク計算回路２８０は、バッフ
ァメモリ回路３４０に蓄積されている音声信号のうち、
あら力）しめ定められたサンプル数を入力し、入力信号
のスペクトル包絡を表わすＬＰＯパラメータを計算する
。ＬＰＯパラメータとしては種々知られているが以下で
はにパラメータを用いるものとして説明を進める。尚、
Ｋパラメータはパーコール係数と同一のパラメータであ
る。Ｋパラメータの計算法としては代表的な方法として
自己相関法と、共分散法がよく知られている。ここでは
自己相関法によるにパラメータの計算法を、ジョン拳マ
クホウル（ＪＯＨＮＭＡ−ＫＨＯＵＬ）氏らによるアイ
・イー・イー・イー・トランザクションズ−オン・ニー
・ニス・ニス−ビー（ＩＥＥＢ　　ＴＲＡＮＳＡＯＴＩ
Ｃ）ＮＳ　ＯＮ　Ａ、Ｓ。

Ｓ、Ｐ、　）誌１９７５年６月号、　３０９〜３２１頁
に掲載の［クオンタイゼイション・プロパティズ・オブ
・トランスミッション・パラメ−タ値イン・ソニア・ブ
リディクチイブ・システムズＪ　（”Ｑ、ＵＡ−ＮＴＩ
ＺＡＴＩＯＮ　ＰＲ，０ＰＥＴｔＴＩＥＳ　ＯＦ　ＴＲ
ＡＮ８ＭＩ−８ＣＩＯＮ　ＰＡＲＡＭＢＴ１８　　ＩＮ
　ＬＩＮＥＡＲＰＲＢＤＩＯＴＩＶＥ　ＳＹ８ＴＥＭＳ
’）　　と［１，、た論文（文献２．）等に説明されて
いる方法を引用して以下に示す。

Ｂｏ＝　Ｒ（ＩＪ）　　　　　　　　　　　　　　（５
ａ）ａ　ｒ　＝ｋ　Ｉ（５’　） （＋　）　　　　　（１−１ン　　　　　　　　（Ｉ−
リａ　＝ａ　十ｋ　−ａ　　＋（１≦１≦１−１）（５
ｄ）ｊ　　　　　１　　　　１　　１−１ Ｂ　　＝（ｌ−に−）−Ｅ、　　、　　　　　　　　　
　ｔ５ｅ）ａ、＝ａ、”’　、　　（１≦１≦ｐ　）　
　　　　（５ｆ）式（５ａ）から式（５ｆ）はｊ＝　１
．２．・・・・・・ｐとして再帰的に解くことができる
。式において、ｋ、はｉ欠目のにパラメータ値を示す。

またＲ（ｉ）は入力信号に対する遅れ時間ｉの自己相関
々数を示す。ｐは予測分析次数を示す。ａ（７）　（ま
分析次数ｐの場合の３番目の線形予測係数を示す。ここ
で式（５ｅ）のＥ、の値は次数ｉの予測における予測誤
差電力を示している。従って計算の各段階で次数量の予
測の予測誤差電力を監視することができる。Ｂ、を用い
て正規化予測誤差は次式のようζこ表わせる。

ｖ、　＝　Ｅ、／Ｒｎ　　　　　　　　　　　（６）ｉ
＝ｐの場合には（５ｅ）式を用いて ｖ、　＝π（１−に、）　　　　　　　（７）１＝１ 表わせる。従ってにパラメータ値が既知の場合は、（７
）式を用いればｐ次子測分析の場合の正規化予測誤差を
知ることができる。以上で自己相関法によるにパラメー
タ計算法の説明を終える。

第４図（ａ）に戻って、Ｋパラメータに、　　はにパラ
メータ符号化回路２００へ出力される。Ｋパラメータ符
号化回路２００は、あらかじめ定められた量子化ビット
数に基づいてに、を符号化し、符号１ｋ。

をマルチプレクサ４５０へ出力する。また、Ｋパラメー
タ符号化回路２００は、Ｊｋ、を復号化して得たにパラ
メータ復号値に／１を用い前述の（５Ｃ）、（５ｄ）、
（５ｆ）　　式を用いて予測係数値ａ／、に変換し、イ
ンパルス応答計算回路２１０と重み付は回路４１０と合
成フィルタ回路４００とへ出力する。

次にピッチ分析回路３７０は、バッファメモリ回路３４
０の出力であるｌフレーム分の音声信号を用いてピッチ
周期ｐｄを計算する。ｐｄの計算法としては、例えばア
ール・ブイ・コックス（Ｒ，Ｖ。

００Ｘ）氏らによるアイ・イー・イー・イー・トランザ
クションズ・オンｅニー・ニス噛ニス・ビー（ＩＥＥＥ
　　ＴＲＡＮ８ＡＯＴＩＯＮ８　　ＯＮ　Ａ、８．Ｓ。

Ｐ）誌１９８３年２月号、２５８〜２７２頁に掲載の「
リアル−タイム・インプリメンティジョン・イブ・タイ
ム・ドメイン・ハーモニック−スケーリング・イブ・ス
ピーチ・フォー・レイト・モディフィケーション・アン
ド・コープインク」（ＲＥＡＬ−Ｔ１ＭＢ　　ＩＭＰＬ
ＥＭＥＮＴＡＴＩＯＮ　ＯＦ　　’Ｉ’１ＭＥＤＯＭＡ
ＩＮ　ＨＡＲＭＯＮＩＣ８０ＡＬＩＮＧ　０ＦＳＰＥＥ
ＣＨＦＯＲ，ＲＡＴＢＭＯＤＩＦＩＣＡＴＩＯＮＡＮＤ
　Ｃ０ＤＩＮＧ”）と題した論文（文献３）等に説明さ
れている音声信号の自己相関々数を用いて計算する方法
が知られている。また、他の衆知な方法を用いて計算す
ることもできるし、音声信号を予測した後の予測残差信
号から計算することもできる。ピッチ符号化回路３８０
は、ピッチ周期ｐｄを入力し、あらかじめ定められた量
子化ビット数で量子化符号し、符号ｌ、ををマルチプレ
クサ４５０へ出力する。また、符号Ｊｄを復号化して得
たｐ′４をパルス発生回路３９０とパルス発生回路４２
０へ出力する。

次にインパルス応答計算回路２１０は、Ｋパラメータ符
号化回路２００から予測係数値ａ′　を入力し、次式で
示される重み付けされた合成フィルタの伝達関数を表わ
すインパルス応答ｈ　　＜ｎ＞を、あらかしめ定められ
たサンプル数だけ計算する。

Ｈ，（ＺＪ−□・Ｗ（Ｚ）　　　　　　（８）１−Σａ
／、・ｚ−１ ここでｐは予測係数値ａ／、の次数を示す。

ここでＨ，■は重み付けされた合成フィルタのＺ変換上
での伝達関数を示す。また、Ｗ（イ）は前述の（３）式
で示した重み付は関数のＺ変換表現である。

インパルス応答計算回路２１０はインパルス応答ｈ　（
ｎ）を自己相関々数計算回路３６０と相互相関々数計算
回路３５０とへ出力する。

次に自己相間々数計算回路３６０は、インパルス応答計
算回路２１０からインパルス応答ｈ　　（ｎ）を入力し
、次式に従って自己相関々数Ｒｈｈ（・）をあらかじめ
定められた遅れ時間τだけ計算Ｔる。

自己相関々数”ｂｈ（τ）は駆動信号計算回路３９０へ
出力される。

次に減算詣２８５は、バッファメモリ回路３４０に蓄積
された音声信号ｘ（ｎ）を入力し、ｘ　（ｎ）から合成
フィルタ回路４００の出力系列を１フレームサンプル分
減算し、減算結果ｅ　（ｎ）を重み付は回路４１０へ出
力する。

次に重み付は回路４１０は、減算器２８５から減算結果
ｅ（ｎ）を入力し、またにパラメータ計算回路２００か
ら予測係数値ａ１１を入力し、ｅ（ｎ）に対して重み付
けを施しｅ　（ｎ）を出力する。ここでｅ　（ｎ）はＺ
変換表現で次式のように書ける。

Ｅ（イ）＝　Ｅ（Ｚ）・Ｗ■　　　　　　　　００ここ
でＥＷ■、Ｅ（イ）はそれぞれｅ、（ｎ）のＺ変換値。

ｅか）の２変換値を示す。またＷ■は前記（３）式で示
される重み付は関数の２変換値を示す。重み付は回路４
１０は、ｅ　（ｎ）を相互相関々数計算回路３５０へ出
力する。

次に相互相関々数計算回路３５０は、重み付は回路４１
０からｅ　　（ｎ）を入力し、またインパルス応答計算
回路２１０からインパルス応答ｈ　　（ｎ）を入力し、
次式に従って相互相関々数ψ、（ｎ）をあらかじめ定め
られたサンプル数だけ計算する。

ｔｐｈｘｔｎ３＝　　Σ６　＝（ｎ）−ｈ、、　（ｎ−
ｍ）　、　（１≦ｍ≦Ｎ）Ｑｌ）ｎ醪１ 相互相関々数ψｈｘ（りはパルス計算回路３９０へ出力
される。

次に駆動信号計算回路３９０の説明を行なう。駆動信号
計算回路では、音声信号を良好に表わす駆動信号として
、パルス系列を計算する。駆動信号計算回路３９０を例
えば信号処理専用のシグナルブロセ、サチ、プを用いて
実現した場合を想定して、処理の流れ図を第５図の破線
部の内側に示す。図において、ブロック６０４では端子
６００から相互相関々数ψｈｘ（りを入力し、端子６０
１から自己相関々数′ｆＬｈｈ　（・）を入力し、端子
６０１から自己相関々数”ｈｈ　（・）を入力し、端子
６０２からピッチ周期ｐ　／ｄを入力する。また端子６
０３からｅ　（ｎ）を入力する。

プロ、り６０５ξこおいて変数ｉに１がセットされる。

ここでｉはピッチ周期ｐｌ、毎に分割したサブフレーム
の番号を表わＴインデックスである。

ブロック６２０では、ピッチ周期ｐＩ、を用いて、フレ
ームをｐｌｄサンプル毎のサブフレームに分割する。ま
た、ブロック６２０ではピッチ周期ｐ′ｄを用いてｌフ
レーム中のサブフレーム数Ｍが計算される。また、ブロ
ック６２０では谷サブフレーム区間及び残りの区間に求
められるパルス数が次のよ゛うに計算される。ここで各
ピッチサブフレーム区間及び残りの区間のパルス数をそ
れぞれＬｐ、ＬＲとし、１フレーム当たりのパルス数を
ＬＢとすると、Ｌ　及びＬＲは次式を満足するようにＭ
−Ｌ　＋Ｌ　ミＬ　　　α２ ｐ　　　　　　ＲＢ 決定される。

次にブロック６３０では、第１番目のサブフレームにた
てる音源パルスをＬ　個だけ計算する。ここで音源パル
スは次式に従って１パルスずつ順次（ｌ≦ｉ≦Ｌ）（Ｌ
３１ 上式でｇ、１ｍ、は１番目のパルスの振幅１位置をそれ
ぞれ示す。またψｈｘ　’　′ＥＬｈｈは相互相関々数
。

自己相関々数をそれぞれ示す。０式に従うパルス計算過
程を第６図に示す。。

第６図（ａ）は相互相関々数計算回路３５０で計算さく
２２） れ、パルス計算回路３９０へ出方された相互相関々数ψ
ｈｘのピッチサブフレーム分を示す。図において横軸は
サブフレーム内のサンプル時刻を示す。

縦軸は振幅である。第６図（ｂ）は０り式に従って求め
た第１番目のパルスｇ１を示す図である。第６図（Ｃ）
は第６図（ｂ）で求めたパルスの影響を差し引いた後の
図である。第６図（ｄ）は第２番目のパルスｇ、を求め
た図である。第６図（ｅ）は第２番目のパルスｇ、の影
響を差し引いた後の図である。第６図（ｄ）から（ｅ）
の処理をくり返してＬ　個のパルスが探索される。

次に、第７図にブロック６２０と６３０の動作例を示す
。第７図（ａ）は１フレ一ム分の音声信号系列を示Ｔ０
また第７図０））はｌフレームをサブフレームに分割し
て、第１番目のサブフレームにおける音源パルスをＣ１
９式に従って求めた図を示す。この図ではサブフレーム
数Ｍは４．サブフレームあたりの音源パルス数りは６と
しである。

第５図に戻って、ブロック６４０ではサブフレームイン
デックスｉをインクリメントする。ブロック６４０及び
６５０の処理はもう一度くり返される。

ブロック６４０では第２番目のサブフレームにおける音
源パルスが前記ａ３式に従ってＬ　個計算され、ブロッ
ク６５０ではサブフレームインデックスｉがインクリメ
ントされる。

次にブロック６５０では、すず最初に次の２種類の８／
Ｎが計算される。一つは第１番目のサブフレーム区間で
求めた音源パルスを、ピッチ周期ｐ／４だけすらせなが
ら第２番目のサブフレーム区間でくり返した場合のＳ／
Ｎ（Ｓ／Ｎ＋　）。もう一つは第２番目のサブフレーム
において新たに計算された音源パルスを用いた場合のＳ
／Ｎ（Ｓ／Ｎ、　）である。ここで８／Ｎの計算は次式
をこ従う。

（１４）式でＲｅｅ（０）は、端子６０３から入力した
信号ｅ　Ｊｎ）に関Ｔるサブフレーム区間での電力を示
す。

次にブロック６６０では、８７Ｎ１とＳ／Ｎ、との比Ｒ
を次式に従って求める。

またブロック６６０では〔１式に従い求めた凡の値をあ
らかじめ定められたしきい値Ｔｈと比較し、第１番目の
サブフレームで求めた音源パルスを第２番目のサブフレ
ームでくり返すか否かの判別を行なう。もしＲ≦Ｔｈな
らば、パルスをくり逗子こととし、リピート情報Ｒ（ｌ
ビット）にあらかじめ定められた値（例えばＯ）をセッ
トし、ブロック６８０へ進む。−万、Ｒ＞Ｔｈならば、
パルスをくり返さないこととし、ブロック６７０へ進む
。パルスをくり返さない場合に、ブロック６７０では、
第１番目のサブフレーム及び第２番目のサブフレームで
求めたパルスの個数をそれぞれサブフレーム当たり３Ａ
ｔこすびく。具体的な方法としては例えば、パルスの絶
対値振幅の大きな方から、パルスをＬ　／２個だけ選択
する方法が考えられる。菫たブロック６７０では、Ｈに
あらかじめ定められた値（例えばｌ）をセットし、プロ
、り６８０へ進む。

次にブロック６８０では、サブフレームインデツクスｉ
をインクリメントし、プロ、り６９０へ進む。

ブロック６９０では、ｉがサブフレーム分割数Ｍ′ｆ越
えたか否かを判別する。もしｉがＭを越えてなければブ
ロック６３０へ飛び、ブロック６９０までの処理をくり
逗子。もしｉがＭを越えていればブロック７００へ進む
。次にブロック７００では、残りの区間に入るパルスを
ＬＲ個だけ、（１濁式に従って求める。次にブロック７
１０では、以上の処理によって求めたパルス列を端子７
２０から出力し、リピート情報Ｒを端子７６０から出力
Ｔる。ここで出力されたパルス列の一例を第７図（Ｃ）
に示す。この図では第２番目のサブフレーム及び第４番
目のサブフレームは、それぞれ第１番目、第３番目のサ
ブフレームで求めたパルスをくり返すので、新たにパル
スを求めてはいない。この図は、フレーム当たつのパル
ス数を１３とした例であり、第１番目と第３番目のサブ
フレームにはパルスを６個、残りのサブフレームにはパ
ルスを１個求めて、フレーム全体でパルス数を１３とじ
でや；いる。

以上で駆動信号計算回路３９０の説明を終了する。

駆動信号計算回路３９０で求めたパルス列は、符号化回
路４７０へ出力され、リピート情報Ｒは駆動音源信号復
元回路４２０とマルチプレクサ４５０へ出力される。

次に符号化回路４７０は、入力したパルスの振幅、位置
を符号化し、マルチプレクサ４５０へ出力する。

韮た、パルスの振幅、位置の復号値ｇ’　　、ｍ’　　
をＩ パルス発生回路４２（）へ出力する。ここでパルス系列
の符号化法は種々考えられる。一つは、パルス列の振幅
、位置を別々に符号化する方法であり、また一つは振幅
、位置を一緒に符号化する方法である。

前者の方法について一例を説明する。ます、パルス系列
の振幅の符号化法としては、フレーム内のパルス系列の
振幅の最大値を正規化係数として、この値を用いて各パ
ルスの振幅を正規化した後に、量子化、符号化する方法
が考えられる。また、他の方法としては、振幅の確率分
布を正規型と仮定して、正規型の場合の最適量子化器を
用いる方法が考えられる。これについては、ジェー・マ
ックス（Ｊ　−ＭＡＸ）氏によるアイ・アール・イー・
トランザクションズ・オン・インフォメーション・セオ
リー（ＩＲＥ　ＴＨ，ＡＮ８ＡＯＴＩＯＮ８　ＯＮ　Ｉ
ＮＦＯ−ＲＭＡＴＩＯＮ　ＴＨＥＯＲ，Ｙ）の１９６０
年３月号、７〜１２頁に掲載の「クオンタイジング・フ
ォー・ミニマム・ディストーション」（“ＱＵＡＮＴ　
Ｉ　Ｚ　Ｉ　ＮＧＦＯＲＭＩＮＩＭＵＭＤＩ８ＴＯ１’
ｔＴＩＯＮ”）と題した論文（文献４）等ｉこ詳述され
ているので、ここでは説明を省略■゛る。更に、各パル
スの振幅を偵交関係にある他のパラメータに変換した後
に量子化、符号化を施してもよい。また、パルス振幅毎
にビット割り当てを換えてもよい。次に、パルス位置の
符号化についても種々の方法が考えられる。例えば、フ
ァクシミリ信号符号化の分野でよく知られているランレ
ングス符号等を用いてもよい。これは符号”０”または
“ｌ”の続く長さをあらかじめ定められた符号系列を用
いて表わすものである。また、正規化係数の符号化には
、従来よく知られている対数圧縮符号化等を用いること
ができる。

尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方法に限らす、衆知の最良の方法を用いることがで
きることは勿論である。

次にマルチプレクサ４５０は、Ｋパラメータ符号化回路
２００の出力符号ｌｋｊとピッチ符号化回路３８０の出
力符号ｌｄと駆動信号計算回路３９０からのりビート情
報Ｒと符号化回路４７０の出力符号を入力し、これらを
組み合わせて送信側出力端子４８０から通信路へ出力す
る。以上で本発明による音声符号化方式の符号器側の説
明を終える。

次に本発明による音声符号化方式の復号器側について第
４図（ｂ）を参照して説明する。デマルチプレクサ５０
０は受信側入力端子４９０から入力した符号のうち、Ｋ
パラメータを表わ丁符号と、ピッチ周期を表わす符号と
、リピート情報と、パルス系列を表わす符号とを分離す
る。更ににパラメータを表わす符号をにパラメータ復号
回路５２０へ出力し、ピッチ周期を表わす符号をピッチ
復号回路５１０へ出力し、リピート情報を駆動信号復元
Ｎ路５４０へ出力し、パルス系列を表わす符号をパルス
復号回路５３０へ出力Ｔる。

第４図（ａ）に戻って、駆動音源信号復元回路４２０は
符号化回路４７０からパルス系列復号値ｇ’、　、ｍ’
　。

を入力する。また駆動信号計算回路３９０からリピート
情報Ｒを入力Ｔる。またピッチ符号化回路３８０からピ
ッチ周期復号値ｐ／、を入力する。駆動音源信号復元回
路４２０はこれらの情報を用いて駆動音源信号を発生し
、合成フィルタ回路４００へ出力する。

合成フィルタ回路４００は、駆動音源信号復元回路４２
０から駆動音源信号を入力し、Ｋパラメータ符号化回路
２００から予測係数復号値ａ、を入力する。

合成フィルタ回路４００は、入力した駆動音源信号と予
測係数復号値ａｔを用いてｌフレーム分の応答信号系列
ｘ（ｎ）を次式に従って計算する。

ここでｘ（ｎ）の値は２フレ一ム分（ｌ≦ｎ≦２Ｎ）計
算される。ｄ（ｎ）は駆動音源信号を表わし、ｌ≦ｎ≦
Ｎでは駆動音源信号復元回路４２０から入力した駆動音
源信号を用いる。またＮ＋Ｉ≦ｎ≦２Ｎ次ににパラメー
タ復号回路５２０は、Ｋパラメータを復号し、Ｋパラメ
ータ復号回路　を合成フィルタ回路５５０へ出力する。

次にピッチ復号回路５１０はピッチ周期を復号しｐ′　
をパルス発生回路５４０へ出力する。

次に音源パルス復号回路５３０は、音源パルス系列の振
幅、位置を復号し、それぞれｇ、’　、ｍ、’として駆
動信号復元回路５４０へ出力する。

次に駆動音源信号復元ｉｑ路５４０は、符号器側の駆動
音源信号復元回路４２０と同一の動作をする。

ピッチ周期復号値ｐ′、を用いて、フレームをサブフレ
ームに分割し、サブフレームに発生させるパルス数Ｌｐ
、ＬＲを計算する。この処理には、符号器側の駆！に！
］信号計算回路３９０における方法と同一の方法を用い
る。また駆動音源信号復元回路は、音源パルス系列の振
幅、位置の作号値ｇ、’　ｌ　ｍ、’とリピート情報Ｒ
を用いてサブフレームにパルスを発生させる。もし偶数
番目のサブフレームにおいて、リピート情報がパルスの
くり返しを示している場合は、１つ前のサブフレームの
パルスをｐ′　だけずらしてくり返す。一方、パルスを
くり返さない場合は、３個のパルスを発生させる。全て
のサブフレームに対してこれらの処理を行なう。

最後に、残った区間にＴＪ８個のパルスを発生させる。

以上のようにして発生されたパルスは駆動音源信号とし
て、合成フィルタ回路５５０へ出力される。

次に合成フィルタ回路５５０は、駆動音源信号とにバラ
メーグ復号値に′とを入力する。Ｋパラメ−タ復号値に
、′は前述の（５ｃ）、（５ｄ）、（５ｆ）式を用いて
予測係数値ａ　／、に変換される。合成フィルタ回路５
５０は、次式に従って合成信号ｘ（ｎ）を１フレーム分
計算し、受信側出力端子５６０から出力する。

ｘ　（ｎ）　−ｄ　（ｎ）十　Σａ　’−２’（ｎ−ｔ
　）ｅ（］≦ｎ≦Ｎ）　　（１７）、、、１１ ここでｄ　（ｎ）は駆動音源信号復元回路５４０から入
力した駆動音源信号を示す。以上で本発明による復号器
側の説明を終える。

本実施例においては、パルス探索アルゴリズムとして前
述の餞式を用いたが、これは他のパルス探索アルゴリズ
ムを用いてもよい。例えば従来例として文献１に示した
方式を用いてもよい。

また、０３式の方法ではパルスを１つすつ）＠番番こ探
索していたが、パルスを１つ求める毎（ここれより過去
に求まった複数個のパルスの振幅をＡ調整するような方
法を用いてもよい。

また本実施例では、音源パルスの韮びき万として２対１
のまびきについて説明したが、これ以外の比率のまびき
を行なうこともできる。

また本実施例では、送信側でパルスをまひくか否かを判
別し受信側にリピート情報Ｒを送っていたが、リピート
情報は送らす、送信側でばあらかじめ定められたまびき
率で常にまびき、受信向では送られたパルスを用いてあ
らかじめ定められた回数だけ常ｌこくり返す荷成として
もよい。

また本実施例では、あるサブフレーム（ｊ番目のサブフ
レームとする）でパルスをまひかない場合には、ｊ番目
のサブフレームとｊ−１番目のすが、これはｊ−１番目
とｊ番目の２つのサブフレーム全体に対してＬ　個のパ
ルスを求めるようにしてもよい。

また本実施例では、パルスをまびくか否かの判別には、
パルスをサブフレーム毎番こ計算して用いていたが、こ
れはフレームに対してあ、らかしめ定められた個数のパ
ルスを計算しておき、このパルスを用いてサブフレーム
毎に上記判別処理を行なってもよい。

また本実施例では、駆動信号計算回路３９０ｃこおいて
、フレームをピッチ周期ｐ′４に応じたサブフレームに
分割する際に、第７図（ｂ）　、　（Ｃ）に示したよう
に、フ、レームの左端からｐ′、サンプル毎にサブフレ
ームに分割した。サブフレームの分割法としては次のよ
うｌこしてもよい。

ます、フレームに対してあらかじめ定められた個数のパ
ルスを計算する。次に求まったパルスのうち、フレーム
の左端に最も近いパルスの近傍を始点Ｔとして、ｐ′、
サンプル毎をこサブフレームに分割するようにしてもよ
い。このようｔこした場合は、始点Ｔの位置を受信側へ
伝送する必要がある。

これには例えば、フレーム左端から始点Ｔまでの距離Ｔ
　をあらかじめ定められた長さの符号で表わしで伝送し
てもよいし、Ｔ　とピッチ周期ｐ　Ｚとの比をあらかじ
め定められた長さの符号で表わして伝送してもよい。

また受信側においてまびかれたパルスを復元する際に、
本実施例では一つ過去のサブフレームにおけるパルスを
くり返していたが、これは次のようにしてもよい。今、
パルスがまびかれたサブフレームの番号をｊとすると、
ｊ−１番目のサブフレームにおけるパルスとｊ＋１番目
のサブフレームにおけるパルスとを用いて１番目のサブ
フレーム１こおけるパルスを補間して求めるようにして
もよい。

また本実施例では、ピッチ周期に応じて分割したサブフ
レームが、次のフレームにまたがる際には、現在のフレ
ームの最後のサブフレームはパルスのまびき処理を行な
わすに、パルスをあらかじめ定められた個数だけ新たに
求め直して伝送していた。これは例えば以下のようにし
てもよい。サブフレームが次のフレームにまたがる際に
は、次のフレームの信号を入力し、フレームをまたいで
サブフレームの分割を行ない、パルスのまびき処理を次
のフレームζこわたって連続的に行なうようにしてもよ
い。また別な方法としては、次のフレームにまたがるサ
ブフレームにおいて、サブフレームが現フレームに存在
する時間区間だけパルスまびき処理を行ない、サブフレ
ームの残りの時間区間に関しては、次のフレームにおい
て行なうようにしてもよい。

またフレーム毎の音声信号に対して有声、無声判別を行
ない、有声と判別されたフレームについて、パルスの猿
びき処理を行なうようにしてもよい。この有声、無声判
別には例えば、よく知られているように、音声信号また
は予測残差信号の自己相関または共分散関数のピッチ周
期だけ離れた時刻の値を用いることができる。

また本実施例では、受信側においてまびかれたパルスを
復元するために用いるピッチ周期ｐＳとして、送信側で
求めたピッチ周期を受信して用いる構成としたが、ピッ
チ周期は伝送せずに、受信側では受信したパルス系列ま
たは過去に合成された合成信号系列ｘ（ｎ）の周期性か
らピッチ周期ｐ′。

を抽出し、これをもとにまびかれたパルスを復元するよ
うな構成としてもよい。

本実施例の構成においては、短時間スペクトル構造を表
わＴインパルス応答系列の自己相関々数を計算する際に
、インパルス応答計算回路２１０によってにパラメータ
復号値を用いてインパルス応答を計算した後に、このイ
ンパルス応答を用いて自己相関々数計算回路３６０にて
自己相関々数を計算していた。ディジタル信号処理の分
野でよく知られているように、インパルス応答の自己相
関々数はパワスペクトルと対応関係にある。従って菫す
にパラメータ復号値を用いてパワスペクトルを求め、そ
の後にこの対応関係を用いて自己相関々数を計算するよ
うな構成としてもよい。一方、音声信号と短時間スペク
トル包絡を表わ丁インパルス応答との相互相関々数を計
算する際に、本実施例の構成では重み付は回路４１０の
出力値ｅ　　（ｎ）とにパラメータ復号値に／、を用い
てインパルス応答計算回路２１０にて計算したインパル
ス応答ｈ　　（ｎ）を用いて相互相関々数ψ、（・）を
計算していた。よく知られているように、相互相関々数
はクロス・パワスペクトルと対応関係にある。従・って
ますｅ　　（ｎ）とに／、とを用いてクロス・パワスペ
クトルを求め、その後に相互相関々数を計算するような
構成としてもよい。尚、パワスペクトルと自己相関々数
との対応関係、クロスパワスペクトルと相互相関々数と
の対応関係については、ニー・ブイ、オッペンハイム（
Ａ、Ｖ、ＯＰＰＥＮＨＥＩＭ）氏らによる［ディジタル
信号処理Ｊ　（＠ＤＩＧＩＴＡＬ８ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯ
ＯＢＳ８ＩＮＧ−）と題した単行本（文献）の第８章に
そ詳細に説明されているので、ここでは説明を省略する
。

本実施例においては、ｌフレーム内のパルス系列の符号
化は、パルス系列が全て求まった後に、第４図（ａ）の
符号化回路４７０によって符号化を施したが、符号化を
パルス系列の計算に含めて、パルスを１つ計算する毎（
こ、符号化を行ない、次のパルスる計算するという構成
にしてもよい。このような構成をとることによって、符
号化の歪をも含めた誤差を最小とするようなパルス系列
が求まるので、更に品質を向上させることができる。

（本発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、送信側ではピッチ
サブフレームのパルスをあらかじめ定められたまびき率
で時間的にまびき、まびかれたパルスを伝送し、受信側
では受信したパルスを用いて、まびかれたパルスを復元
し音声を合成するようにしているので、伝送レイトが低
い場合にも高品質な音声を合成できるという効果がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロック図、第２図は音
源パルス系列の一例を示す図、第３図は入力音声信号系
列の周波数特性と第１図に記載の重み付は回路の周波数
特性の一例を示Ｔ図、第４図（ａ）　、　（ｂ）は本発
明による音声符号化方式の一実施例を示すブロック図、
第５図はパルス計算回路３９０の処理内容の一例を示す
図、第６図はパルス計算過程の一例を示、す図、第７図
は第５図のブロック６２０と６３０の動作例を示す図で
ある。 図１こおいて、１１０　、３４０・・・・・・バッファ
メモリ回路、１２０　、２８５・・・・・・減算回路、
１３０　、４００　、５５０・・・・・・合成フィルタ
回路、４２０　、５４０　＝−・・・・駆動音源信号復
元回路、１５０・・・・・・誤差最小化回路、１８０　
。 ２８０・・・・・・Ｋパラメータ計算回路、１９０　、
４１０・・・・・・重み付は回路、２００・・・・・・
Ｋパラメータ符号化回路、２１０・・・°°・インパル
ス応答計算回路、３５０・・・・・・相互相関計算回路
、３′６０・・・・・・自己相関計算回路、３７０・・
・・・・ピッチ分析回路、３８０・・・・・・ピッチ符
号化回路、３９０・・・・・・パルス計算回路、４７０
・・・・・・符号化回路、４５０・・・・・・マルチプ
レクサ、５００・・・・・・デマルチプレクサ、５１０
・・・・・・ピッチ復号回路、５２０・・・°°°にパ
ラメータ復号回路、５３０・・・・・・音源パルス復号
回路をそれぞれ示す。 第１図 才２図 才　３　図 オ６図 （Ｃ） （ｅ） ｆ　７　図 （ｂ） （Ｃ） 手続補正書（自発） 昭和　　年６０°芹“−１日 特許庁長官　殿　　　　　　　　　　国１、事件の表示
　　　昭和５９年　特許　願第１３９６３４号２、発明
の名称　　音声符号化方式とその装置３、補正をする者 事件との関係　　　　　　　出　願　人東京都港区芝五
丁目３３番１号 （４２３）　　　日本電気株式会社 代表者　関本忠弘 ４、代理人 （連絡先　日本電気株式会社特許部） 五　補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ａ補正の内容 （１）　　明細書第１５頁第１行目から第２行目に「リ
ニア」とあるのを「リニア」と補正する。 （２）　　明細書第２３頁第２行目の「フレーム分」の
あとに次をそう入する。 「の例」 （３）明細書第３９頁第１３行目から第１４行目Ｋ「ま
びき、まびかれたパルスを」とあるのを「まびいて」と
補正する。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信側では離散的な音声信号系列を入力し、あら
   かじめ定められた時間間隔毎にピッチを表わすピッチパ
   ラメータと短時間スペクトル包絡を表わすスペクトルパ
   ラメータとを抽出して符号化し、前記音声信号系列を前
   記ピッチに応じた時間区間に分割し、前記音声信号系列
   と前記スペクトルパラメータをもとに前記音声信号系列
   を表わすための駆動信号を前記時間区間のうちの一部区
   間について求めて符号化し、前記ピッチパラメータを表
   わす符号と前記スペクトルパラメータを表わす符号と前
   記駆動信号を表わす符号とを組み合わせて出力し、受信
   側では前記組み合わされた符号を入力し、前記ピッチパ
   ラメータを表わす符号と前記スペクトルパラメータを表
   わす符号と前記駆動信号を表わす符号とを分離して復号
   し、前記ピッチパラメータと前記復号された駆動信号を
   もとに前記時間区間の駆動音源信号を復元し前記復元さ
   れた駆動音源信号と前記復号されたスペクトルパラメー
   タ系列とを用いて前記音声信号系列を再生することを特
   徴とする音声符号化方式。
2. （２）入力音声信号系列からあらかじめ定められた時間
   間隔毎にピッチを表わすピッチパラメータと短時間スペ
   クトル包絡を表わすスペクトルパラメータとを抽出し符
   号化するパラメータ計算回路と、前記音声信号系列を前
   記ピッチに応じた時間区間に分割し、前記音声信号系列
   と前記スペクトルパラメータをもとに前記音声信号系列
   を表わすための駆動信号を前記時間区間のうちの一部区
   間について求めて符号化する駆動信号計算回路と、前記
   パラメータ計算回路の出力符号と前記駆動信号を表わす
   符号とを組み合わせて出力するマルチプレクサ回路とを
   有することを特徴とする音声符号化装置。
3. （３）ピッチパラメータを示す符号とスペクトルパラメ
   ータを示す符号と駆動信号を表わす符号とが組み合わさ
   れた符号系列が入力され、ピッチパラメータを表わす符
   号とスペクトルパラメータ系列を表わす符号と駆動信号
   を表わす符号とを分離して復号するデマルチプレクサ回
   路と、前記復号されたピッチパラメータと前記復号され
   た駆動信号をもとに駆動音源信号を復元する駆動音源信
   号復元回路と、前記駆動音源信号と前記復号されたスペ
   クトルパラメータ系列とを用いて音声信号系列を再生し
   出力する合成フィルタ回路とを有することを特徴とする
   音声信号復号化装置。