CN1017562B - 半导体位置敏感辐射探测器 - Google Patents

Abstract

半导体辐射检测器，其辐射检测元件由可在室温下工作的化合物半导体制成。该元件的输出加到包括一准高斯滤波器的脉冲形成放大器，该滤波器包括微分器和积分的组合：通过对微分器引起的信号脉冲高度和形成放大器输出的脉冲高度进行比较，获得每次辐射时有关电荷收集时间的信息，根据上述信息对形成放大器的输出进行校正，进而改善电荷收集不完全导致的能量分辨率衰变。还提供一种采用上述元件的半导体位置敏感辐射检测器。

Description

本发明涉及用于工程、核医学以及其它技术领域的一种半导体辐射探测器，特别涉及一种半导体位置敏感辐射探测器。

用于室温下的、在包含诸如CdTe、HgI₂等等化合物半导体的辐射探测器中，电荷收集时间，或者与探测器相连接的前置放大器输出信号的上沿时间随着探测器中辐射被吸收的位置而大幅度地起伏变化，因为，一般说来，空穴漂移迁移率μh远小于电子迁移率μe。这种趋势在下述情况变得越发显著，即当γ射线高于60KeV、通过正负电极其中之 一来辐射探测器时，这是由于从探测效率出发探测器的厚度（或电极间的距离）或耗尽层的厚度必须大于0.5mm，并且对于能预施加的电压存在着一种限制。

假如前置放大器的输出信号由主放大器形成和放大，然后由多通道脉冲高度分析仪（以下称为NCA）进行分析，那么相对于图7（a）所示的，其尾随脉冲由于下列两个因素而在低能侧延伸的全能量吸收峰值来说，脉冲高度的分布就变得不对称了，这样，就难以获得一良好的能量分辨率。

因素（a）：由于μh·τh乘积的微小数值引起的不完全的电荷收集（其中τh是空穴的平均自由时间），就是说，正空穴轻易地被捕集到空穴陷井中心的趋势。

因素（b）：脉冲形成电路输出的脉冲高度对于该电路输入信号上沿时间的依赖性。

因素（a）与半导体元素的晶体的固有特性有关，而且，τh的值随着晶体的质量，或者随着正空穴陷井中心的浓度而有很大变化。更为详尽的参考资料请见“应用物理46（10）1034（1977）”中，E·萨开（E·Sakai）的“HgI₂辐射探测器的目前状况”。

因素（b）仅与电子电路的响应特性有关，并且依赖于所使用的脉冲形成电路（或者滤波器）的类型及其形成时间常数。

图5中表示了一种室温辐射探测器，它包括有诸如CdTe或者HgI₂等化合物半导体的辐射探测元件1、负电极2以及在元件另一面的正电极3。通常对高阻类型的CdIe或者HgI₂元件1本身就是晶体，其电极2和3由导电敷层（一种商标）涂层或者在上面真空蒸发上一层金属模（如在HgH₂上蒸发上Pd或Ge）。

对低阻类型CdTe，元件1是一表面势垒型，或者一种PN结型。在前者的情况下，整个晶体构成一敏感层，在后者的情况下，敏感层是耗尽层。

负偏压加在负电极2上，前置放大器6与正电极3相连接并且产生一个电压信号Vp。主放大器（或者叫脉冲形成放大器）4接收这个信号，产生一个能量信号Ve，由MCA来进行分析。

为了解释方便，探测器1夹在平行的平板电极之间来表示，输出信号通过直流耦合由正电极3取出。任何其它的取出信号的适当方法亦可采用。

令敏感层的厚度为1，负电极2和入射辐射被吸收的位置之间的距离为X。在辐射的状态下，在X/1足够小的区域内，在空穴移动一段短短的距离，输出信号主要由电子引起，这样，电荷收集时间是短暂的，并且实现完全的电荷收集。

然而，在辐射状态下，X/1值较大时，正空穴移动一段较大的距离，这样，电荷收集时间就变长了，上述因素（a），或者，电荷收集不完全的情况就变得明显了。这一趋势由图6中的实线曲线Vpmax表示，因为前置放大器6输出电压的脉冲高度Vpmax依赖于X/1。图6中，电荷收集时间和前置放大器6输出信号的上沿时间tr可取自于横坐标，以取代收收位置的信息。

形成放大器4有上述的因素（b），也就是说，它的输出信号脉冲高度Vemax依赖于其输入信号的上沿时间。一般说来，由于输入信号的脉冲高度保持为常数，当输入信号的上沿时间增加时，输出信号的脉冲高度Vemax趋于减小。所以，当上沿时间增加时，Vemax/Vpmax减小。Vemax随tr的变化由图6中点和短线组成的曲线所表示。当上述的、由单一能量γ射线辐射引起的能量信号Ve被一脉冲高度分析仪进行分析时，所获得的脉冲高度分布曲线如图7（a）所示呈不对称，其尾随脉冲拖在完全能量吸收峰的低能侧。如图7（b）至图7（d）所示，脉冲高度分布随着辐射被吸收的位置而变化，并且能量吸收峰在X/1的值增加时移向低能侧。

形成放大器4有四种功能，即：（1）放大，（2）降低电路噪声，（3）产生小宽度的脉冲以改善计数率特性，以及（4）产生出容易处理的脉冲形状。容易处理的脉冲的形状是指脉冲（比如当进行脉冲高度分析时）相对时间轴有一比较扁平的峰。

放大器4可以采用的滤波器和脉冲形成电路的类型多种多样。除了放大功能以外，这些滤波器相对于其它功能来说既有优点又有不足。半导体检测器和前置放大器的输入过程中会产生电路噪声、闪烁噪声以及其它噪声。形成电路的形成时间常数（以下仅简称为时间常数）在不同类型的滤波器中作了多多少少不同的规定。在所有他们这些当中一般时间常数越小，串联噪声越大，时间常数越大，并联噪声越大。当时间常数使串联和并联噪声处于相同水平时，整个电路噪声就最小。闪烁噪声不取决于时间常数。

在另一方面，时间常数越大，空载时间越长，计数率就变得越低。因此，时间常数通常要斟酌权衡电路噪声的降低以及计数率的特性再加以决定。

假如电荷收集时间的起伏很大，以致前述因素（b），即，脉冲形成电路的输出脉冲高度对于前置放大器6输出的上沿时间tr的依赖性成为不可忽视，那么就有必要将时间常数（比如峰值时间）定得与电荷收集时间相比起来要足够长，这样，就不会总有可能选择这样一个时间常数以满足减小噪声的条件，而且计数率会减小。

一般来说，脉冲形成电路经常用准高斯滤波器。这种类型的滤波器通常是包括一个单一微分器和若干个积分器的组合体，并且能够使得以一个相对简单的电路实质性地降低电路噪声。图9中，脉冲形成放大器表示为放大器30，包括微分器/放大器31和积分器/放大器32。通常，微分器/放大器31采用极-零消除的单一CR微分器。在积分器/放大器32中，一个RC积分器或是一个低通有源滤波器通常用作积分器。积分器/放大器32经常包括有基线还原器。放大器30经常包括有堆积抑制电路等等。然而，由于形成电路中使用了准高斯滤波器，其不利之处在于上述因素（b）变得相对地大了。Vomax/Vpmax随tr的变化在图8中以点-短线曲线a、a′和a″予以例举表示，时间常数（峰值时间）的增加以a、a′和a″为序。

单延迟线消波滤波器有一优点。即：上述因素（b），或者说依赖性，与其它的实际上具有相同时间常数的滤波器相比较，是非常小的。然而消波滤波器却有一个缺点，即：它内部有较大的电路噪声。

据报导，在诸如同轴型的大容量锗探测器的系统中，其电荷收集时间变动不变，（其中，上述因素（a），或者电荷收集的不完全情况很难分辨出来），由于使用了假梯形滤波器（一种时-差滤波器）或者用准高斯滤波器形成一个信号，再用选通积分器在一预定时间内将形成的信号进行积分，有可能用短时间常数消除上述因素（b），或依赖性，以此获得一良好的能量分辨率以及高计数率特性。更详细的内容参见下列文献：

2）国际电气与电子工程师协会学报核科学（IEEE    Trans·Nucl·Sci）NS-19（1）412（1972）中拉德加（V·Radeka）的：“大型锗探测器信号的高比率梯形滤波器”。

3）国际电气与电子工程师协会核学科学（IEEE    Trans·Nucl·Sci·）NS-29（3）1125（1982）中古尔丁（F·S·Gotlding    et    al）等人的“半导体探测器的信号处理”。

为进行比较，假梯形滤波器的Vemax/Vpmax对于tr的依赖性由图8中实线曲线b所表示。这一曲线是对将在一段预定时间内产生曲线a的准高斯滤波器的输出进行积分而获得的。Vemax/Vpmax在大约和积分时间相同的一段时间里几乎保持为一常数。然而，比起曲线a的情况来，空载时间就变得长了一些，大约与曲线a′的情况相同。

如上所述，对于用于室温下的这种化合物半导体型辐射探测器，已提出有两种通过电路的方法（A）和（B）来改善因上述因素（a）和（b）所引起的能量分辨的衰变。

方法（A）：按此方法，仅当X/1为足够小时的辐射情况能如图7（b）所示那样得到测量。

方法（B）：如图7（b）、7（c）和7（d）所示，当X/1增加时，由于完全能量吸收峰向低能侧移动，带有较大的XX/1值的辐射所引起的信号被放大至更大的程度（或者是，由于把X/1和Vemax两者的函数的量从Vemax中减去或者加至其上以此来校正Vemax的输出），这样，使能量吸收峰对于X/1的依赖程度减小。

比如，方法（A）在：

4）应用物理评论第12，379（1977）期（Rov·Phys·Apl·，12，379（1977）中琼斯（L·T·Jones）的：“用于监测核电站中放射性沉积量的碲化镉γ频谱仪”之中作了说明。

按照这种方法，每次辐射时，前置放大器输出的上升时间tr探测器所吸收的辐射位置深度信息X/1而得到测量，以便那些具有长上升时间的信号得以忽略。方法（A）明显地改善了能量分辨率，但在很大程度上破坏了检测效率。

在另一方面，方法（B）的优点是改善了能量分辨率而不会降低探测效率，参见下列报告：

5）核仪器和方法第150，91（1978）期（Nucl·Instr·and Meth·150，91（1978）中库兹（R·Kunz）的“HgI₂探测器的新脉冲处理系统”。

6）国际电气与电子工程师协会学报核物理第NS-31（1）348（1984）期（IEEE    Trans·Nucl·Sci·， NS-31（1）348（1984）中芬格（M·Finger）等人的“碘化汞探测器能量分辨率的改进提高。”

在资料5）中披露的方法中，（与资料4披露的方法类似）前置放大器输出的上升时间tr在每次辐射时，作为有关吸吸收的辐射位置的深度X/1的信息得到测量。电路采用了单延迟线消波滤波器，引起了较大的电路噪声，并且电路制作复杂，带有两个常数鉴别器和一个时间-幅度转换器。

在资料6）中披露的方法中，前置放大器的输出加至两种脉冲形成放大器，一种是一准高斯滤波器，时间常数较大，另一种是一个快速脉冲处理电路，这样，由于使用了前一滤波器的输出信号S（慢）以及后一电路的输出信号S（快），就能获得探测器中有关每次辐射深度的信息X/1以校正信号S（慢）。

为获得仅由大多数为电子运动引起的信号的快速脉冲处理电路这样安排，它从距前置放大器输出信号上升点50毫微秒（ns）的通路上进行大约100毫微秒（ns）的积分。所以，S（快）/S（慢）的比率当X/1增加时趋于减小。然而缺点是快速脉冲处理电路结构复杂，并且相对说来，对于低能量，如60Kev-140Kev的γ射线进行测量时，可能产生大的误差。

在文献5）和6）所说明的方法当中，每一滤波器的时间常数定为一足够大的值，以便基本上消除上述因素（b）的影响。

在上述说明当中，来自空穴陷井中心的正空穴，未陷入被忽略。实际上，由于这种未陷入，情况会有点复杂。然而，原则上说，尽管在方法（B）中，对于X/1的校正程度以及校正的非线性与上述情况中的忽略未陷入的情况多少有些不同，但情况仍能由方法（A）和（B）所改善。

本发明的一个目的就是提供一种用于室温下的半导体辐射探测器，它使用化合物半导体元件作为辐射探测元件，并且能够改善由于电荷收集不完全（上述因素a）而衰变的能量分辨率以及脉冲形成电路输出对于其输入的上升时间的依赖性（由于使用化合物半导体元件而引起的上述因素（b）），而实际上没有损害探测效率。

如上所述，在这种半导体辐射探测器的各种所想到的应用当中，有一种二维位置敏感辐射探测器，此探测器用于核医学诊断中能量大于60Kev的γ射线。

几种使用HgI₂等等作为探测元件的位置敏感辐射探测器已在下列资料中提出过：

7）国际电气和电子工程师协会学报核科学第NS-29（1）784（1982）期（IEEE    Trans，Nucl·Sci·，NS-29（1）784（1982）中奥登达尔（D·Ortendahl，et·al·）等人的“小型碘化汞位置敏感探测器的工作特性。”

8）核仪器和方法第213，95（1983）期（Nucl·Lnstr·and    Meth，213，95（1983）中奥塔尔等人（C·Drtale，et·al）的“碘化汞探测器”。

在设计这种辐射探测器时，必须解决下列问题：

（Ⅰ）低能量分辨率，特别是能量高于60Kev的分辨率，

（Ⅱ）敏感性的低均匀性，

（Ⅲ）低计数率，

（Ⅳ）在制作检测头时的困难（特别是当需要较高的分辨率和一个宽大的视野时），

（Ⅴ）探测头制作中的高费用，以及

（Ⅵ）探测头相对较短的寿命（检测元件衰变所引起）

问题（Ⅰ）产生于上述因素（a），也就是电荷收集不完全以及因素（b），也就是脉冲形成电路的输出对于其输入的上升时间tr的依赖性。

因素（a）基本上与半导体探测元件晶体本身的质量有关。晶体的质量越低，能量分辨率就变得越低，至使敏感的均匀衰变。（问题Ⅱ）

因此，必须大量使用高质量的晶体作为探测元件以提供大批的探测元件，其结果是制造费用提高（问题（Ⅴ））。

因素（a）中产生的极化效应所引起的探测元件特性衰变，辐射引起的毁坏以及其它原因（即：能量分辨率减小和能谱中的峰值转移）导致了探测元件使用寿命的缩短。

为改善上述因素（b）引起的能量分辨率的减小，通常，脉冲形成电路的时间常数必须定为一个大数值，结果导致计数率的特性衰变（问题（Ⅲ））。

所以，本发明的另一个目的就是提供一种二维位置敏感辐射探测器，它包括若干个化合物半导体的辐射探测元件，并且具有改进的能量分辨率，均匀敏感性以及计数率特性，即便不同的探测元件的半导体晶体的质量多多少少存在一些变化，也可以使用这种探测器而不发生麻烦，因而制造成本降低，同时，即使探测元件晶体多少有些衰变，也可以减 小其对探测器的影响来得到一个长久寿命的检测元件。

下面参照附图对本发明进行详细说明。

图1是一按照本发明构成的辐射探测器的示意方框图。

图2（a）、2（b）、2（c）和2（d）是用以解释探测器工作的图表。

图3和图4是本发明不同实施方案的示意方框图;

图5是一常规辐射探测器的示意方框图;

图6、7（a）、7（b）、7（c）7（d）和8是用以解释常规辐射探测器的图表;

图9是一常规辐射探测器的示意方框图;

图10是一按照本发明结构的位置敏感辐射探测器的探测部分的示意透视图;

图11（a）和11（b）是示意方框图，结合一起表示位置敏感辐射探测器的信号处理系统;

图12（a）和12（b）是用以解释该位置敏感辐射探测器运行的图表;

图13是探测部分不同形式的示意透视图;

图14是该信号处理系统一个部分不同形式的示意方框图。

依据本发明，半导体辐射探测器包括：工作于室温下、由化合物半导体制成、响应每次辐射产生相应的电流信号的辐射探测元件;将该电流信号进行前置放大并产生相应的电压信号的装置;将前置放大装置的电压信号形成和放大的装置，它包括由一微分器和一积分器组合而成的准高斯滤波器;在每次辐射中将第一微分器输出所引起的信号脉冲高度与形成和放大装置输出的脉冲高度进行比较以获得有关电荷收集时间信息的装置;按照每次辐射时电荷收集时间的信息把形成和放大装置输出信号的脉冲高度进行校正，以此来改善电荷收集不完全引起的能量分辨率衰变的装置。

而且还提供有一种半导体位置敏感辐射探测器，它使用若干个化合物半导体辐射探测元件作为辐射探测装置，其探测元件可在室温下工作，具有正负电极，并且依照行和列进行安排以构成一个矩阵。

位置敏感辐射探测器还设有数字位置信号产生装置，该装置包括：

第一组前置放大器，每一放大器通过公用线与矩阵每一行中辐射探测元件的正负两极之一相连接，以产生矩阵每一行中每个探测元件探测到的辐射引起的第一探测信号;

第一组微分器/放大器，每个都与第一组前置放大器中的一个相连接;

第一组鉴别器，每个鉴别器都与第一组微分器/放大器中的一个相连接以产生第一数字脉冲信号;

第一编码器，该编码器把第一数字脉冲信号进行编码以产生第一数字位置信号;

第二组前置放大器，最个放大器通过一公用线与矩阵每一列中辐射检测元件的正、负两极中的另一个极相连接，以产生矩阵每一列中每一探测元件探测到的辐射所引起的第二探测信号;

第二组微分器/放大器，每一微分器/放大器都与第二组前置放同器中的一个相连接;

第二组鉴别器，每个鉴别器都与第二组微分器和放大器中的一个相连接以产生第二数字脉冲信号，以及第二编码器，它把第二数字脉冲信号进行编码以产生第二数字位置信号。

位置敏感辐射探测器还进一步包括：

符合检测装置，该装置检查第一和第二检测信号是否在预定时间内符合一致，并仅当符合情况发生时产生输出信号;

能量信号供给装置，该装置包括通过一个延迟电路与至少在第一和第二组其中之一组中的每一微分器/放大器相连接以产生一个输出的模拟乘法器，一个积分器/放大器接收这个乘法器的输出，微分器/放大器和积分器/放大器组合构成一个主放大器产生一个脉冲型能量信号;

脉冲高度分析仪，该分析仪确定能量信号至少在一个能窗内;

为获得由探测元件测得的每次辐射的有关电荷收集时间的信息的装置，该装置包括一个辅助放大器，其特点是以高于积分器/放大器的增益来放大高频分量，并且与并列于积分器/放大器的乘法器的输出相连接，该装置还包括一个将辅助放大器输出的高度与积分器/放大器输出的高度相比较的电路;

校正装置，该装置按照每次辐射时有关电荷收集时间的信息，把相对于脉冲高度分析仪能窗的能量信号进行校正，以此来改善可能由不完全的电荷收集引起的能量分辨率的衰变;

以及调整装置，该装置调整由校正装置在每次 辐射时按照从一存储器读出的内容进行校正的程度，该存储器由一些在每次辐射时获得的数字位置信号来定址。

参见图1，图中表示一辐射探测装置，它包括有可在室温下工作的辐射探测器1以及一个前置放大器6，这两者与图5所示相应元件的结构和特点相同。该装置还包括有一微分器/放大器131和积分器/放大器132，这两者分别与图9所示的微分器/放大器31以及积分器/放大器32相类似，并且，作为一整体构成一个包括准高斯滤波器的放大器。

微分器/放大器131的输出Vd加至一延迟电路/放大器100和一个触发电路101。触发电路101可包含一个短时间常数的微分器、一个基线复原器、采用一比较器的鉴别器等，脉冲发生器、阈值电压供给器等等，并且仅当输入信号Vd或是它的微分信号超过一阈值电平时，产生一个触发脉冲T。

在上述触发器电路101的结构中，采用了前沿触发器方法，另一方面，也采用了零交叉的方法或者使用延迟线的恒定分数定时方法。

触发器脉冲T加至定时控制电路102，该电路产生定时信号a、b、c和d。这些信号将在下面按适当的时序予以说明。电路102还有一个作用，就是检测和消除堆积现象，另外，再一个作用就是当前一辐射引起的信号正被进行处理时，防止对后一辐射引起的信号进行处理。

另一方面，来自微分器/放大器131的信号Vd被延迟电路/放大器100延迟一段预定的时间，然后加至分别产生输出信号Vg和Vd′的积分器/放大器132和放大器133。如果放大器133包括一个时间常数小于上述微分器/放大器131（其时间常数通常等于积分器/放大器132的时间常数）的微分器，信号Vd′的脉冲宽度变窄了，其脉冲高度在时间tr的值相对较小的范围内对电荷收集时间tr的变化就变得高度灵敏了，同时，噪声也相对有所增加。

信号Vd′和Vg分别加至峰值检测/保持电路或者脉冲展宽器141和140，其复位信号、门信号等等由定时信号a和b来控制。电路140和141分别产生最大高度为Vgmax和Vg′max的信号，并将其加至除法器110，该除法器110产生一个与Vd′max/Vgmax相应的信号。取样保持电路151受控于定时信号C，以接收和保持与Vd′max/Vgmax相应的信号，而另一个取样保持电路150受控于定时信号C以接收和保持来自峰值检测/保持电路140的输出Vgmax。来自取样保持电路151的输出由非线性放大器111进行非线性处理，然后加至乘法器112，来自取样保持电路150的输出也加至这个乘法器。

乘法器112和取样保持电路150的输出被共同加到加法器113，加法器113产生一个输出，此输出加到取样保持电路/驱动器152，并由此取样保持电路/驱动器保持，而取样保持电路/驱动器152由定时信号d控制，这样就获得一能量信号CORR·Vg。

在用多通道脉冲高度分析仪对能量信号CORR·Vg进行分析的情况下，定时控制电路102的配置使它能为脉冲高度分析仪产生一门信号MCAGATE。

图1所示电路的工作原理如下：修正的能量信号CORR·Vg可由没修正的信号Vgmax表示如下：

CORR·Vg＝Vgmax（1+f（tr））

＝Vgmax+Vgmax·f（tr）    （1）

其中，f（tr）是一修正系数，它是前面提到的关于辐射被吸收处深度的信息的函数，即电荷收集时间tr的函数。

例如，假设Vgmax对tr的依赖关系由图6所示Vemax对tr的依赖关系的曲线表示。如果图2所示的函数f（tr）被用于式（1）作为修正用，则能量分辨率可以得到改善，否则，此能量分辨率就会被前面提到的系数（a）-电荷收集不完全和系数（b）-脉冲形成电路的输出对tr的依赖关系所逐渐降低。

微分器/放大器131的输出信号的脉冲高度值Vdmax是tr的函数，例如，由图8的继续的曲线C所示（在这种情况下，Vdmax/Vpmax（相对值）作为纵坐标），此函数比Vgmax对tr的依赖性大。然而，在这种情况下，函数Vdmax随微分器的时间常数变化，而且曲线C是由与曲线a大致相同的时间常数产生的。如果放大器133包括一微分器（其时间常数很小），放大器133的输出信号Vd′max是tr的函数，例如图8的继续曲线d所示，其中，Vd″max/Vpmax（相对值）作为纵坐标。在这种情况下，

R≡K·Vd′max/Vgmax    （2）

表示了一个tr的函数，例如，图2（b），并且能用作一个表示一次辐射深度或者电荷收集时间tr的X/1信息的参数。（在公式（2）中，系数K在相对于tr0的情况时为K.K·Vd′max＝Vgamax）。这样，就有可能将f（tr）表示为R的函数P（R），如公式（2）所表 示的一样，并且可以从图2（a）和图2（b）示例曲线中获得图2（c）所表示的非线性曲线。

再回到图1，除法器110的输出与公式（2）所限定的R相应，并由非线性放大器111转换成一个与P（R）＝f（tr）相应的信号，乘法器112产生一个公式（1）中的所表示的，与Vgmax·f（tr）相应的信号。

本发明的一个实施方案已如上所述，在不超出本发明的范围内会有各种各样的变型。

由于积分器/放大器132的传递时间一般比放大器133的传递时间长，积分器/放大器132可安排成提前于放大器133接受一个输入，而不必使用常用的延迟电路/放大器100。

峰值检测/保持电路140和141的输出信号Vgmax和Vd′max可先由分离取样保持电路保持，然后加至除法器110和取样保持电路150。

图2（c）所示曲线可由图2（d）那样来表示。令：

△R≡1-R

＝（Vgmax-K·Vd′max）/Vgmax）    （3）

而且，校正系数f（tr）可表示为Q（△R），△R的一个函数。在这种情况下，在图1所示除法器110之前加入一减法器，以便使除法器110的输出可与公式（3）所表示的△R相应，而不是由公式（2）所限定的R，以使得非线性放大器111的输出变成响应输入而单调增加的函数。

假设作为对上述改进方案的第一个近似数的函数Q（△R）（由图2（d）的中断续线所示）在△R的相对微小的范围内由下式所限定：

Q（△R）≡f（tr）＝a·R    （4）

其中a为一比例常数。

将（3）和（4）替换进式（1），我们可得：

CORR·Vg＝Vgmax+α（Vgmax-K·Vd′max）

≡CORR·Vg′  （5）

这一改进方案的电路安排如图3所示，其中包括图1中所表示的峰值检测/保持电路140和141以及一个定时控制电路202，该电路响应触发脉冲T产生定时信号a、b和d′和一个选通信号MCAGATE以适当时序提供给多通道分析仪。输出信号Vgmax和Vd′max加至减法器214，该减法器产生一个相应于（Vgmax-KVd′max）的信号。这一信号和信号Vgmax加至加法器213，该加法器213相应于公式（5）进行运算以产生一个输出，该输出馈至响应于定时信号d′的取样保持电路/驱动器252并得到保持，以获得一个能量信号CORR·Vg′。

为以下原因，上述的近似法非常有用。如图2（d）中实线曲线所示，即便校正程度高，在大△R范围内，校正中一个大的误差在本质上输是不可避免的，结果会导致可靠性下降。除了在图3中，图1中的乘法器、非线性放大器等等可以省去，这样，电路就可简化。

在本发明的另一改进的实施方案中，在脉冲形成放大器中可使用包括准高斯滤波器和一个选通积分器组合而成的假梯形滤波器。在这种情况下，上述因素（b），即，脉冲形成电路输出对于tr的依赖性，如图8中实线曲线所示那样，是非常小的，这样，另一因素（a），即电荷收集的不完全就是能量分辨率衰变的主要原因。

这一改进方案的电路安排如图4所示，它包括一个积分器/放大器132，放大器133和一个峰值检测/保持电路141，如图1中所示。定时控制电路302响应触发脉冲T进行工作并产生定时信息a、bg、br，c和d（或d′）和一个选通信号MCAGATE，并以一个适当的时序提供给多通道分析器。

来自积分器/放大器132的输出信号Vg加至选通积分器160，在一预定时间内进行积分，产生一个输出信号Vgi。选通积分器160设有一个由定时信号bg控制的门开关以及一个由定时信号br控制的复位开关以使该积分器具有保持作用。

在积分器前面设置一个电压/电流变换器可在输入信号的一个大的范围内改善积分的线性。

来自积分器160的输出信号Vgi实际上以同图1或图3中的信号Vgmax同样的方式得到处理。这样，根据信号Vgi和Vd′mal的关系，信号Vgi得到校正，以获得一个校正的能量信号。

在图1结构中，准高斯滤波器的时间常数由于改变了微分器/放大器131中微分器的时间常数而得到改变。信号Vd以及信号Vd′也随时间常数改变，结果导致探测器实际使用中的不便。所以，微分器/放大器131中微分器的时间常数可定为τ，积分器/放大器132可设置有一可变时间常数τ的微分器，以便，整个准高斯滤波器能有一个可在τ≤τo范围内变化的时间常数τ。

半导体辐射探测器可以有效地用于图10至图14中所表示的位置敏感辐射探测器之中。

图10中表示了若干化合物半导体元件1₁₁-1₁₄，每一元件都夹在一对平行的电极板2₁₁-2₄₄以及3₁₁-3₄₄中，以便组成一辐射探测器。为了叙述方便，探测器安排成4×4的阵列。在每一表示元件1₁₁-1₁₄的三位数字1ij当中，数字i代表元件在阵列四行中每一行（或在X方向）里的位置，数字j代表元件在阵列中四列中每一列（或在Y方向）里的位置。

辐射通过在图中未示但在电极3₁₁-3₄₄附近设置的准直仪照射到电极3₁₁-3₄₄上。对面的电极2₁₁-2₄₄通过直流耦合连接前置放大器6a₁-6a₄，以便能虚地。特别是，电极2₁₁，2₁₂，2₁₃以及2₁₄由一公用信号线连接至前置放大器6a₁以产生一个电压输出Vpx₁。同样，电极2₂₁，2₂₂，2₂₃，2₂₄连接前置放大器6a₂产生电压输出Vpx₂;电极2₃₁，2₃₂，2₃₃和2₃₄连接前置放大器6a₃产生电压输出Vpx₃;电极2₄₁，2₄₂，2₄₃和2₄₄连接前置放大器6a₄产生的电压输出Vpx₄。

另一方面，偏置电极3₁₁-3₄₄连接相应的前置放大器6b₁-6b₄，这一连接是通过一交流耦合完成的。特别是，电极3₁₁，3₂₁，3₃₁和3₄₁一方面由一公用信号线路通过偏置电阻41接至高压电源HV，另一方面，通过电容51连接前置放大器6b₁，产生一个电压输出Vpy₁。同样，电极3₁₂，3₂₂，3₃₂以及3₄₂;3₁₃，3₂₃，3₃₃以及3₄₃一方面通过偏置电阻42、43和44连接高压电源HV，另一方面通过电容52、53、54连接前置放大器6b₂，6b₃和6b₄以分别产生电压输出Vpy₂、Vpy₃以及Vpy₄。

图11（a）和图11（b）表示处理上述电压输出Vpx₁-Vpx₄以及Vpy₁-Vpy₄的一个电路。来自前置放大器6a₁-6a₄的输出Vpx₁-Vpx₄（包含有x方向的、关于检测位置的信息）加至相应的放大器7a₁-7a₄，每个放大器包括一个微分器。放大器7a₁-7a₄分别产生相应地输出Vdx₁-Vdx₄，并将其分别加至相应的触发器电路8a₁-8a₄以及延迟电路/放大器91-94（图11（b））。

每个触发器电路8a₁-8a₄可包括一个短时间常数的微分器、一个基线复原器、使用一比较器的鉴别器、一个脉冲发生器等等，并且，仅当对其输入信号或是由其输出的微分信号超过阈值电平发生器10的阈值电压VTH时产生一个数字脉冲信号。触发器电路8a₁-8a₄可使用前沿触发方法、零交叉方法或者采用延迟线的恒定分数定时方法。

从8a₁-8a₄来的数字脉冲信号加至或电路16a和一个自锁电路11a。当触发器电路8a₁-8a₄中至少有一个产生脉冲信号，或电路16a就产生一个脉冲信号T₁x、该信号被加至一个T₂信号发生器17a和一个符合检测电路20。在产生信号T₁x的同时，T₂x信号发生器17a一般立即将相应的信号T₂x加至自锁电路11a以便将内容固定在其中。自锁电路11a可包括例如D型自锁电路或是D型触发器。

来自自锁电路11a的输出（其内容也被固定）馈至编码器12a以便可变换成为一个相应的码，该码然后加至自锁电路13a。自锁电路11a的输出还加至奇偶性校验电路18a，所得的奇偶信息（奇数或偶数）加至T₃X信号发生器19a。

自锁电路11a的输出还加至一个模拟多路调制器控制电路23，该电路受控于一个定时信号ASENA-BLE（下面将予说明）以产生四个信号ATCH1-ASCH4其中之一。

来自发生器17a的信号T₂X还加至T₃X信号发生器19a，该电路以上述奇偶数信息为基准检查是否两个或两个以上的触发器电路8a1-8a4不同时产生脉冲信号。并且仅在两个或两个以上的信号被同时产生出来时才产生一个相应的信号T₃X信号T₃X加至一定时控制电路22，尽管使用奇偶校验电路18a的检查方法简便，但在三个触发器电路同时产生信号时进行检查是不可能的。所以，在要求有很高的计数率的测量应用中，就需要有一个不同的检查方法。

对包含有Y方向探测器位置信息的输出信号Vpy₁-Vpy₄，除了延迟电路/放大器91-94模拟多路调制器控制电路23和其它与其相连接的电路元件以外，提供了一个与为信号Vpx₁-Vpx₂的电路安排相类似的电路安排。

前置放大器6b₁-6b₄的输出Vpy₁-Vpy₄加至相应的放大器7b₁-7b₄，每一个都带有一个微分器。放大器7b₁-7b₄分别产生相应的输出信号Vdy₁-Vdy₄，并将其加至相应的触发器电路8b₁-8b₄，该电路仅当输入信号或输出的微分信号超过了由阈值电平发生器10提供的阈值电压VTH的时候才产生一个数字脉冲信号。

触发器电路8b₁-8b₄的数字脉冲信号加至一个或电路16b和一个自锁电路11b。当触发器电路8b₁-8b₄中至少一个电路产生一个脉冲信号时，或电路16b产生一个脉冲信号T₁y、该信号再加至T₂y信号发生器17b和前述的符合检测电路20。在产生信号T₁y的 时候，一般T₂y信号发生器17b立即将一相应的信号T₂y加至自锁电路11b并固定其内容。

来自自锁电路11b（其内容已固定）的输出加至一编码器12b，以便将其变换为一个相应的码，然后，该码加至自锁电路13b。自锁电路11b的输出还加至一奇偶校验电路18b，所得的奇偶数信息加至-T₃y信号发生器19b。

发生器17b的信号T₂y还加至T₃y信号发生器19b，该发生器以上述奇偶信息为基准来检查是否两个或两个以上的触发器电路8b₁-8b₄不在同时产生脉冲信号，并且，只在两个或两个以上的信号被同时产生出来的时候产生一个相应的信号T₃y信号T₃y加至上述定时控制电路22。

符合检测电路22检查是否脉冲信号T₁x和T₁y在一预定时间内符合一致，并且当两信号符合一致时产生一个信号T₄。信号T₄加至定时控制电路22。信号T₃x、T₃y和T₄已加至定时控制电路22的时候，电路22按各自时序产生一系列的定时信号a-d、ASEN-ABLE、T₅-T₉等等。

定时信号T₅固定自锁电路13a和13b的内容，自锁电路13a和13b分别产生数字位置信号Dig·Xo和Dig·Yo。这些信号分别加至相应的自锁电路14a和14b，其内容分别由定时信号T₃所固定。电路14a和14b还分别产生数字位置信号Dig·X和Dig·Y。

信号Dig·X和Dig·Y分别加至相应的D/A转换器驱动器15a和15b。这样获得的模拟位置信号X和Y以及下面将予说明的启通信号UNBLANKING加至CRT显示器25以便可在其屏幕上显示一个二维图象。

尽管未在图11（a）中予以表示，但最好有一随机数发生器（该发生器可包括一个计数器），以便在每一个自锁电路14a和14b之中，随机数发生器的输出可加到来自每一个编码器的码信号的低位上，以此来防止在每一图象元件上图象的集中，并且保证在CRT屏幕上获得一清晰的图象。

每个延迟电路/放大器91-94包括一个延迟线和一个带有基线复原器的放大器。带有微分器的放大器7a₁-7a₄的输出Vdx₁-Vdx₄通过相应的延迟电路/放大器91-94加至一模拟多路调制器100。模拟多路调制器控制电路23产生输出信号ASCH₁-ASCH₄来控制模拟多路调制器，这样，只有那些相应于已经产生了一个输出的触发器电路8a₁-8a₄的延迟电路/放大器91-94的输出可被加至积分器/放大器132和一个辅助放大器133。模拟多路调制器100可包括模拟开关和一个加法器，并且与如果只进行简单加法进行比较，可有助于将电路噪声减小到更低的程度。积分器/放大器132以及辅助放大器133分别产生输出信号Vg和Vd′。

每个都包括有一个微分器的放大器7a₁-7a₄以及积分器/放大器132结合起来构成一主放大器，它为产生能量信号而进行脉冲形成。比如，每个放大器7a₁-7a₄由一个单独的CR微分器（通常使用极-零消除）和一个放大器所组成，积分器/放大器132由一个以上的RC积分器或是低通有源滤波器以及一个放大器所组成，即可构成一个带有准高斯滤波器的脉冲形成放大器。

在上述电路结构中，设有许多带微分器的放大器7a₁-7a₄，这样，如果形成时间常数τ是可变的，选择时间常数就成一个麻烦事儿，并且还引起放大器输出Vdx₁-Vdl₄的脉冲宽度和高度的起伏不定，结果，在定时控制和下面将予说明的校正电路的定时和调整中增加了复杂性和困难。所以，准高斯滤波器这样安排：在放大器7a₁-7a₄中的所有的微分器的时间常数定为τo，积分器/放大器132包括有一微分器和一个时间常数τ为可变的积分器，这样，总的来说，时间常数在τ≤τo的范围内可变。在这种情况下，从校正率特性角度说，需要有，放大器7a₁-7a₄中的微分器，因为，它们的作用就是将信号Vdx₁-Vax₄的脉冲宽度限制为一相对小的宽度，因此，有助于缩短信号通过模拟多路调制器100的时间。

另一方面，辅助放大器133的一个优于积分器/放大器132的特性是放大高频分量。举例来说，辅助放大器132可包括：在DC分量至某一频率的范围内有一恒定放大量的普通放大器或者，由一脉冲形成电路（其时间常数短于上述主放大器（仅包括一微分器或一微分器和一积分器）的时间常数τ）以及一个放大器组成的结合体。结果，与信号Vg相比较，信号Vd′的脉冲高度更加依赖于电荷收集时间tr，或者前置放大器6a₁-6a₄输出的上升时间。

辅助放大器133带有一个具有短时间常数的积分器，或者带有一个从信号上升后一个相对短时间开始将输入信号进行一段预定短时间积分的积分器，设置这样一个辅助放大器可减小串连噪声。然而，这个结构，多多少少会减小对于tr的依赖性。

信号Vd′和Vg分别加至峰值检测/保持电路或者 脉冲展宽器141和140，这两个展宽器受控于定时信号a和b分别产生信号Vd′max和Vgmax。信号Vgmax加至一除法器110，取样保持电路150以及一个减法器114，信号Vd′max也加至减法器114。

对于电荷收集时间tr≈0的辐射，如果系数K选择为Vgmax＝K·Vd′max，减法器114则产生一个对应于（Vgmax-K·Vd′max）的输出，这一输出加至除法器110，以便能够被Vgmax除而进行标准化，这样，与上述公式相应的一个信号可产生出来。

△R≡（Vgmax-K·Vd′max）/Vgmax

其中△R是电荷收集时间tr的函数，与能量无关。

取样保持电路151受来自定时控制电路22的定时信号C的控制，以接受并保持除法器110的输出，取样保持电路150受定时信号C的控制以接受和保持取样保持电路140的输出Vgmax。

取样保持电路151的输出△Rh由非线性放大器111进行非线性处理，以便加至乘法器109。

另一方面，数字位置信号DigXo和DigYo来自自锁电路13a和13b，它们被加至一校正存储器26。在使用定时信号T_e时，存储器26中的数据被读出并加至自锁电路27，以便由定时信号T₇将其固定在自锁电路27中。电路27所固定的内容由D/A转换器28进行转换，成为一个模拟信号，再加至乘法器109。乘法器109产生一个与非线性放大器111的输出信号和该模拟信号的乘积相应的输出信号。

乘法器109的输出信号和取样保持电路150的输出信号Vgmaxh加至一乘法器112，该乘法器产生一个与两个输入信号的乘积相应的信号。乘法器112的输出信号和信号Vgmaxh加至加法器113进行适当加权。取样保持电路152由定时信号d所控制，接受并保持从加法器113来的相加后的信号并产生一个能量信号CORR·Vg，该信号加至脉冲高度分析仪29。

该分析仪检查信号CORR·Vg是否在预定的一个或多个能量范围（窗）内，如果确是如此，该分析仪产生一信号ANALYZE，并将其加至一启动信号发生器24（图11（a））。假如信号ANALYZE与加至发生器24的定时信号Tg符合一致，发生器就产生加至CRT显示器25的启动信号UNBLANK。

T₂信号发生器17这样安排：当它接受输入信号T₁x（或是T₁y）并且产生一个相应输出信号T₂x（或T₂y）时，它在一段时间内不接受由紧随之后的辐射引起的另一个信号T₁x（或T₁y）以便处理前一辐射，相应地它也不响应随后的信号T₁x（或T₁y）而产生信号T₂x（或T₂y）。为此，T₂信号发生器17可设有一触发器以构成一标记（flag）。

在完成了处理前一辐射的几个步骤之后（并非所有的处理步骤都需完成），当奇偶数信息确定两个或者更多的触发器电路8Z₁-8a₄，8b₁-8b₄已同时产生输出信号时，或者，当符合检测电路20判定出信号T₁x和T₁y不相符合的时候，复位控制电路21将复位信号RESET加至T₂信号发生器17a和17b以恢复接受输入信号。

校正能量信号的工作原理如下：

所校正的能量信号CORR·Vg可由上述公式（1）来表达。校正系数f（tr）是有关半导体探测元件中所吸收的辐射位置深度的信息的函数（比如：由负电极表面辐射发生处的距离），即：电荷收集时间tr的函数。由于上述因素（a）（电荷收集不完全）以及因素（b）（脉冲形成电路输出对于输入的上升时间的依赖性），正常情况下，所吸收的辐射位置与负电极表面越远，或者换句话说，电荷收集时间越长，能量信号Vgmax的高度越趋向于变得越低，并且校正系数f（tr）则必须越大。

另一方面，公式（3）所给出的△R也是tr的函数，并且相对于tr单调地增加。这样：△R≈0-1，因为tr＝0→∞。所以，如图12（a）中实线曲线Ⅰ、Ⅱ所示（分别由含有相对好一些的晶体的半导体元件和含有相对差一些的晶体的半导体元件所引起），校正系数f（tr）可由△R的函数来表示。所以，f（tr）≡Q（△R）的最佳△R特性预先得到测量，并且，非线性放大器111可得到与此测量所获得的非线性特性大致相等的一种转换特性。

然而，上述因素（a），或者电荷收集的不完全随着不同检测元件111-144而变化，即使tr相同也是如此。例如，如图12（a）所示，元件晶体的质量越低（严格讲，就是正空穴陷井中心的浓度越高），电荷收集的不完全就越大，因此，校正系数f（tr）就必须增加。因为一般说来相对于△R，f（tr）＝Q（△R）是非线性的，严格地讲，不仅是Q（△R）的增益，而且对△R的依赖性，却不得不根据晶体的质量而发生变化。这将导致电路结构复杂。所以，在图11（b）中，只有Q（△R）的增益发生变化，并且对校正系数的校正在tr相对微小的数值范围内大约是正确的。

对1₁₁-1₁₄中每一个探测器，事先所确定的Q （△R）增益的最佳校正量都存储在校正存储器26中。

在图11（a）和11（b）中，一个检测用的图象元件与1₁₁-1₁₄中每一个半导体元件相对应。然而在图象元件之半导体元件之间不需要一对一的对应关系。图13表示一个2×2的探测器矩阵，每一个探测器都有一个嵌镶式2×2个电极。

在上述说明当中，为方便起见，图象元件排列成一个4×4的阵列，也可采用任何其它的适当的图象元件排列。

通常，辐射是按与电极表面垂直的方向引入的，它也可从平行的方向引入。

与图11（a）和11（b）不同的电路排列也可采用。比如，放大器7a₁-7a₄，7b₁-7b₄，或者触发器电路8a₁-8a₄、8b₁-8b₄可相对于X和Y方向作出不同的排列。值电压VTH亦可相对于X和Y方向而不同。

能量信号Vg可依据Vag₁-Vay₄，而不是依据Vax₁-Vax₄而构成，或者依据两信号之和而构成。

由于积分器/放大器132通常有一个比辅助放大器133的传播时间更长的传播时间，在辅助放大器133中可加入一延迟电路以调整该时间。

计数率也可改进，比如，设置附加取样保持电路以分别接受和保持峰值检测/保持电路140和141的输出Vgmax和Vd′max，以增加缓冲级。

通过将信号Vgmax和Vd′max进行A/D转换，随后的校正电路和其它电路亦可以照此安排使其能够进行数字操作。

图12（a）中曲线可象图12（b）中的曲线那样来表示。如果

R≡K·Vd′max/Vgmax＝1-△R    （6）

校正系数f（tr）可作为△R的函数P（△R）来表示。在这种情况下，图11（b）中减法器114省掉了，这样，除法器110的输出与公式（6）中的R而不是公式（3）中的△R相对应，以此来改变非线性放大器111的转换特性。

如上所述，在△R相对较小的数值范围内，我们有：

Q（△R）≡f（tr）＝α·△R    （4）

将公式（3）和（4）代入公式（1）得：

CORR·Vg＝Vgmax+α（Vgmax-K·Vd′max）

≡CORR·Vg′    （5）

对这一近似值的电路安排如图14所示，其中峰值检测/保持电路140和141校正存储器26、自锁电路27，D/A转换器28和一个脉冲高度分析仪29的设置如图11（b）所示。定时控制电路22提供一个定时信号d′取代定时信号c和d。

信号Vgmax和Vd′max加至减法器214，该减法器产生对应于（Vgmax-K·Vd′max）的一个输出信号。这一信号和D/A转换器28的输出信号加至乘法器209，该乘法器产生一个与两个输出信号的积相应的输出信号。乘法器209的输出信号Vgmax加至加法器213进行具有适当加权的加法运算。受定时信号d′控制的取样保持电路252接受和保持加法器213的输出信号，产生一个能量信号CORR·Vg′。

在主放大器中，可使用图4所示的，包括准高斯滤波器和一个选通积分器的结合体的假梯形滤波器，以取代作为脉冲形式电路（滤波器）的准高斯滤波器。使用上述假梯形滤波器，可改善计数率和校正精度。

包括有一个积分器的放大器指的是图11（b）中的积分器/放大器132，和图4中选通积分器160和积分器/放大器132的组合体。除准高斯滤波器和假梯形滤波器外，其它的滤波器也可作为主放大器中脉冲形成电路使用。

在图11（a）和11（b）所示电路安排中，如将一个单通道分析仪来取代8a₁-8a₄中每一触发器电路中的鉴别器，或按照脉冲高度分析仪29能窗的低限电平来改变阈值电压VTH，或者，为信号Vd′或Vg或是模拟多路调制器100的输出信号而设置一初级脉冲高度分析器（其能窗宽于脉冲高度分析器29，整个系统的计数率特性可以得到改善。

如上所述，图11（a）和11（b）所示的安排，对校正系数进行校正只是一个近似。如果由于明显的非线性而需要一个高精度校正，可由存储电路作出校正，存储电路这样安排，存储器由能量信号寻址，以产生一个具有被处理成非线性的值的输出，同时直接地或间接地由数字位置信号寻址以确定存储电路中哪些存储器的将予采用。

在上述说明中，每次辐射获得的能量信号由有关电荷收集时间的信息来校正，校正程度根据与每次辐射所探测到的位置相对应的数字信号而发生变化。如不采用校正能量信号，也可改变限定脉冲高度分析仪能窗（范围）的电平信号，或者按照与每次辐射有关的电荷收集信息，以不同的增益放大这个信号，或者使用一相应的数字位置信号对一存储 器进行寻址，并且按照每次辐射时从存储器中读出的数据来调整上述电平信号的校正程度。

上述二维辐射探测器也可采用环状或六角形结构作为多片型发射CT中的探测器。

Claims (3)

1、半导体位置敏感辐射探测器，具有辐射探测装置，数字位置信号产生装置，它包括前置放大器和脉冲高度分析仪，其特征在于：

(a)所述辐射探测装置包括若干个辐射探测元件，每一元件由化合物半导体制成并具有一个正电极和一个负电极、并可在室温下工作，所述的辐射探测元件以行和列进行安排以构成一个矩阵；

(b)所述数字位置信号产生装置包括：

b-1)第一组前置放大器，每一前置放大器通过一个公用线与上述矩阵的每一行中的上述辐射探测元件的正电极和负电极其中之一相连接，以产生上述每一探测元件测得的辐射所引起的第一检测信号，

b-2)第一组微分器/放大器，其中每一个都与上述第一组前置放大器中的一个相连接，

b-3)第一组鉴别器，其中每一个都与上述第一组微分器/放大器中的一个相连接以产生第一数字脉冲信号，

b-4)第一编码器，该编码器将上述第一数字脉冲信号进行编码以产生第一数字位置信号，

b-5)第二组前置放大器，每一前置放大器通过一条公用线与上述矩阵每一列中的上述辐射探测元件的正电极和负电极中的另一个极相连接，以产生上述矩阵每一列中的上述每一探测元件所测的辐射引起的第二检测信号，

b-6)第二组微分器/放大器，其中每一个都与上述第二组前置放大器中的一个相连接，

b-7)第二组鉴别器，其中每一个都与上述第二组微分器/放大器中的一个相连接，以产生第二数字脉冲信号，以及

b-8)第二编码器，该编码器将上述第二数字脉冲信号进行编码以产生第二数字位置信号；

(c)符合探测装置，该装置检查上述第一和第二检测信号是否在一预定时期内相互符合一致，并仅当检测到符合情况时产生一个输出信号；

(d)能量信号供给装置，该装置包括一个模拟多路调节器和一个积分器/放大器，该调制器通过一个延迟电路与上述第一和第二组中至少一组中的每一个微分器/放大器相连接以产生一个输出该积分器/放大器接受上述调制器的输出，上述微分器/放大器和积分器/放大器组合构成一个主放大器以产生一个能量信号，

(e)所述的脉冲高度分析仪确定上述能量信号是否至少处在一个能窗之内；

(f)包括有一个辅助放大器和一个比较电路的装置，该辅助放大器具有一个高于上述积分器/放大器的增益来放大高频分量特性，并且与上述积分器并列与上述多路调制器的输出相连接，该比较电路将上述辅助放大器的输出高度和上述积分器/放大器的输出的输出高度进行比较，进而获得由上述检测元件在每次辐射时测得的有关电荷收集时间的信息；

(g)校正装置，该装置根据上述每次辐射时有关电荷收集时间的信息把相对于上述脉冲高度分析仪的上述能窗的能量信号进行校正，以此，改善可能由电荷收集不完全引起的能量分辨率衰变；以及

(h)调整装置，该装置按照从一个存储器中读出的内容对在每次辐射时由上述校正装置校正的程度进行调整，该存储器由每次辐射时获得的上述数字位置信号来进行寻址。

2、权利要求1的位置敏感辐射探测器，其中所述的校正装置包括改变上述能量信号或者按照上述有关电荷收集时间的信息以不同增益放大上述能量信号的装置，以及调整上述能量信号校正程度的装置。

3、权利要求1的位置敏感辐射探测器，其中所述的校正装置包括将限定上述脉冲高度分析仪能窗的电平信号进行改变或者按照有关电荷收集时间的信息以不同的增益来放大上述电平信号的装置以及调整上述电平信号校正程度的装置。

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