JPS61142483A

JPS61142483A - 遅延シミユレ−タ

Info

Publication number: JPS61142483A
Application number: JP60252099A
Authority: JP
Inventors: ミシエル・マルセル・ロベール・リフイオ
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1984-11-13
Filing date: 1985-11-12
Publication date: 1986-06-30
Also published as: EP0182418A1; FR2573217B1; FR2573217A1; US4679049A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、ＦＭ−Ｃ−レンジ測定装置、特にレンジ測定
装置又はレーダ用の遅延シミュレータであって、この装
置が、実時間で動作する時、送信波と、目標物からの反
射又は応答機による再送信後の受信波との間で周波数を
比較し、周波数ｆｂのビート信号Ｆｂを発生するように
し、前記シミュレータが前記装置に接続され、その本来
の仕事ぶりを試験するように意図されている遅延シミュ
レータに関するものである。

本発明は、また、レンジ測定装置、特に無線高度計の試
験に関するものである。　　　　　′好適な例をあげれ
ば、興味の中心は０から１６１以上（０ないし５ｏｏｏ
ｏフイート）塩度わり得る範囲である。この範囲は無線
高度計又は数百ＭＨｚをカバーし、中心が数ＧＨ２、例
えば４．２ないし４．４ＧＨｚ若しくは一層低い周波数
、例えば、ＩＧＨｚのオーダーにある周波数帯で動作す
るＦＭ−ＣＷレーダ装置により測定できる。動作周波数
は異なるが、このタイプの無線高度針はフランス国特許
第１．５５７．６７０号明細書に記載されている。而し
てこれを一層精密にするために、約１６，０００’ｍ迄
の範囲での高高度無線高度針又はＦＭ−Ｃ−レーダの動
作を試験できるようにしたいという願望がある。

無線高度針は使用する前に試験する、特に精度をチェッ
クする必要がある。而して従来技術では、この目的で、
時間遅延τＳが非常に正確に知られている複数個の遅延
線を用いている。各遅延線は次式で定まるシミユレート
された距離Ｄｓを衷わす。

Ｃは空気中での電磁波の速度である。Ｄｓは時間遅延τ
３を生ず墨遅延−を用いる時ＦトＣ−装置が、正確に動
作しているならば非常に小さい誤差で、指示しなければ
ならない距離を表わす、無線高度計の２′＠のナンテナ
間に遅延線を持続すると、これは無線高度針が送出する
波を時間τ、だけ遅らせる。無線高度針側では、波が空
気中で送出され、無線高度針から距離Ｄ３の所にある障
害物で反射され、同じ距離Ｏｓを経て波が戻った後受信
アンテナで引込まれたかのような全ての事が生ずる。（
波に関して比較すると、関心は時間の関数としての周波
数の挙動の方にだけしか向かない。但し送信アンテナと
受信アンテナとの間での信号の減衰の問題は解決ずみで
あるとする。）こうして無線高度計を試験する方法は非
常に正確であるが、遅延線がかさばり且つ値段も高いた
め、多数の高度（距離）で精度を試験するために適当な
個数使用することができない、この結果、実際にはこの
精度は何時も同じ数点で試験されるだけであり、限られ
た数の高度域で生ずるだけの誤りを検出してしまう危険
がある。他方、上述したかさと値段のため、試験は実際
には工場で行なわれるだけであり、それでいて飛行中の
試験システムを用いることができることを希望される。

本発明の一つの目的は飛行機に搭載できるレンジ測定装
置又はＦＭ−Ｃ％ｌレータ１装置用の安価でコンパクト
な遅延シミユレータを提供するにある。

本発明のもう一つの目的は複数個の、それもできれば規
則的にとったシミュレートされる距離、多分１０個以上
の距離で、０ｍから１６．０００ｍ以上の範囲に亘すレ
ンジ測定装置又はＦＭ　−ＣＭレーダ装置を試験できる
遅延シミュレータを提供するにある。

従来技術の欠点を除去ないし軽減し、これらの目的を達
成するため、本発明によれば、冒頭に記載した遅延シミ
ュレータにおいて、先ず、遅延シミュレータが、送信部
と、受信部との間に設けら′れ、少なくとも非常に高い
周波数用の第１の断続器と、サーキュレータと、非常に
高い周波数用の第２の断続器とから成る信号処理リンク
を具え、次に、所定の周波数の波が行ったり戻ったりす
るτに等しい時間により特徴づけられ、入出力導体を介
してサーキュレータの入出力部に接続される反射モード
で遅延線が動作し、更に、少なくとも２ｆｂに等しい、
周波数ｆｒで前記断続器が閉じられ、第１の断続器を１
／ｆｒよりはっきりと小さい時間間隔δの時に、第２の
断続器を時間間隔δ′の時に閉じるようにする前記断続
器用の制御手段を具え、これらの非常に高い周波数用の
２個の断続器間の予じめ定められた動作の、時間間隔δ
及びδ′の開始間の制御可能な時間間隔τ′に対応する
位相偏移が一１時間間隔δとδ′を分離するようなもの
であり、少なくとも遅延線のｐ次のエコーがｋを小さい
整数とした時代％式％で定まることを特徴とする。

本発明の基本的アイデアは反射兼マルチエコー原理で動
作する遅延線を用い□ることである。このような既知の
遅延線は、例えば、レーダのオペレータにより使用され
る。レニダ装置は確かにいくつかの目標を同時に検出し
、従ってレーダの送受信部内にマルチエコー遅延線を入
れた時、次式に従っていくつかのシミュレートされる距
離ｄｉに対してレー゛ダを試験することができる。

ｃ−ｉ　　・　τ ｄｉミ　□　　　　　　　　　　　　　　（２）Ｃは光
の速度であり、量は当該エコーの次数を表わす整数であ
る。

マルチエコー遅延線はその遅延線内を何回も前後に走っ
た後でも蒙る減衰が過度に大きくならないように設計さ
れている。蓋し、さもないとこれらの信号が雑音に埋も
れてしまうからである。例えば、減衰が１３０ｄＢ以下
で１２次迄のエコーを生ずるこのタイプの遅延線を得る
ことができる。この既知の従来技術から、この遅延線を
無線高度計に適合させ、遠方の目標物を測定する際の精
度を試験するとき大きな問題が生ずる。自明な安全性の
理由で無線高度計は最も近い目標物を検出するように実
際には設計されている。それ故、前述した問題は前記式
（２）に従って距離ｄｉを表わすｉ次の特定の所望のエ
コーを選択することである。而して特定のエコーを選択
するためには、例えば、周波数を選択することが易しい
。ＦＭ　−（Ｊ装置により送信される波がのこぎり波周
波数を与えるため、マルチエコー遅延線の後設に、通過
帯域が可成り微細で制御できる帯域フィルタを用いるこ
とが考えられる。しかし、非常に高い周波数レンジで用
い得るフィノＣ夕は作るのがむずかしく、動作モードが
非常に高い精度を要求し、装置の信頼性が高いことを要
求する。本発明の基本的アイデアはＦＭ−Ｃ−装置によ
り送信する波を遅延線に送る前にチョッピングすること
である。遅延線を出た後に第２のチョッピング動作を行
ない、送信に対し時間的ずれを与えると、しゃ断固波数
が正しく選ばれていれば、所望のエコーを選択できる。

しゃ断固波数を選び、カッティング動作のサイクリック
比を選ぶためには、下記の二つの制約が考えねばならな
し〉 −しゃ断固波数は無線高度計のビート周波数ｆｂの２倍
より高くし、サンプリング原理を満足しなければならな
い。

−サイクリック比及びしゃ断固波数は、所望のエコーが
時間的に他のエコーに対して分離できるように選ばねば
ならない。

、この点で有利なしソつかの遅延線を同時ではなくシミ
ュレートできる本発明に係る遅延線シミュレータの一実
施例は、ＩＧＨｚのオーダーの周波数で遅延線を動作さ
せるために、この遅延線がｎ個以下の複数個の同定可、
能なエコーを送信し、これによりτ又はτの整数倍だけ
分離された最大ｎ個の異なる輝延シミュレートをでき、
　　。

ｋを　−　＞　２ｆｂであるような整数とし、τ Ｕをｎを割り切れる整数とし、量を値にとＵの与えられた組に対して値１，２．３゜−
・−・ｎをとりうる整数とた時次の関係Ｋ（ｎ＋１）±
Ｕ τ　・　１Ｋ（ｎ＋１）±Ｕが満足されることを特徴とする。

周波数がＩＧ−より高く、例えば、４．２ＧＨｚと４．
４ＧＨｚの間の周波数で無線高度計が動作するという最
も多くの場合、遠方の距離にある無線高度計の精度を試
験する時、反射原理で動作するマルチエコー。

遅延線を調整するに際し、もう一つの技術的問題に遭遇
する。本発明を実施する上で好適な遅延線竺コラシダム
で作られているが、この材料は周波数に対して著しく増
大する減衰を有し、４ＧＨｚのオーダーの周波数で所望
のエコーを得ることができない。これと対照的に、ＬＧ
Ｈｚの近傍でのこのような遅延線の通過帯域は十分に広
いため、周波数を２回週倍して４ＧＨ２の近傍の送信波
を遅延させることかで今る。これは前述した。本発明の
基本的アイデアにかなう。

これらの状態で、数ＧＨｚの２周波数ｆｅで動、作し、
上述したところとコンパチブルなレンジ測定装置用遅延
シミュレータは前記遅延線がＩ　ＧＨｚのオーダーの中
間周波数ｆｉで動作し、このために前記信号処理リイク
内の、夫々、第１の断続器とサーキュレータの間及びこ
のサーキュレータと第２の断続器の間に、夫々、第１及
び第？のミクサを入れ、第１のミクサが周波数ｆｏｓを
生ずる発振器に由来する信号Ｆｏｓを減算モードで受け
とり、ｆｅ−ｆｉとなるようにし、第２のミクサが上記
発塀器に由来する上記信号Ｆｏｓを加算モードで受けと
り、その出力側に周波数ｆｉ＋ｆｏｓ＝ｆｅの信号を再
生するようにすることを特徴とする。　　。

図面につきなされる下記の説明を読めば本発明を実施す
る方法を良く理解できるであろう。

図面につき本発明の詳細な説明する。

電１図はレンジ測定装置１、例えば、高度測定装置又は
ＦＭ　−ＣＭレーダを示す、この装置は、送信アンテナ
や同軸コネクタにより形成される送信手段２を介して、
周波数ｆが正の縁（立上がり縁）により表わすことがで
き、且つステップにより分離されて非対称に連続のこぎ
り波を形成する信号Ｆを送信する。こののこぎり波の周
波数の変動ΔＦを一定に保つと好適である。−例をあげ
ると、ΔＦの値は２００ＭＨｚで、周波数ｆはＩＧ）１
２以上である。

周波数ｆは、例えば、１．２ＧＨ２と１．４ＧＨｚの間
又は４．２ＧＨ２と４．４ＧＨｚの間で変動する。実際
に動作させる時は、アンテナ２から送信される電磁波は
距離りだけ走り、そこで障害物により反射されたり、或
は応答機によれ増幅された後再び送出される。

無線高度針の受信アンテナ３により受信される周波数ｆ
″の信号Ｆ′は送信波Ｆに対してて、に等しい時間のず
れを有する。この時間τ１はＤ τ＋　＝　　　　　　　　　　　　　　　（３１に等し
い。この結果となる。

ＦＭ−Ｃ−装置では、送信波Ｆと受信波Ｆ′の間の差の
ビートを表わす周波数ｆｂも一定に保つ。これは次式で
表わされる。

τ、ＴここでＴは各周波数の縁での持続時間である。関係式（
４）と（５）から次式が導びける。

式（６）から結論されることであるが、パラメータｆｂ
及びΔＦは既知で、例えば、一定に保たれると仮定する
と、距離りはＴに比例する。これと異なるようにおくと
、時間ＴはＴの測度を構成する。

本発明によれば、ＦＭ−Ｃ−装置の遠隔試験のために、
この装置に第１図の下部に示すシミュレータをつけ加え
る。このシミュレータは、例えば、アンテナである送信
部４と、例えばアンテナである受信部５との間に、非常
に高い周波数に対する第１の断続器６と、サーキュレー
タ７と、これまた非常に高い周波数に対する第２の断続
器８とを縦続接続した系列により構成される信号処理リ
ンクを具備する。

他方、反射モードで動作する遅延線を導体１２を介して
サーキュレータ７に接続する。導体１２は遅延線１１の
入出力部とサーキュレータ７の入出力部との間に設ける
。制御端子１３及び１４に彷きかける制御手段（図示せ
ず）が、夫々、第１及び第２の断続器６及び８の開閉を
行なう。第１の断続器６によりチョッピング動作が行な
われる結果導体１５に現われる信号を第２図に実線で示
す。

これは周波数ｆｒ　（周期Ｔｒ）の矩形波信号１６に関
係する。各パルスサンプルの幅はδである。周波数ｆｒ
は２ｆｂ以上に選ぶが、５〜１０ｆｂに等しくとると好
適°である。こうすると、ＦＭ−Ｃ−装置により送信さ
れる信号を、このＦＭ　−（Ｊ装置で送信された波が戻
った後得られるビート信号に対して正しくサンプリング
できる。これは、基本波周波数ｆｂに対してだけでなく
、ｆｂの一次高調波に対してもええる。また、導体１５
の信号のサイクリック比は、例えば、０．１のオーダー
のように低目に選ぶ。しかし、如何なる場合でも時間間
隔δが第１の断続器６の動作により生ずる信号の立上り
時間と立下り時間の和よりも高くなるように十分高く選
ぶ。この和は数ナノ秒ないし十ナノ秒のオーダーである
。

ディジタルモードで用いられる例をあげれば、例えば、
下記の値を選べる。

ｆｂ＝１００ＫＨｚ　；　ｆｒ＝９９１．６６ＫＨｚ　
　；δ＝　８４ｒａｓチヨツピングされた後、送信信号
はサーキュレータ７に送られ、その後で、導体１２を介
して遅延線１１に送られる。これはバルク波遅延線であ
って、反射モードで動作する。これはコランダムで作る
と好適である。このような遅延線では周波数に対して減
衰が大きくなる。従って、動作周波数が数ＧＨｚの場合
は、出力側では一次のエコーだけが同定できる。高次の
エコーは雑音の中に埋もれてしまう。これと対照的に、
ＩＧＨｚのオーダーの周波数では、雑音より高くとられ
た減衰しきい値の上に第１０ないし第１５の高次のエコ
ーが残るような上記タイプの遅延線を作れ“る、即ち、
減衰率はほぼ８０ｄＢと１３０ｄＢの間にある。遅延［
１１で簡単であるにせよ、複雑であるにせよ反射された
後、チョッピングされた信号は導体１２を介してエコー
としてサーキュレータ７に戻る。サーキュレータ７はこ
の信号を第２の断続器８に送る。この第２の断続器８が
その瞬時に閉じていればこの信号は更に受信部５に送ら
れる。

第２図はチョッピングされた信号１６に重ね合わせた形
でこの動作を示す、第２の断続器８が閉じている持続時
間δ′の時間間隔１７は一点鎖線で示されているが、こ
れは、破線で表わされ、選択したいと人が欲するエコー
１８が現われている持続時間より長い。注意すべきこと
は、τを波が遅延線１１を経て戻るのに必要な時間とし
、ｐをエコー１８のオーダーに選ぶと、エコー１８は送
信後時間ｐτ後に現われることである。前述したＴｒ及
び８に対する制約に加えて、１個又は複数個のエコーが
２個のパルス１６の間に現われる。一般に、時間ｐτは
、必要でない場合は、時間Ｔｒより長い。いずれの場合
も、第２図で１８により示されるｐ次のエコーは信号１
６の２個の順次のパルス間で時間的に一定のずれを伴な
って現われる。このエコー１８は信号１６の直前のパル
スからｐτ−ｋＴｒだけ後に現われる。但し、Ｋは整数
であり、信号１６の直前のパルスが直後のパルスが生ず
る時に、エコー１８を生ずる特別な場合は値０となりう
る。τ及びＴｒ並びに選択したいと欲するエコーの次数
Ｐの正確な値を知っていれば、持続時間ｐτ−ＫＴｒを
求めることができる。それ故、次数Ｐのエコーを選択す
るためには、理論的には、第２の断続器８に、第１の断
続器６に対するｐτ（モジュロＴｒ　）い等しい遅延を
伴なうが、第１の断続器６の動作系列と同じ動作系列を
与えることが必要となる。しかし、実際には、このよう
な正確さを達成することが困難なため、ｐτ−ｋＴｒよ
り短かい第１の遅延に対する遅延τ′を第２の断続器の
制御のためにとり、第２図に示すようにδより長い閉成
時間間隔δ′をとり、正確さのマージンとなる短かい時
間間隔をエコー１８の両側に形成する。即ち、閉じる前
に短時間の進みをとり、開いた後に短時間の遅れをとる
。第３図及び第５図につき後になされる説明から明らか
となるように、断続器６及び８の制御は水晶の精度さで
行なわねばならない。Ｔｒ及びδΦ値につき前述された
制約に加えて、式（２）に従ってシミュレートされる距
離ｄｐを表わす次数ｐのエコーを選択することができる
。但し、下記の条件が満足されるものとする。

Ｔｒ−δ〉ｐτ−ｋＴｒ＞δ　　　　　　　　（７）次
数ｑの他のエコーを選択するためには、条件（７）と類
似する条件を満足しなければならない。即ち、Ｔ’ｒ−δｌ　　〉ｑτに’Ｔ’ｒ　＞６１但し、Ｔ’
ｒは上述したサンプリング原理に従うものとする。値Ｔ
ｒ及びδも全ての場合ではないが次数ｑの°エコーに対
して適当であるということが起こり得る。即ち、Ｔｒ及
びδΦ値が夫々の次数のエコーの個数が知られている種
々の同定できるエコーに対して保たれているということ
が起こり得る。

但し、使用される遅延線のタイプ及びＦＭ−Ｃ−装置に
より送信される波の周波数が与えられると、エコーの重
ね合せが存在しないようにする工夫をしなければならな
い。エコーの重ね合せは、ｐ及びｑが２個の異なる同定
可能なエコーの夫々の１次数であるとして、値Ｔｒがｐ　ｒ　−ｋＴｒ”ｉ　ｑ　ｒ　−に’Ｔｒ従って、（ｐ　−ｑ）τＮζに−に′）Ｔｒを満足する時生じ得る。

従って、上述した本発明の実施例はｎ個の弱いが、同定
できるエコーに対し適用できる。即ち、１０個より少な
いエコーに対し適用すると好適である。

上述したエコーの選択を経験に頼らないようにするため
に、第３図につき本発明の第２の実施例を説明する。注
意すべきことは、エコーどうしの重ね合せ又はエコーと
送信パルスの重ね合せを回避するためには、例えば、次
の２個の関係式を満足すれば十分なことである。

τ−ｋＴｒ＝δ　　　　　　　　　　　　　（８）Ｔｒ
＝　（ｎ＋１）δ　　　　　　　　　　　　　（９）但
し、ｎは最高次の同定可能なエコーの次数であり、これ
がまた同定可能なエコーの個数をも表わすと好適である
。後者は、１からｎ迄の全てのエコーが同定可能なこと
を示す。

式（８）と（９）とを組合せれば次式が得られる。

Ｔｒ　　　　　　　　　　　　　τ ｆｒに対し適当なレンジの値が求められ、また、τ及び
ｎの値が知られれば、式Ｑｌに基づいて、Ｋ１゜Ｋ！＋
　Ｋ３・・・と印されるｋに対するいくつかの可能な値
が定まる。これらは類似する個数の値ｆｒｔ（Ｔｒ＋）
。

ｆｒｌ（Ｔｒｇ）＋ｆｒｓ（Ｔｒ３）、・”に対応する
。δの対応する可能な値は式（９）に用いれば得られる
。ｋｊと印され、値ｆｒｊ、Ｔｒｊ＋δｊにより定まる
ｋについての単一の値の選択でも本発明を実施する上で
十分である。

関係式（８）及び（９）からＴｒを消去すれば、δｊは
次のように書ける。

τ 実際には、エコーを時間的に規則正しく分離するために
、値δはδｊより多少低選ぶ。値δ′は、第３図に示す
ように、δとδｊのなかをとる。第３図では、夫々次数
１　ｅ　　、２ｏ　　、３ｔ＋　　、４ｏ−９５シ、６
−！−の６個のエコーが同定できるものと規定している
。次数ｉ　（ここでｉは値１．２．・・・、ｎをとりう
る）のエコーを得るためには、τ′に値ｉ。

δｊ又は τ・ｉ（ｎ＋１）ｋｊ＋１を与えれば十分である。蓋し、エコーは、次数が増大す
る順序と同じ時系列に従って順次に且つ信号１６の２個
のパルスの間に現われるからである。

−寸度形させれば、次の条件が得られる。

この場合、第３図に示すのと同じ構成でｎ個の同定可能
なエコーが得られる。唯一つの違いは順序が第３図に示
した順序と逆なことである。即ち、逆時系列であること
である。この時ｉ次のエコーを得るためにはτ′に値（
ｎ−ｉ＋１）δｊを与えれば十分である。注意すべきこ
とは、前に実施例と対照的に、今度はＴｒ、従って、８
に対し多少高い値をとることである。

ディジタル用途の例をあげれば、例えば、次の値が選択
される。

ｆｂ＝１００ＫＨｚ　；　ｒ　＝１０．ｕｓ　　：　ｎ
　＝１２ｆｒの値は、例えば、次の範囲内にとる。

４８０ＫＨｚ　＜　ｆ　ｒ　＜　１　、２２ＭＨ２関係
式０１又は亜のため、Ｋとしてとりうる値は次の通りで
ある。

Ｋ＋＝５ｉＫｔ・６；に、・７；に４・８；Ｋｓ！９：
ＫｄＯ：に叩・１１；Ｋｓ・１２これらの値から、例え
ば、値に、　＝　１０を選ぶ。これは可成り高いサンプ
リング周波数とδの低すぎない値との間の良い妥協であ
る。この結果値ｆｒ、。

δ、の次のような組が得られる。

時系列で得られるエコーに対してはｆｒｂ　”　１．００７７ＭＨｚ δ＆　＝　７６．３ｎｓ逆時系列で得られるエコーに対してはｆｒｈ　＝　９９２．３ＭＨ２ δｈ　＝　７７．５ｎｓ　　　　　′ この系は周波数の変動に対し非常に敏感である。

上で計算された周波数ｆｒ、は、例えば、１Ｏ−４ない
し１０−５のオーダーの水晶の精度を有する周波数合成
器から得なければならない。これと対照的に、δ及びδ
′の値はそのほど厳しくはない。２個の上で計算したδ
６の値に対応して、例えば、次の値を選べる。

□　　δ＝７０ｎｓ；δ”　＝７３ｎｓｆｒ及びδに課
される条件に形態をした他の解決策もとれる。これは第
４図のブロック図のような回路になる。ここではエコー
が互に、そしてパルス１６に対して分離されている。こ
の場合は、一方では時間δｊの番号である整数に等しい
τ′での所定の値に一部と、他方では人が選択したいと
欲するエコーの順番との間を正しく一致させるために符
号化（コーディング）が必要となる。これらの他の解決
策はタイプ τ＝Ｋｊ−Ｔｒ＋　ｕｓ　　　　　　　　　　　　側の
式を解くことである。Ｕはｎより小さい整数である。

ｎの所定の値の関数として、Ｕの成る値が弐〇Ｊで目指
す結果を得るために用いるのには適さない（即ち、パル
スが隣り合わない）が、例えば、ｎをＵで割り切れる時
（特定の場合を云えば、ｎ＝１２の時、値２．３．４．
６）に弐Ｑ３）を適用できるということが起こり得る。

これらの解決策は、余分に符号化を必要とするため、前
述した解決策のように有利ではない。しかし、これらの
解決策はｆｒの値を予じめ定められた所望の周波数の値
の近くで調整できるという利点を有する。これを−膜化
した弐Ｑ３）を用いて弐Ｏｍ及び（財）を次のように変
換する。

Ｔｒ　　　　　　　　　　τ 式ｑυは次のようになる。

これらの式でｎはＵで割り切れる。

前述したディジタル用途に戻ると、とりうる周波数ｆｒ
は、Ｕ＝±１の場合につき上述した２個の値の他に次の
ような値となる。

９５３．８４にＨ２；９６９．２３にＨ２；９７６．９
２ＫＨ２；９８４．６１ＫＨ２；１０１５．３８ＫＨｚ
；１０２３．０７ＫＨｚ；１０３０．７７ＫＨｚｓ１０
４６．１５ＫＨｚ　。

この結果ｎ＝１２の場合少なくとも１０個の周波数ｆｒ
ｊを各可能な値ｋｊが発生する。この結果、例えば、４
８０ＫＨｚと１２２０ＫＨ２Ｏ間の許容される周波数範
囲で平均して、正確な周波数ｆｒ、多分各１０Ｋ）ｌｘ
が得られる。

前述した所では、本発明に係るシミュレータをＩＧＨｚ
のオーダーという比較的低い周波数で動作し、１０を越
え得る多数のエコーを選択できるもの又は数ＧＨｚのオ
ーダーというずっと高い周波数で動作し、有限個のエコ
ーだけを選択するものとして説明してきた（この有限な
数はＦＭ−ＣＷ装置のレンジ測定試験の場合少ない個数
と考え得る）。今度は試験される装置が一般に数Ｇ）Ｉ
ｚの周波数で動作し、周波数偏移が数百ＭＨｚのオーダ
ーである場合を説明する。先ず、周波数が４．２ＧＨｚ
と４．４ＧＩ（２の間に入るＦＭ−Ｃ−装置を説明する
。上述した２個の実施例とコンパチブルな態様で、サー
キュレータ及び遅延線用の中間周波数に切り換えること
ができ、そのようにする際ＦＭ−Ｃ−装置の最適な動作
周波数と遅延線の最適な動作周波数とを独立なものとし
、しかも以下に第４図につき説明するところとコンパチ
ブルにできる。

第４図では、第１図の要素に対応し、同じ機能を有する
要素に同じ符号を付しである。既知のタイプであるＰＭ
−Ｃ−装置１を成る程度詳しく示した。

ＰＭ−Ｃ−装置ｌは送信手段２及び受信手段３を具える
が、−これらはアンテナ又は同軸コネクタであり、シュ
ミレータ側の送信手段４及び受信手段５と協力するよう
になっている。このＰＭ−Ｃ−装置ｌでは、ミクサ２０
、例えばダイオード　ミクサで、結合器２１により送信
部から取り出された送信波の一部と受信波との間で減算
ビート動作が行なわれる。既知の態様で内部制御を行な
い、ミクサ２ｏの出力側２２に得られるビート信号の周
波数ｆｂを一定に保つと好適である。この点で注意すべ
きことは、ミクサ２０と反転入力端子に得られる受信手
段３に由来する信号をシミュレータの導体１５上の信号
１６と同じ性質のチョッピングされた信号とすることで
ある（周期的なチョッピング比が同じ時、同じ周波数で
ある）。これから結論されることは、ミクサ２０の出力
側２２の信号も２個の入力信号と同じ周波数で、チョッ
ピング比も同じのチョッピングされた信号であることで
ある。この出方信号から、図示しないが、既知の態様で
濾波する（これは、ＦＭ−開装置内にある）ことにより
直流信号を再生する。この濾波は帯域通過増幅器により
行なうと好適である。

中間周波数への切り換えは、第４図のシミュレータ内で
、一方では断続器６及び８と、他方ではシミュレータと
の間に配置される２個のミクサ２３及び２４（このリン
ク内でこれらのミクサの入力端子は非反転入力端子であ
る）と、発振器２５、好ましくは水晶発振器とで行なわ
れる。発振器２５の出力信号Ｆｏｓの周波数はＦＭ−Ｃ
−装置により送信される信号の搬送波周波数ｆｅと、遅
延線を巡る信号の公称周波数ｆｉとの差ｆｅ−ｆｉに等
しい。周波数ｆｅは、例えば、４．２ＧＨｚと４．４Ｇ
Ｈ２の間で線形に変化する。

周波数ｆｉはｌ　、　２ＧＨ２と１　、４ＧＨｚの間で
線形に変化する。

このような時、ｆｏｇは３ＧＨｚに等しい。斯くして、
周波数を２回変えることにより、４．３ＧＨ２を中心と
する送信波を遅延させることができる。

第４図はまた、−例として、断続器６及び８の入力端子
１３及び１４を制御するために接続される制御手段を示
す。一方の制御手段は、２個の単安定トリガにより形成
される回路２６を具え、この回路２６が導体２７を介し
て周波数発振器２８の出力信号Ａと、時間間隔ｒ′を変
えるバリエータ２９の出力信号とを受は取る。回路２６
では、立上り縁によりトリガされる第１の単安定トリガ
回路が導体２７にある周波数ｆｒの信号Ａを受は取る。

この第１の単安定トリガ回路の出力側では、周波数ｆｒ
、持続時間δ　（これは単安定トリガ回路内で回路ＲＣ
により制御される）のパルスにより形成される信号Ｂが
第１の断続器６の制御端子１３に加えられると共に、導
体３１を介して第２の単安定トリガ回路の入力端子に加
えられる。この第２の単安定トリガ回路も立上り縁によ
りトリガされる。第２の単安定トリガ回路の出力側では
、導体３２を介して、周波数ｆｒ。

持続時間τ′のパルスから成る信号Ｃが第３の単安定ト
リガ回路３３に加えられる。この第３の単安定トリガ回
路はこれまた制御手段の一部を形成する立下り縁により
トリガされる。第３の単安定トリガ回路３３はパルスの
持続時間δ′の開回路ＲＣにより制御される。その結果
周波数ｆｒｓ持続時間δ゛のパルスから形成される信号
りが生じ、この信号りが導体３４を経て制御端子１４に
加えられる。夫々の導体２７，３１．３２．３４におけ
る時間の関数としての信号Ａ、　Ｂ、　Ｃ及びＤの形を
第５図に示す。この第５図は、また、破線により、断続
器８が閉じている時の同定可能なエコーの持続時間をも
示す。

時間τ′も回路ＲＣにより既知の態様で制御されるえば
、回路ＲＣの抵抗値１，２．・・・ｎの関数として変え
、バリエータ２９内で、接点を有し、ｎ個の抵抗Ｒ１＋
６、・・・Ｒ７を具える抵抗切り替えスイッチを用い、
これらの抵抗の夫々が、回路ＲＣ内でこのスイッチに接
続された時、τ′の上述した値の一つを得られるように
することによりｉを選ぶようにする。

これらの持続時間τ′を発生させる別の手段はカウンタ
を用いることであり、τ′の全ての値が基これが可能と
なる。ｆｒの値は水晶の精度で得なければならず、周波
数発生器２８を周波数合成器とすると好適である。第４
図は第２の断続器８とシミュレータの受信手段５０間に
配置されるフィルタ３５をも示している。このフィルタ
は、不可欠という訳ではないが、帯域フィルタであって
、その機能はチヨツピングされたエコー信号内の雑音の
一部を消すにある。フィルタ３５の通過帯域は信号Ｆｅ
の周波数偏移、即ち、前述したディジタルの例では、４
．２ＧＨ２ないし４．４ＧＨｚと同じにする。

第４図の回路でシミュレータを用い、４　、３ＧＨｚで
９．９６μ５の遅延τを生ずるトムソン（Ｍｅｓｓｒｓ
　、　Ｔｈｏｍｓｏｎ）社で作られているタイプＦ　５
０２６の遅延線を設け、条件＠（但し、ｎ＝１２及びに
＝１０）及び式（２）を適用することにより、実験室で
９９６．２９ＫＨｚに等しいしゃ断固波数ｆｒを得た。

シミュレータで生ずる減衰が８６ｄＢで、４９００フイ
ート、即ち、１４９３ｍの距離をシミュレートできた。

１４７００フイート、即ち、４４８０ｍ　（減衰＝１１
５ｄＢ　）１９６００フイート、即ち、５９７４ｍ　（
減衰−１０６ｄＢ　＞３４３００フイート、即ち、１０
４５４ｍ　（減衰＝　１２２ｄＢ・）３９２００フイー
ト、即ち、１１９４８＋＊　（減衰＝１１５ｄＢ　）５
３９００フイート、即ち、１６４２８ｎ＋　（減衰＝１
２６ｄＢ　）これらは夫々１，３，４，７．８及び１１
次のエコーに対応する。　２．５，６．９及び１０次の
エコーは減衰が激しく、同定できなかった（減衰は１４
０ｄＢ以上）。

第６図は、対応する要素には同じ符号を付して、第４図
に示すシミュレータの非常に高い周波数部の主たる要素
を示す、これらの要素のいくつかは、例えば、下記の通
りである。

６及び８：ジェネラル　マイクロウェーブ社製、モデル
諭８９２４の５ＰＤＴＰＩＮ切換えスイッチ２３及び２４：アナレン社製タイプ４３１２６のミクサ
７：ナルダ社製タイプＮｎ４０３２６の周波数１．３Ｇ
ＩＩｚ±１００Ｊｌｌｚの３ｄＢカブラにより作られる
サーキュレータ１１：トムソン社製タイプ阻Ｆ５０２６のτ＝８０μｓ
の遅延線２５：ＴＰＴ社製３　ＧＨ２／２５抛−の発振器これら
の要素の他に、４個の絶縁体３７．３８．３９，４１゜
１個の増幅器４２、低域フィルタ４３及びカプラ４４が
示されている。絶縁体３７は断続器６とミクサ２４の直
ぐ後段に設けられ、絶縁体３９は断続器８の直ぐ前段に
設けられ、絶縁体４１はミクサ２３の第２の入力端子側
の直ぐ前段に設けられている。これらの絶縁体３７ない
し４１は、例えば、ＴＲＴ社製タイプＮｕ　３５１１１
８０２２７６１の４．２ＧＨｚないし４．４ＧＨｚｗＡ
縁体とする。増幅器４２は、絶縁体３８と３８の間に設
けるが、例えば、アニルコン社製のＮＩＡＴ４２２９の
４０ｄＢ増幅器とする。低域フィルタ４３は、ミクサ２
３の直ぐ後段に設けるが、例えば、ＴＲＴ社製のしゃ断
固波数が１　、５ＧＨ２のフィルタとする。発振器２５
により生ずる周波数ｆｉが３ＧＨ２の信号Ｆｏｓをカプ
ラ４４を介してミクサ２３と２４に、夫々、減算的及び
加算的に分配する。カブラ４４は、例えば、アナレン社
製のタイプＩｌ＆ｔ　４０２６６の４ｄＢ／３ＧＨｚカ
プラとする。

注意すべきことは、上述したシミュレータのプロトタイ
プに用いたトムソン社製の遅延線は本発明で使用するの
に特に適しているということではないことである。順次
の次数のエコーを全て、１３以上のｎの値迄、減衰率が
１００ｄＢ以下で同定できる遅延線を作ることができる
。後者の場合は、増幅器４２を省ける。それでもシミュ
レータの出力側に得られる信号のレベルは実際のレンジ
測定時に得られるエコー信号のレベル程度である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の簡単なブロック図、第２図は本発明に係るシミュレータの基本的な機能を説
明するための時間線図、第３図は第１図及び第４図の２個の実施例のためのチョ
ッピングの利点を示す時間線図、第４図は第２の実施例
のブロック図、第５図は第４図の種々の導体上にある信号の時間線図、第６図は第４図の実施例用の非常に高い周波数の詳細な
ブロック図である。１・・・レンジ測定装置　　２・・・送信手段（ア・ン
テナ）３・・・受信アンテナ

Claims

【特許請求の範囲】１、ＦＭ−ＣＷレンジ測定装置、特にレンジ測定装置又
はレーダ用の遅延シミュレータであって、この装置が、
実時間で動作する時、送信波と、目標物からの反射又は
応答機による再送信後の受信波との間で周波数を比較し
、周波数ｆｂのビート信号Ｆｂを発生するようにし、前
記シミュレータが前記装置に接続され、その本来の仕事
ぶりを試験するように意図されている遅延シミュレータ
において、先ず、遅延シミュレータが、送信部と、受信
部との間に設けられ、少なくとも非常に高い周波数用の
第１の断続器と、サーキュレータと、非常に高い周波数
用の第２の断続器とから成る信号処理リンクを具え、次
に、所定の周波数の波が行ったり戻ったりするτに等し
い時間により特徴づけられ、入出力導体を介してサーキ
ュレータの入出力部に接続される反射モードで遅延線が
動作し、更に、少なくとも２ｆｂに等しい、周波数ｆｒ
で前記断続器が閉じられ、第１の断続器を１／ｆｒより
はっきりと小さい時間間隔δの時に、第２の断続器を時
間間隔δ′の時に閉じるようにする前記断続器用の制御
手段を具え、これらの非常に高い周波数用の２個の断続
器間の予じめ定められた動作の、時間間隔δ及びδ′の
開始間の制御可能な時間間隔τ′に対応する位相偏移が
、時間間隔δとδ′を分離するようなものであり、少な
くとも遅延線のｐ次のエコーがｋを小さい整数とした時
式Ｐ・τ≒ｋ／ｆｒ＋τ′ で定まることを特徴とする遅延線シミュレータ。２、数ＧＨｚの周波数ｆｅで動作するレンジ測定装置用
の特許請求の範囲第１項記載の遅延シミュレータにおい
て、前記遅延線が１ＧＨｚのオーダーの中間周波数ｆｉ
で動作し、このために前記信号処理リンク内の、夫々、
第１の断続器とサーキュレータの間及びこのサーキュレ
ータと第２の断続器の間に、夫々、第１及び第２のミク
サを入れ、第１のミクサが周波数ｆｏｓを生ずる発振器
に由来する信号Ｆｏｓを減算モードで受けとり、ｆｅ−
ｆｉとなるようにし、第２のミクサが上記発振器に由来
する上記信号Ｆｏｓを加算モードで受けとり、その出力
側に周波数ｆｉ＋ｆｏｓ＝ｆｅの信号を再生するように
することを特徴とする遅延シミュレータ。３、レンジ測定装置用の特許請求の範囲第１項又は第２
項記載の遅延シミュレータにおいて、前記第２の断続器
の直ぐ前段に増幅手段を設けたことを特徴とする遅延シ
ミュレータ。４、複数個の遅延をシミュレートできるレンジ測定装置
用の特許請求の範囲第１項ないし第３項の一項に記載の
遅延シミュレータにおいて、１ＧＨｚのオーダーの周波
数で遅延線を動作させるために、この遅延線がｎ個以下
の複数個の同定可能なエコーを送信し、これによりτ又
はτの整数倍だけ分離された最大ｎ個の異なる遅延シミ
ュレートをでき、ｋをｋ／τ＞２ｆｂであるような整数とし、ｕをｎを割
り切れる整数とし、ｉを値ｋとｕの与えられた組に対して値１、２、３、・
・・・・・・・・・・・・ｎをとりうる整数とた時次の
関係ｆｒ＝［ｋ±ｕ／（ｎ＋１）］／τ δ≦τ／［Ｋ（ｎ＋１）±ｕ］ τ′＝τ・ｉ／［Ｋ（ｎ＋１）±ｕ］が満足されることを特徴とする遅延シミュレータ。