JPS6114591A - 半導体放射線位置検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 この発明は半導体放射線位置検出装置に関し、この半導
体放射線位置検出装置は核医学診断（通常（７）ＲＩイ
メージングの他、　Ｅｍｉｓｓｉｏｎ　Ｃｏｍｐｕｔｅ
ｄＴｏｍｏｇｒａｐｈｙも含む）および理工学分野等に
適用される。

（ロ）従来技術 ＣｄＴｅやＨｇ　Ｉ　２等の化合物半導体を用いて常温
用放射線検出素子を複数配列した放射線２次元位置検出
装置（＃に６０ＫｅＶ以上のγ線を対象とする用途、た
とえば核医学診断用）は、現状ではいろいろと問題点が
あり、未だ実用化されるに至っていない。

従来例としては、たとえばＨｇＩ２等検出器を用いたγ
線２次元位置検出器の試作に関する、１　）　Ｄ、０ｒ
ｔｅｎｄａｈｌ、ｅｔ　ａｌ、；”。ｐｅｒａｔｉｎｇ
　Ｃｈａｒａｃｔｅ　−”　　　　　　’ｒｒｓｔｉｃ
ｓｏｆ　Ｓｍａｌｌ　Ｐｏ５ｉｔｉｏｎ−Ｓｅｎｓｉｔ
ｉｖｅ　ＭｅｒｃｕｒｉｃＩｏｄｉｄｅ　　Ｄｅｔｅｃ
ｔｏｒｓ、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｎｕｃｌ、　Ｓｃ
ｉ、、ＮＳ−２９（１）７８４（１９８２）２）　Ｃ，
０ｒｔａｌｅ、ｅｔ　ａｌ、；Ｍｅｒｃｕｒｉｃ　Ｉｏ
ｄｉｄｅ　Ｄｅｔｅ　−ｃｔｏｒｓ、” Ｎｕｃｌ、Ｉｎ５ｔｒ、　ａｎｄ　Ｍｅｔｈ、、２１３
Ｊ５（１８８３）などを挙げることができる。

主な問題点としては、 （６）エネルギ分解能が悪い（特に６０ＫｅＶ以上のγ
線に関して）、 （ｂ）感度の均一性が悪い、 視野が必要な場合）、 （ｅ）検出器部で高コスト、 （ｆ）検出器部の寿命が比較的短い（検出素子の劣化）
、 の６つが掲げられる。

特に重要である問題点（ａ）は本来、正孔の易動度ｇｈ
が電子の易動度ルｅ比較【７て著しく小さいため、電荷
酸味時間すなわち前置増幅器の出力信号の立ち上り時間
が放射線吸収位置の深さく陰極までの距離）に依存して
大きなばらつＳを示すことに起源している。これに伴っ
て、 ■＝ｈ・τｈ積（τｈ；正孔の平均寿命）が小さい、す
なわち正孔の正孔捕獲中心に捕獲され易いことに起因す
る電荷収集の不完全性、■波形整形回路の出力波高の入
力信号立ち上り時間に対する依存性、 の２つの原因により、全エネルギ吸収ピークスペクトル
が低エネルギ側に尾を引いて非対称となり、エネルギ分
解能を悪くしている。

上記原因■は検出素子（結晶）固有の性質であり、結晶
の質の良否つまり正孔捕獲中心の濃度によってτｈが大
きく異なる。すなわち、結晶の質が悪い程、全エネルギ
吸収ピークスペクトルの非対称性が顕著となり、ピーク
位置の低エネルギ側へのシフトが観測される場合もある
。したがって、一部に質の悪い結晶が使用されていると
、問題点（ａ）つまり低エネルギ分解能をさらに低下さ
せるだけでなく、問題点（ｂ）つまり感度の不均一性も
著しくなる。

これらを防ぐためには、非常に良質な結晶のみを使用し
なければならず、一般に多数の結晶を配列使用すること
が必要なため、問題点（ｅ）つまり高コスト化を伴なう
ことになる。

また、上記の原因■に関連して生じる偏極効果、放射線
損傷、または他の原因等により引き起される検出素子の
特性の劣化（エネルギ分解能の低下およびピークシフト
）が問題点（ｆ）つまり検出器部の寿命短縮につながる
。

一方、上記の原因■によるエネルギ分解能の低下を改善
するために・は、一般に波形整形回路の時定数を長い値
に設定することが必要で、問題点（Ｃ）つまり低計数率
特性を引き起す。

（ハ）目的 この発明は、化合物半導体を用いた放射線検出素子を複
数配列した放射線２次元位置検出装置において、エネル
ギ分解能と感度不均一性とをともに改善するとともに、
これに伴なって、結晶の質に多少のばらつきがあっても
使用できるようにしてコストの低減を図り、また結晶の
多少の劣化があってもこれが全体の性能へ及ぼす影響を
軽減するようにして検出器部の寿命の延長と可能とし、
さらに計数率特性も向上させることを目的とする。

（ニ）構成 この発明によれば、化合物半導体（半絶縁体も含む）の
常温用放射線検出素子をマトリクス状に複数配列し、 各行毎に設けられる前置増幅器および微分回路を含む増
幅器と各列毎に設けられる前置増幅器および微分回路を
含む増幅器とをそれぞれ経て各検出素子の陽極と陰極と
のいずれか一方より行毎の信号を取り出すとともに他方
より列毎に信号を取り出し、それぞれディスクリミネー
タを経て得たデジタルパルス信号をエンコーダに通して
コード化してデジタル位置信号を得、 各事象毎に行に関する信号と列に関する信号とが一定の
時間範囲内で同時であるか否かを検出し、同時である場
合のみ有効とする同時計数手段を備え、 行または列の少なくとも一方に関して上記各微分回路を
含む増幅器の出力を対応する遅延回路を経てアナログマ
ルチプレクサに導いて共通化し。

このアナログマルチプレクサの出力を積分回路を含む増
幅器に入力して、この積分回路を含む増幅器と上記微分
回路を含む増幅器との組合せによりエネルギ信号波形整
形を行なう主増幅器を形成してエネルギ信号を得、 エネルギ信号が１個以上のエネルギ範囲内に入っている
か否かを識別する波高分析手段を備え、 上記アナログマルチプレクサの出力を、上記積分回路を
含む増幅器と並列に、上記積分回路を含む増幅器に比べ
て高周波成分を増幅する特性を備える補助増幅器にも入
力し、この補助増幅器の出力信号波高と上記積分回路を
含む増幅器の出力信号波高とを比較して各事象毎に電荷
収集時間情報を得、 この電荷収集時間情報に応じて各事象毎に、エネルギ信
号を上記波高分析手段のエネルギ巷塀範囲に対して相対
的に補正することにより電荷収集の不完全性に起因する
エネルギ分解能の劣化を改善するとともに、 各事象毎に得られるデジタル位置信号を用いてメモリを
アドレスし読み出した内容に応じて上記の補正の度合を
各事象毎に調節する。

（ホ）実施例 第１図では、特に、各検出素子がそれぞれ独立した化合
物半導体基板（たとえばＣｄＴｅ’ｂＨｇ１２等の結晶
）１１１〜１１４で形成されている場合が示され、各素
子は互いに対向する平行平板電極２１１〜２４４，３１
１〜３４４ではさまれている。ここでは、説明の便宜上
、検出素子は４×４のマトリクスに配列されているもの
としている。なお、各基板１１ｊのｉは行番号（Ｘ方向
の位置）を、ｊは列番号（Ｙ方向の位置）をそれぞれ示
す。この第１図では、放射線は図示していないコリメー
タを通して、電極３１１〜３４４側から入射する。仮想
的接地側電極２１１〜２４４は、各行毎に対応する前置
増幅器６ａｌ〜６ａ４にそれぞれ直流結合で接続されて
仮想的に接地される。すなわち、電極２１１．２１２．
２１３．２１４は共通の信号線を介して前置増幅器６ａ
ｌに接続されて、電圧出力Ｖｐｘｌを得る。同様に、電
極２２１．２２２．２２３．２２４は前置増幅器６ａ２
に、電極２３１．２３２．２３３．２３４は前置増幅器
６ａ３に、電極２４１．２４２．２４３．２４４は前置
増幅器６ａ４にそれぞれ接続されて、電圧出力Ｖｐｘ２
、Ｖｐｘ３、Ｖｐｘ４の各々を得る。

一方バイアス印加側電極３１１〜３４４は各列毎に対応
する前置増幅器６ｂｌ〜６ｂ４にそれぞれ交流結合で接
続される。すなわち、電極３１１．３２１．３３１．３
４１は共通の信号線で結ばれてバイアス抵抗４１を介し
て高圧電源に接続され、またコンデンサ５１を介して前
置増幅器６ｂｌに接続されて電圧出力ｖｐｙｔを得る。

他も同様で電圧出力Ｖｐｙ２、Ｖｐｙ３、Ｖｐｙ４の各
々が得うレる。

つぎにこれらの電圧出力Ｖｐｘｌ〜Ｖｐｘ４、Ｖｐｙ１
〜Ｖｐｙ４の処理回路の構成を第２図（ａ）および（ｂ
）を用いて説明する。Ｘ方向の位置情報を有する各前置
増幅器出力Ｖｐｘｌ−Ｖｐｘ４は対応する「微分回路を
含む増幅器」７ａ１〜７ａ４の各々に入力され、これら
から得られた各出力Ｖｄｘｌ〜Ｖｄ！４はそれぞれ対応
するトリガ回路８ａｌ〜８ａ４と、それぞれ対応する遅
延回路および増幅器９１〜９４とに入力される。トリガ
回路８ａｌ〜８ａ４の各々は、たとえば短い時定数の微
分回路、ベースラインリストアラ、コンパレータ等を用
いたディスクリミネータおよびパルス発生回路等で構成
され、入力信号またはその微分信号等がスレッショルド
レベル供給回路１０より供給されるスレッショル　。

ド電圧ＶＴＨを越えた場合のみデジタルパルス信号を出
力する。なお、トリガ回路８ａｌ〜８ａ４に、リーディ
ングエツジトリガ法やゼロクロッシング法を用いてもよ
号が、遅延線等を用いてコンスタントフラクションタイ
ミング法を用いてもよい。

トリガ回路８ａｌ〜８ａ４から出力されるデジタルパル
ス信号の各々はＯＲ回路１６ａおよびラッチ回路１６ａ
に入力される。トリガ回路８ａ１〜８ａ４のうち少なく
とも１個がパルス信号を出力した場合には、ＯＲ回路１
６ａからパルス信号Ｔｌｘが出力され、Ｔ２２個発生回
路１７ａと同時計数検出回路２０とに入力される。信号
Ｔｌｘが出力されると、通常はＴ２２個発生回路１７ａ
から、対応する信号Ｔ２！がラッチ回路１１ａにすみや
かに伝達プフロップにより構成される。固定されたラッ
チ回路１１ａの出力は、エンコーダ１２ａに入力されて
コード化された後に、ラッチ回路１３ａに入力される一
方、パリティチェック回路１８ａにも入力され、得られ
たパリティ情報（奇偶）はＴ３３個発生回路１９ａにも
入力される。ラッチ回路１１ａの出力はアナログマルチ
プレクサ制御回路２３にも入力され、後述のタイミング
信号ＡＳ　ＥＮＡＢＬＥによって、信号ＡＳ　ＣＨＩ〜
ＡＳ　ＣＨ４のいずれかが出力される。信号Ｔ２ＸはＴ
３３個発生回路１９ａにも伝達され、トリガ回路８ａ１
〜８ａ４のうち２個以上からパルス信号が同時に出力さ
れていないかどうかを上記のパリティ情報に基づいて識
別し、２個以上同時に出力されていなければ、対応する
信号Ｔ３Ｘが出力され、タイミング制御回路２２に伝達
される。なお、パリティチェック回路１８を用いたこの
識別方法は簡単であるが、同時に３個出力された場合に
識別できないため、非常に高計数率条件下で測定する用
途では他の識別方法の使用が必要である。

↓ｘ−ｒ俵臼 Ｙ方向の位置情報を有する前置増幅′器出力ＶＰｙ１〜
ＶＰ４４の各々に関しても、遅延回路および増幅器９１
〜９４とアナログマルチプレクサ制御回路２３の部分を
除いて上述のＸ方向の場合と同様である。すなわち、前
置増幅器出力ｖｐｙｉ〜ＶＰｙ４の各々は対応する微分
回路を含む増幅器７ｂｌ〜７ｂ４のそれぞれに入力され
、これらから得られた各出力Ｖｄｙｌ〜ｖｃｔｙａはそ
れぞれ対応するトリガ回路８ｂｌ〜８Ｍに入力され、各
信号ｖｄｙｔ〜Ｖｄｙ４またはその微分信号等がスレッ
ショルド電圧ＶＴＲを越えたときにのみ、デジタルパル
ス信号を出力する。トリガ回路８ｂｌ〜８ｂ４の各々か
ら出力されるデジタルパルス信号はＯＲ回路１６ｂおよ
びラッチ回路１１ｂに入力される。トリガ回路８ｂ１〜
８ｂ４のうち少なくとも１個がパルス信号を出力した場
合には、ＯＲ回路１６ｂからパルス信号Ｔ１ｙが出力さ
れ、Ｔ２信号発生回路１７ｂと同時計数検出手段２０に
入力される。信号Ｔ１ｙが出力されると、通常はＴ２信
号発生回路１７ｂから対応する信号Ｔ２Ｙがラッチ回路
１１ｂにすみやかに伝達されてラッチ回路１１ｂの内容
を固定する。

固定されたラッチ回路１１ｂの出力は、エンコーダ１２
ｂに入力されてコード化された後に、ラッチ回路１３ｂ
に入力される一方、パリティチェック回路１８ｂにも入
力され、得られたパリティ情報はＴ３信号発生回路１９
ｂにも入力される。信号Ｔ２ＶはＴ３信号発生回路１９
ｂにも伝達され、トリガ回路８ｂｌ〜８ｂ４のうち２個
以上からパルス信号が同時に出力されていないかどうか
を上記のパリティ情報に基づいて識別し、２個以上同時
に出力されていなければ、対応する信号Ｔ３Ｙが出力さ
れ、タイミング制御回路２２に伝達される。

同時計数検出回路２０では、各パルス信号ＴｌｘとＴｌ
ｙとが一定の時間範囲で同時であるか否かを判定し、同
時である場合は信号Ｔ４を出力し、この信号Ｔ４はタイ
ミング制御回路２に入力される。信号Ｔ３Ｘ、Ｔ３Ｙ、
Ｔ４のうち少なくとも１個はタイミング信号であり、信
号Ｔ３Ｘ、Ｔ３Ｙ、Ｔ４の全てが入力された場合には、
タイミング制御回路２２からは一連のタイミング信号ａ
〜ｄ　、　ＡＳ　ＥＮＡＢＬＥ　、　Ｔ　５〜Ｔ９等が
それぞれ適当なタイミングで出力される。タイミング信
号Ｔ５によりラッチ回路１３ａ、１３ｂの各々の内容は
固定され、デジタル位置信号Ｄｉｇ、Ｘｏ、Ｄｉｇ、Ｙ
ｏを出力する。これらの信号は、さらに、対応する各ラ
ッチ回路１４ａ、１４ｂに入力され、タイミング信号Ｔ
８によってそれらの内容が固定され、デジタル位置信号
Ｄｉｇ、ＸおよびＤｉｇ、　Ｙを出力する。信号Ｄｉｇ
、Ｘ、、Ｄｉｇ、Ｙハ対応するＤ／Ａ変換変換器オドラ
イバ１５ａ、１５ｂにそれぞれ入力され、得られたアナ
ログ位置信号Ｘ、Ｙは後述のＵＮＢＬＡＮＫ信号ととも
にＣＲ７表示装置２５に送られて、２次元のイメージが
表示される。なお、第２図（ａ）では省略したが、各ラ
ッチ回路１４ａ、１４ｂにおいて、コード信号の下位ビ
ットに乱数発生器（たとえばカウンタ等で構成できる）
の出力を付加して画素毎にイメージが集中することを防
いで見易くすることが望ましい。

遅延回路および増幅器９１〜９４の各々は、たとえば遅
延線とベースラインリストアラを伴なった増幅器等で構
成され、微分回路を含む増幅器７ａ１〜７ａ４の各出力
Ｖｄｘｌ−Ｖｄｘ４は、対応する各遅延回路および増幅
器９１〜９４をそれぞれ経てアナログマルチプレクサ１
００に入力される。アナログマルチプレクサ１００はア
ナログマルチプレクサ制御回路２３の出力信号ＡＳ　Ｃ
ＨＩ−ＡＳ　ＣＨ４０）各々によって制御され、トリガ
回路８ａｌ〜８ａ４のうちのパルス信号を出力したもの
に対応する遅延回路および増幅器９１〜９４のいずれか
の出力信号のみを後続の回路に送るように構成され、た
とえばアナログスイッチと加算器を用いて製作できる。

すなわち、このアナログマルチプレクサ１゜Ｏは、単純
に加算する場合に比べて回路雑音を減少させる働きをす
る。アナログマルチプレクサ１００の出力は、積分回路
および増幅器１３２と補助増幅器１３３とに入力され、
出力信号Ｖｇ、ｖｄ°がそれぞれから得られる。ここで
、微分回路を含む増幅器７ａｌ〜７ａ４と積分回路およ
び増幅器１３２の組合せでエネルギ信号用の波形整形を
行なう主増幅器が形成される。たとえば、微分回路を含
む増幅器７ａｌ〜７ａ４をＣＲ微分回路（通常はポール
ゼロキャンセレーションを使用）１段と増幅器とで構成
し、積分回路および増幅器１３２をＲＣ積分回路または
ローパスアクティブフィルタ１段以上と増幅器とで構成
すれば、準ガウス形フィルタを有した波形整形増幅器が
構成できる。

但し、整形時定数τを可変としたいときは、上述の構成
では、微分回路を含む増幅器７ａｌ〜７ａ４の数が多い
ので時定数τの切換えが面倒であり、またそれらの出力
信号Ｖｄｘｌ−Ｖｄｘ４のパルス幅および波高が変化し
てタイミング制御および後述の補正回路の調整が複雑に
なる等の不都合が生じる場合がある。したがって、微分
回路を含む増幅器７ａ１〜７ａ４の微分回路の時定数τ
０は固定にして、積分回路および増幅器１３２の中に時
定数でか可変な微分回路と積分回路を含めて、全体とし
て時定数τが、τ≦τ０の範囲で可変な準ガウス形フィ
ルタとなるよう構成してもよい。この場合も、微分回路
を含む増幅器７ａｌ〜７ａ４の中の微分回路は信号Ｖｄ
＋ｒｌ〜Ｖ　ｄ　ｘ４のパルス幅を比較的短く制限する
ことにより、アナログマルチプレクサ１００内の通過時
間を短く抑える役割を果し、計数率特性の観点から必要
である。一方、補助増幅器１３３は積分回路および増幅
器１３２に比べて高周波成分をより増幅する特性を有し
、たとえば、通常の増幅器（ＤＣ成分からある周波数領
域まで増幅度一定）かまたは上記の主増幅器の時定数で
より短い時定数の波形整形回路（微分回路のみ、または
微分回路と積分回路）と増幅器との組合せ等で構成され
る。その結果、信号Ｖｇに比べて信号Ｖｄ’の方が電荷
収集時間ｔｒ、すなわち前置増幅器６ａｌ〜６ａ４の出
力信号の立ち上り時間に対する依存性が信号波高に顕著
に現われる。なお、補助増幅器１３３の中に短い時定数
の積分回路、または信号の立ち上りから比較的早い時刻
において一定の短い時間の量大力信号を積分する積分回
路等を含めることは、直列雑音を低減させる効果を生む
。但し、ｔｒ依存性の感度は多少低下する。

信号ｖｄ°、Ｖｇは、タイミング信号ａ、ｂで制御され
るピーク検出ホールド回路、つまりパルスストレッチャ
回路１４１．１４０にそれぞれ入力され、信号波高Ｖｄ
’ｍａｘ　、　Ｖ　ｇｎａｗがそれぞれ出力される。信
号Ｖｇｍａｘは、除算器１１０およびサンプルホールド
回路１５０に入力される一方、信号Ｖｄ’ｍａｘととも
に減算器１１４にも入力される。係数ｋが電荷収集時間
ｔｒｗＯの事象に関してＶ　ｇｍａｘ　＝　ｋ　ｅ　Ｖ
ｄ’ｍａｘとなるように与えられるとすると、減算器１
１４からは（Ｖ　ｇＩｌａｘ　−ｋ会Ｖｄ’ｍａｘ　）
に比例する信号が出力される。この信号は除算器１１０
に入力されてＶｇｍａｘで除算・規格化されて、 ΔＲ＝　（Ｖｇｍａｘ　−に・Ｖｄ’ｍａｘ　）　／Ｖ
　ｇｌｌａｗ・・・■ に比例する信号が与えられる。ΔＲは電荷収集時間ｔｒ
の関数であり、エネルギには依存しない特徴を持つ。こ
の除算器ｌｌＯの出力信号はタイミング信号Ｃによって
、サンプルホールド回路１５１に取り込まれ、保持され
る。また、信号Ｖｇｓａｘはタイミング信号Ｃによって
サンプルホールド回路１５０に取り込まれ、保持される
。サンプルホールド回路１５１の出力ΔＲｈは非線形増
幅器１１１を経て非線形変換された後に、乗算器１０９
に入力される。

一方、タイミング信号Ｔ６で読み出しが行なわれる補正
量修正メモリ２６に、ラッチ回路１３ａ、１３ｂの各出
力つまりデジタル位置信号Ｄｉｇ。

ＸｏおよびＤｉｇ、Ｙｏが入力されてアドレスを行なわ
れる。メモリ２６から読み出された内容はラッチ回路２
７に入力され、タイミング信号Ｔ７で固定される。さら
にラッチ回路２７の固定された内容はＤ／Ａ変換器２８
でアナログ信号に変換された後に、乗算器１０９に入力
され、非線形増幅器１１１の出力との積に比例した信号
が出力される。この乗算器１０９の出力は、サンプルホ
ールド回路１５０の出力Ｖｇｍａｘｈとともに乗算器１
１２に入力され、両者の積に比例する信号が出力され、
さらにこの信号は信号Ｖｇｍａｘｈとともに加算器１１
３に入力されて、適当な重み付は加算が行なわれる。得
られた加算信号は、タイミング信号ｄによって、サンプ
ルホールド回路１５２に取り込９に入力され、あらかじ
め設定された１個または複数個のエネルギ範囲（窓）内
に含まれるか否かの判定がなされ、含まれている場合は
信号ＡＮＡＬＹＺＥを０ＮＢＬＡＮＫ信号発−生回路２
４に送る。　０ＮＢＬＡＮＫ信号発生回路２４にはタイ
ミング信号Ｔ９が入力され、その際、信号ＡＮＡＬＹＺ
Ｅが入力されている場合にはＵＮＢＬＡＮＫ信号（輝度
信号）が出力され、ＣＲＴ表示装置２５に送られる。

Ｔ２信号発生回路１７は、信号Ｔｈ（または信号Ｔａｙ
）が入力されて、対応する信号Ｔ２ｘ（または７２りが
生じる場合、その直後に別の放射線入射事象に起因する
信号Ｔｌｘ（または信号Ｔｌｙ）が送られてきても、前
事象に関する処理時間の間はこの信号の受は付けを禁止
する、つまり後の信号については信号Ｔ２＋ｒ（または
信号Ｔ　２ｙ）を発生しないように構成されている（た
とえばフリップフロップでフラグを形成する）。ＭＴ事
象に関して一定の処理が１行なわれた後（これは全ての
処理が必ずしも完了していなくても、ピーク検出ホール
ド回路、サンプルホールド回路およびラッチ回路等のバ
ッファ機能を利用して、一部の処理まで完了すればよい
）、パリティ情報の結果、各トリガ回路８ａｌ〜８ａ４
．８ｂｌ〜８ｂ４のうちの複数から同時にパルス信号が
出力されたと判定された場合、または同時計数検出回路
２０において信号Ｔａｘと信号ＴＩＹが同時でないと判
定された場合のいずれかであれば、リセット信号制御回
路２１から信号ＲＥＳＥＴがＴ２信号発生回路！７ａ、
１７ｂに伝達５れて、前述の受は付は禁止を解除する。

エネルギ信号の補正の動作原理は次の通りである。補正
前のエネルギ信号波高Ｖｇｍａｘに対して補正後のエネ
ルギ信号Ｃ０ＲＲ，Ｖｇは０式で表わされる。

Ｃ０ＲＲ，Ｖｇ＝Ｖｇｍａｘ　　（１＋ｆ（ｔｒ）　）
＝　Ｖ　ｇｍａｘ　＋　Ｖ　ｇｍａｘ　ｅ　ｆ（ｔｒ）
　−■ここでｆ（ｔｒ）は補正係数で、放射線入射位置
の深さ情報（たとえば陰極面までの距離）の関数つまり
電荷収集時間ｔｒの関数である。前記原因■の電荷収集
の不完全性および原因■の波形整形回路応答の入力信号
立ち上り時間依存性の両方により、通常は、放射線入射
位置が陰極面から遠い事象程、換言すれば電荷収集時間
ｔｒが長い事象程、エネルギ信号波高Ｖｇｍａｘは低く
なる傾向を持つため、補正係数ｆ（ｔｒ）を大きくする
必要がある。

一方、■式のΔＲもｔｒの関数で、通常はｔｒに対して
単調増加し、ｔｒ＝　Ｏ＋艷に対してΔＲ＝０→１とな
る。したがって、たとえば第３図（ａ）の実線（イ）、
　（ロ）で示される（なお（イ）は比較的良い結晶の場
合、（ロ）は比較的悪い結晶の場合である）ように、補
正係数ｆ（ｔｒ）をΔＲの関数Ｑ（ΔＲ）として表わす
ことができる。そのため最適なｆ（ｔｒ）ミＱ（ΔＲ）
のΔＲ特性をあらかじめ測定して、得られた非線形特性
に近似的に等しい変換特性を非線形増幅器１１１に与え
ておけばよい。

しかしながら、前記原因■の電荷収集の不完全性は、各
検出素子１１１〜１４４によって、その不完全性の程度
が同じｔｒに関しても異なる。たとえば第３図（ａ）に
示すように結晶の質が悪い程（正確には、正孔捕獲中心
の濃度が高い程）、電荷収集の不完全性が著しく、した
がって補正係数ｆ（ｔｒ）をより大きくする必要がある
。ただし、　ｆ（ｔｒ）＝Ｑ（ΔＲ）は一般にΔＲに対
して非線形なため、厳密には結晶の質の良否によってＱ
（ΔＲ）の増幅度だけでなくΔＲ依存性も変化させる必
要があるが、構成が複雑化するため、第２図（ｂ）では
、単純にＱ（ΔＲ）の増幅度のみを変化させており、比
較的小さいｔｒの範囲でのみ、この補正係数の修正が近
似的に正しいと言える。なお、補正量メモリ２６には、
あらかじめ各検出素子１１１〜１４４毎に、Ｑ（ΔＲ）
の増幅度修正量の最適値を求めておいて記憶させである
ものとする。

以上はひとつの実施例を示すものであり、この発明の趣
旨を逸脱ｊ７ない範囲で構成的に種々の変更が可能であ
る。

たとえば、第１図に示した例とは異なる半導体検出器部
を使用してもよい。第１図では、各検出画素が半導体基
板１１１〜１４４と１対１に対応しているが、たとえば
１個または複数個の直交短冊型電極方式（Ｃｈｅｃｋｅ
ｒ−Ｂｏａｒｄ　Ｔｙｐｅ）　（７）検出器を用いるな
どの構成により、検出画素と半導体基板対 とを必ずしも１１に対応させる必要はない。第４図に２
Ｘ２のマトリクスを有する直交短冊型電極方式の検出器
を２×２に配列した例を掲げる。

また、上記では、説明の便宜上、検出画素が４×４の場
合について説明したが、他の配列の場合に対しても適用
できることは勿論である。通常は第１図のように一方の
電極面側から放射線を入射させるが、電極面に対して平
行な方向から放射線を入射させるような構成の検出器部
に対しても適用可能である。

微分回路を含む増幅器７ａｌ〜７ａ４．７ｂｌ〜７ｂ４
やトリガ回路８　ａｌ〜８　ａ４．　８　’ｂｌ〜８　
ｂ４などをＸとＹとで異なる回路構成としてもよい。ま
たスレッショルド電圧ＶＴＲがＸとＹとで異なってもよ
い。信号Ｖ　ｄ　ｘ１〜Ｖ　ｄ　ｘ４（７）代りに信号
Ｖｄｙｌ〜Ｖｄｙ４に関する信号でエネルギ信号Ｖｇを
形成したり、Ｖｄｘｌ　〜Ｖｄｘ４とｖｄｙｔ　〜Ｖｄ
ｙ４の両者の和に関する信号でエネルギ信号Ｖｇを形成
してもよい。積分回路および増幅器１３２は補助増幅器
１３３に比べて通常は伝搬時間が長いので、補助増幅器
１３３の側に遅延回路等を追加してタイミングを調節し
てもよい。ピーク検出ホールド回路１４０．１４１の各
出力Ｖｇｔｓａｘ　、　Ｖｄ’ｍａｘを一度別のサンプ
ルホールド回路に取り込み保持するなど、バッファを増
加して計数率を向上させることも可能である。信号Ｖ　
Ｄ　ｗａｘや信号Ｖｄ’ｍａｘ等をＡ／Ｄ変換する等に
より、後続の補正回路等をデジタル演算で行なう構成も
可能である。

第３図（ａ）の曲線は第３図（ｂ）のように表現できる
。すなわち。

Ｒ＝　ｋ　＊　Ｖｄ’ｍａｘ　／　Ｖ　ｇｎａｗ　＝　
１−ΔＲ−・・■とおくと補正係数ｆ（ｔｒ）をΔＲの
関数Ｐ　（Ｒ）として表わすことができる。この構成例
としては、第２図（ｂ）で減算器１１４を省略し、除算
器１１０の出力を０式のΔＲの代りに０式のＲに比例す
るようにし、非線形増幅器１１１の変換特性を変更すれ
ばよい。

また、第２図（ｂ）において第１近似として、第３図（
ａ）のようなＱ（ΔＲ）を比較的小さなΔＲの範囲にお
いて、図の点線で示されるように、次式が成立すると仮
定する。

Ｑ（ΔＲ）　＝ｆ（ｔｒ）　’、ｃｘ−ΔＲ・・・■こ
こでαは比例係数である。■式に０式と０式とを代入す
ることにより、 Ｃ０ＲＰ、　Ｖｇ 職Ｖ　ｇｍａｘ　＋　ａ　（Ｖ　ｇＩＩａｔ　−ｋ　ａ
　Ｖｄ’ｎ＋ａｘ　）ミＣ０ＲＲ，Ｖｇ’　　　　　　
　　　　　　　・・・■が得られる。この構成例を第５
図に示す。ピーク検出ホールド回路１４０．１４１とメ
モリ２６、ラッチ回路２７、Ｄ／Ａ変換器２８および波
高分析器２９などに関しては第２図（ｂ）　　と同様で
ある。また、タイミング制御回路２２から、タイミング
信号ｃ、ｄの代りにタイミング信号ｄ′が供給されるも
のとする。ＶｇｍａｘとＶｄ’ｍａｘの両信号は減算器
２１４に入力され、（Ｖ　ｇｒｌａｔ　−ｋ　＃Ｖｄ’
ｍａｘ）に比例する信号が得られる。この信号はＤ／Ａ
変換器２８の出力信号とともに乗算器２０９に入力され
、両信号の積に比例する信号が出力される。この乗算器
２０４の出力はＶｇｍａｘとともに加算器２１３に入力
されて適当な重み付は加算が行なわれる。得られた加算
信号は、タイミング信号ｄ′によってサンプルホールド
回路２５２に取り込まれ、保持されてエネルギ信号Ｃ０
ＲＲ。

Ｖｇ’が得られる。

さらに別の変形例として、主増幅器の波形整形回路（フ
ィルタ）令として、前述のような準ガウス形フィルタ等
の代りに、準ガウス形フィルタとゲート制御積分器とを
組合せた疑似台形フィルタを使用してもよい。この例を
第６図に示す。積分回路および増幅器１３２、補助増幅
器１３３、ピーク検出ホールド回路１４１などについて
は第２図（ｂ）　と同様である。またタイミング制御回
路２２から、タイミング信号すの代りに、タイミング信
号ｂｇ、　ｂｒが供給されているものとする。積分回路
および増幅器１３２の出力信号Ｖｇはゲート制御積分器
１６０に入力され、一定時間積分されて信号Ｖｇｉが得
られる。ここでゲート制御積分器１６０は、図に示した
ようにタイミング信号ｂｇでゲートスイッチが制御され
、タイミング信号ｂｒでリセットスイッチが制御される
ように構成すれば、ホールド機能も備えるようにできる
。またゲート制御積分器１６０の前に電圧電流変換器を
設けてもよい。なお、信号Ｖｇｉの処理に関しては第２
図（ｂ）や第５図の信号Ｖｇｍａｘと同様であり、すな
わち、信号Ｖｇｉと信号Ｖｄ’ｍａｘの関係から電荷収
集時間ｔｒの情報を得て、信号Ｖｇｉを補正してエネル
ギ信号が得られる。このような疑似台形フィルタを用い
ることは、通常のＶｇｌｌａｘに比べてＶｇｉの方が、
上述の原因■つまり波形整形回路の出力波高の入力信号
立ち上り時間依存性の影響が軽減され易いので、補正の
精度等を向上させる効果を持ち、また計数率特性も改善
される。なお、上記、（ニ）構成で述べた、積分回路を
含む増幅器は第２図（ｂ）および第５図では積分回路お
よび増幅器１３２を指すのに対して、第６図では、積分
回路および増幅器１３３とゲート制御積分器１６０の組
合せを指す。また、主増幅器の波形整形回路として、準
ガウス形フィルタや疑似台形フィルタ以外の他のフィル
タを使用した構成に対してもこの発明を適用できること
は勿論である。

また、たとえば、第２図のような構成において、トリガ
回路８ａｌ〜８ａ４．８　ｂｌ　〜８　ｂ４（１）ディ
スクリミネータをシングルチャンネルアナライザにする
とか、スレッショルド電圧ＶＴＲを波高分析器２９のエ
ネルギ窓の低限レベルに応じて変化させるとか、または
アナログマルチプレクサ１００の出力信号か信号Ｖｄ“
または信号Ｖｇを和波高分析器（すなわち波高分析器２
９よりもエネルギ窓が広い）を設けるなどによって、全
体の計数率特性を改善させてもよい。

係 前述したように、第２図の補正計数修正のための構成は
あくまで近似的である。より高精度を必要とする場合（
非線形性が著しい場合）には、たとえば、補正自身をメ
モリを用いて行なってもよい。すなわち、エネルギ信号
でメモリをアドレスすると、非線形変換された値が出力
され、且つデジタル位置信号Ｄｉｇ、Ｘｏ、Ｄ’ｉｇ、
Ｙｏによって直接的に、または間接的にアドレスされて
、どの非線形変換メモリを使用するかが選択されるよう
に構成する。

以上の説明では、各事象毎に得られたエネルギ信号を、
電荷収集時間情報を用いて補正し、その補正の度合を各
事象毎のデジタル位置信号に応じて修正する場合に限定
して述べてきた。しかし、エネルギ信号を補正する代り
に波高分析器のエネルギ窓（範囲）を与えるレベル信号
が、各事象毎に電荷収集時間情報に応じて増減、または
異なる増幅率で増幅されるように補正し、また対応する
デジタル位置信号を用いてメモリをアドレスし、得られ
た内容に応じて上記のレベル信号の補正の度合を各事象
毎に調節するように構成することも可能である。

なお、上記したような２次元放射線位置検出器を、リン
グ型または六角形状に配列することにより、多層スライ
スのエミツションＣＴ装置にも適用することができる。

（へ）効果 この発明によれば、化合物半導体を用いた放射線検出素
子を複数配列した放射線２次元位置検出装置において、
エネルギ分解能の改善、感度の不均一性の改善、計数率
特性の向上、検出器部のコストの低減、検出器部の寿命
の延長などを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の模式図、第２図（ａ：ｉ
　、　（ｂ）は同実施例の信号処理系統のブロック図、
第３図（ａ）　、　（ｂ）は動作説明のためのグラフ、
第４図は変形例の模式図、第５図および第６図は他の変
形例をそれぞれ示すブロック図である。 １（１１１〜１４４）・・・放射線検出用化合物半導体
基板２（２１１〜２４０・・・仮想的接地側電極３（３
１１〜３４４）・・・バイアス印加側電極４（４１〜４
４）・・・バイアス抵抗 ５（５１〜５Ｂ）・・・コンデンサ ８（８ａｌ〜６ａ４，６ｂｌ　〜８ｂ４）−・・前置増
幅器７（７ａｌ　〜７ａ４，７ｂｌ　〜７ｂ４）−”微
分回路を含む増幅器８（８ａ１〜８ａ４，８ｂｌ　〜８
ｂ４）＝　）リガ回路８（８１〜９４）・・・遅延回路
および増幅器１０・・・スレッショルドレベル供給回路
１１ａ　、　１　ｌｂ、　１３ａ、　１３ｂ、　１４ａ
　、　１４ｂ、２７・−ラッチ回路１２ａ、］、２ｂ　
−エンコーダ １５ａ、１５ｂ・・・Ｄ／Ａ変換器およびドライバｌｅ
ａ、１８ｂ　・・ＯＲ回路 ＋７ａ、１？ｂ・・・Ｔ２信号発生回路１８ａ、１８ｂ
・・・パリティチェック回路１９ａ　、　１９ｂ・・・
Ｔ３信号発生回路２０・・・同時計数検出回路 ２１・・・リセット信号制御回路 ２２・・・タイミング制御回路 ２３・・・アナログマルチプレクサ制御回路２４・・・
ＵＮＢＬＡＮＫ信号発生回路２５・・・ＣＲＴ表示装置 ２６・・・補正量修正メモリ ２８・・・Ｄ／Ａ変換器 ２８・・・波高分析器 １００・・・アナログマルチプレクサ １０９　、１１２．２０９・・・乗算器１１０・・・除
算器 １１１・・・非線形増幅器 １１３．２１３・・・加算器 １１４．２１４・・・減算器 １３２・・・積分回路および増幅器 １３３・・・補助増幅器 １４０．１４１・・・ピーク検出ホールド回路１５０．
１５１，１５２，２５２・・・サンプルホールド回路１
６０・・・ゲート制御積分器 答：３しく０．） 算３固７） に１−ｖｄ、髄／竹ｍ畝 洛ｑ琢 Ｂ、ｖ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）化合物半導体の常温用放射線検出素子をマトリク
   ス状に複数配列した放射線検出手段と、各行毎に設けら
   れる前置増幅器および微分回路を含む増幅器と各列毎に
   設けられる前置増幅器および微分回路を含む増幅器とを
   それぞれ経て各検出素子の陽極と陰極とのいずれか一方
   より行毎の信号を取り出すとともに他方より列毎に信号
   を取り出し、それぞれディスクリミネータを経て得たデ
   ジタルパルス信号をエンコーダに通してコード化してデ
   ジタル位置信号を得る手段と、 各事象毎に行に関する信号と列に関する信号とが一定の
   時間範囲内で同時であるか否かを検出し、同時である場
   合のみ有効とする同時計数手段と、 行または列の少なくとも一方に関して上記各微分回路を
   含む増幅器の出力を対応する遅延回路を経てアナログマ
   ルチプレクサに導いて共通化し、このアナログマルチプ
   レクサの出力を積分回路を含む増幅器に入力して、この
   積分回路を含む増幅器と上記微分回路を含む増幅器との
   組合せによりエネルギ信号波形整形を行なう主増幅器を
   形成してエネルギ信号を得る手段と、 エネルギ信号が１個以上のエネルギ範囲内に入っている
   か否かを識別する波高分析手段と、上記アナログマルチ
   プレクサの出力を、上記積分回路を含む増幅器と並列に
   、上記積分回路を含む増幅器に比べて高周波成分を増幅
   する特性を備える補助増幅器にも入力し、この補助増幅
   器の出力信号波高と上記積分回路を含む増幅器の出力信
   号波高とを比較して各事象毎に電荷収集時間情報を得る
   手段と、 この電荷収集時間情報に応じて各事象毎に、エネルギ信
   号を上記波高分析手段のエネルギ範囲に対して相対的に
   補正することにより電荷収集の不完全性に起因するエネ
   ルギ分解能の劣化を改善する補正手段と、 各事象毎に得られるデジタル位置信号を用いてメモリを
   アドレスし読み出した内容に応じて上記の補正の度合を
   各事象毎に調節する手段と を有することを特徴とする半導体放射線位置検出装置。
2. （２）上記補正手段は、上記の電荷収集時間情報に応じ
   て各事象毎にエネルギ信号を増減または異なる増幅率で
   増幅することによりエネルギ信号を補正し、このエネル
   ギ信号の補正の度合が上記補正の度合を調節する手段に
   より調節されることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載の半導体放射線位置検出装置。
3. （３）上記補正手段は、上記の電荷収集時間情報に応じ
   て各事象毎に、上記波高分析手段のエネルギ範囲を規定
   するレベル信号を増減または異なる増幅率で増幅するこ
   とによりレベル信号を補正し、このレベル信号の補正の
   度合が上記補正の度合を調節する手段により調節される
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の半導体放
   射線位置検出装置。