JPS611160A - 加入者回路の定電流給電回路 - Google Patents
加入者回路の定電流給電回路Info
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- JPS611160A JPS611160A JP59120668A JP12066884A JPS611160A JP S611160 A JPS611160 A JP S611160A JP 59120668 A JP59120668 A JP 59120668A JP 12066884 A JP12066884 A JP 12066884A JP S611160 A JPS611160 A JP S611160A
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- voltage
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野、〕
本発明は、ディジタル交換機の給電回路に係シ、特に加
入者回路の定電流給電回路に関する。
入者回路の定電流給電回路に関する。
ディジタル交換機の加入者回路の一般的構成例を第４図
に示す。同図において、Ｂ１は本発明が関係する給電部
、０は雷等の大電圧から加入者回路を保護するための大
電圧保磯部（図においては一次と二次が設けられている
）、Ｒはリンギング回路であって加入者Ｊにベル音を通
知する回路、Ｃは音声信号とＰＣＭ信号との間で変換を
行うコーデック、Ｈは２線−４線変換を行う・・イブリ
ッド、そしてＴは試験回路である。
に示す。同図において、Ｂ１は本発明が関係する給電部
、０は雷等の大電圧から加入者回路を保護するための大
電圧保磯部（図においては一次と二次が設けられている
）、Ｒはリンギング回路であって加入者Ｊにベル音を通
知する回路、Ｃは音声信号とＰＣＭ信号との間で変換を
行うコーデック、Ｈは２線−４線変換を行う・・イブリ
ッド、そしてＴは試験回路である。
給電部Ｂは通話線Ａ、Ｂに接続されており、加入者Ｊの
オフフック時に定電流を通話線Ａ、Ｂに供給する。この
場合、給電部Ｂは交流信号（音声信号）に対しては信号
を減衰させない様に７・インダクタンスとなっている。
オフフック時に定電流を通話線Ａ、Ｂに供給する。この
場合、給電部Ｂは交流信号（音声信号）に対しては信号
を減衰させない様に７・インダクタンスとなっている。
従来の加入者回路の給電回路を第５図から第７図によっ
て説明する。
て説明する。
第５図（ａ）は従来の定抵抗形給電回路の回路図、第５
図（ｂ）はこの回路における通話線Ａ、Ｈのそれぞれの
給電回路の直流電圧−電流特性を示すグラフである。第
５図（ａ）において、通話線Ａと電源−ＶＢＢの間に抵
抗Ｒ１とインダクタンスＬ１が直列接続されており、通
話線Ｂと接地Ｇの間に抵抗Ｒ２とインダクタンスＬ２が
直列接続されている。インダクタンスＬ１ｒＬ２は通常
、リレーに用いられるレターコイルが適用され抵抗Ｒ１
＋ Ｒ２は通常レターコイルの巻線抵抗である。レター
コイルは一般に音声周波数の信号に対しては高インピー
ダンスであるので、音声信号を給電回路に引込むことは
なく、従って音声信号は通話線Ａ、Ｂ上を減衰すること
なく通過する。しかも、レターコイルは直流に対しては
抵抗Ｒ１，Ｒ２で示される低インピーダンスとなシ給電
電流１１ｇは第５図（ｂ）に示すように安定に定まる。
図（ｂ）はこの回路における通話線Ａ、Ｈのそれぞれの
給電回路の直流電圧−電流特性を示すグラフである。第
５図（ａ）において、通話線Ａと電源−ＶＢＢの間に抵
抗Ｒ１とインダクタンスＬ１が直列接続されており、通
話線Ｂと接地Ｇの間に抵抗Ｒ２とインダクタンスＬ２が
直列接続されている。インダクタンスＬ１ｒＬ２は通常
、リレーに用いられるレターコイルが適用され抵抗Ｒ１
＋ Ｒ２は通常レターコイルの巻線抵抗である。レター
コイルは一般に音声周波数の信号に対しては高インピー
ダンスであるので、音声信号を給電回路に引込むことは
なく、従って音声信号は通話線Ａ、Ｂ上を減衰すること
なく通過する。しかも、レターコイルは直流に対しては
抵抗Ｒ１，Ｒ２で示される低インピーダンスとなシ給電
電流１１ｇは第５図（ｂ）に示すように安定に定まる。
すなわち、第５図（ｂ）において、グラフ■は通話ｆｉ
ｌＢの電圧−電流特性を示してお９、グラフ■は通話線
入の電圧−電流特性を示している。加入者Ｊがオフフッ
クして通話線ＡとＢが接続されている状態では、通話線
ＡとＢの中点電位は常に一■ＢＢ／２となっている。
ｌＢの電圧−電流特性を示してお９、グラフ■は通話線
入の電圧−電流特性を示している。加入者Ｊがオフフッ
クして通話線ＡとＢが接続されている状態では、通話線
ＡとＢの中点電位は常に一■ＢＢ／２となっている。
レターコイルによる定抵抗形給電回路では、加入者線路
が短い時に１００ｍＡ以上の電流が流れるので消費電力
及び発熱に対応する実装上の見地から経済的ではないと
いう問題がある。
が短い時に１００ｍＡ以上の電流が流れるので消費電力
及び発熱に対応する実装上の見地から経済的ではないと
いう問題がある。
そこで、第６図（ａ）に示す、低消Ｘ４４力が可能な定
電流形の給電回路が従来から考えられていた。
電流形の給電回路が従来から考えられていた。
第６図（ＩＬ）においては、給電回路Ｂａ、Ｂｂはそれ
ぞれ、抵抗Ｒと定電流源■ｓａ父は■ｓｂとの並列回路
で構成されている。この回路によれば、定電流源自体が
高インピーダンスのため１．音声信号が通話線上で渡設
することはなく、且つ、加入者線路の距離に無関係に常
に一定電流を流すことができるので低消費電力化を図る
ことができる。しかしながら、第６図山）に示したその
電圧−電流特性かられかるように、定電流値Ｉ８ａ、工
８ｂ又、抵抗Ｒのアンバランスによυ、加入者Ｊのオフ
フック中での通話線Ａ、Ｂ間の中点電位は−ＶＢ Ｂ
／ ２に必ずしもならず、通信線Ａ、Ｂの各々の電圧は
接地と−ｖＢＢ／２、−ｖＢＢ／２と電源電圧−ＶＢＢ
Ｏ間にある為、Ａ、Ｂの電位は電源電圧−ＶＢＢ又は接
地電位Ｇに極端に移動し、その結果給電回路のトランジ
スタが飽和し、通話信号がクリップしてしまうという問
題がある。
ぞれ、抵抗Ｒと定電流源■ｓａ父は■ｓｂとの並列回路
で構成されている。この回路によれば、定電流源自体が
高インピーダンスのため１．音声信号が通話線上で渡設
することはなく、且つ、加入者線路の距離に無関係に常
に一定電流を流すことができるので低消費電力化を図る
ことができる。しかしながら、第６図山）に示したその
電圧−電流特性かられかるように、定電流値Ｉ８ａ、工
８ｂ又、抵抗Ｒのアンバランスによυ、加入者Ｊのオフ
フック中での通話線Ａ、Ｂ間の中点電位は−ＶＢ Ｂ
／ ２に必ずしもならず、通信線Ａ、Ｂの各々の電圧は
接地と−ｖＢＢ／２、−ｖＢＢ／２と電源電圧−ＶＢＢ
Ｏ間にある為、Ａ、Ｂの電位は電源電圧−ＶＢＢ又は接
地電位Ｇに極端に移動し、その結果給電回路のトランジ
スタが飽和し、通話信号がクリップしてしまうという問
題がある。
また、たとえ２つの定電流源の特性が全く相等しい場合
でも、通話線Ａ及びＢに外来ノイズが同相ノイズとして
加わると、二つの定電流源■ｓａ及び”ｓｂの電流値の
バランスがくずれた形と同等になシ、上記中点電位はや
はり−ｖＢＢ／２からずれてしまい、音声信号のフリッ
プの原因となる。
でも、通話線Ａ及びＢに外来ノイズが同相ノイズとして
加わると、二つの定電流源■ｓａ及び”ｓｂの電流値の
バランスがくずれた形と同等になシ、上記中点電位はや
はり−ｖＢＢ／２からずれてしまい、音声信号のフリッ
プの原因となる。
第７図は第６図の従来回路を具体的にした従来の定電流
給電回路を示す回路図である。同図において、ＡＯ，Ａ
Ｉは演算増幅器（以下オペアンプと称する） 、Ｔｒｏ
、 Ｔｒ、はトランジスタ、Ｔは通話信号を通すトラン
ス、Ｃは直流阻止コンデンサである。抵抗Ｒａ ｏ ＋
Ｒｂ＋ Ｒａ１ により地気（ｏ４池（−ＶＢＥ）の
間の電圧を分割する。抵抗Ｒａｏ２Ｒａ１の両端の電圧
がオペアンプＡＯ，ＡＩの非反転入力端子に基準電位と
してそれぞれカｑわると、抵抗Ｒｅｏ、Ｒｅ□の両端電
圧が抵抗Ｒａｏｌ Ｒａ、の両端電圧とそれぞれ等しく
なるように、オペアンプＡＯ，ＡＩが動作し、抵抗Ｒｅ
ｏには の定電流が流れる。抵抗Ｒ８１にも同様にの定電流が流
れる。トランジスタＴｒ０＋ Ｔｒ、 ノｔ 流増幅率
りゆをｈＦ、 ＞ １とすれば、抵抗Ｒｅｏを流れる電
流”ｓｂはトランジスタＴｒ０を流れる電流にほぼ等し
くなシ、抵抗Ｒｅ、を流れる電流■ｓａはトランジスタ
Ｔｒ１を流れる電流にｔ−ｉぼ等しくなる。
給電回路を示す回路図である。同図において、ＡＯ，Ａ
Ｉは演算増幅器（以下オペアンプと称する） 、Ｔｒｏ
、 Ｔｒ、はトランジスタ、Ｔは通話信号を通すトラン
ス、Ｃは直流阻止コンデンサである。抵抗Ｒａ ｏ ＋
Ｒｂ＋ Ｒａ１ により地気（ｏ４池（−ＶＢＥ）の
間の電圧を分割する。抵抗Ｒａｏ２Ｒａ１の両端の電圧
がオペアンプＡＯ，ＡＩの非反転入力端子に基準電位と
してそれぞれカｑわると、抵抗Ｒｅｏ、Ｒｅ□の両端電
圧が抵抗Ｒａｏｌ Ｒａ、の両端電圧とそれぞれ等しく
なるように、オペアンプＡＯ，ＡＩが動作し、抵抗Ｒｅ
ｏには の定電流が流れる。抵抗Ｒ８１にも同様にの定電流が流
れる。トランジスタＴｒ０＋ Ｔｒ、 ノｔ 流増幅率
りゆをｈＦ、 ＞ １とすれば、抵抗Ｒｅｏを流れる電
流”ｓｂはトランジスタＴｒ０を流れる電流にほぼ等し
くなシ、抵抗Ｒｅ、を流れる電流■ｓａはトランジスタ
Ｔｒ１を流れる電流にｔ−ｉぼ等しくなる。
ＩｓｂとＩｓａ及び抵抗Ｒ０とＲ１が全く等しければ、
理論的には通話線ＡとＢの中点電位は−ＶＢＢ／２とな
る筈であるが、定電流回路を構成する素子の特性が若干
でもちがうと、工ｓａと工。ｂは異なる値となシ、前述
の如く通話ａｈ及びＢは電源電圧ＶＢＢ又は接地電圧Ｏ
Ｖに極端に移動してしまう。
理論的には通話線ＡとＢの中点電位は−ＶＢＢ／２とな
る筈であるが、定電流回路を構成する素子の特性が若干
でもちがうと、工ｓａと工。ｂは異なる値となシ、前述
の如く通話ａｈ及びＢは電源電圧ＶＢＢ又は接地電圧Ｏ
Ｖに極端に移動してしまう。
これを防ぐために、抵抗Ｒ６ＩＲ，が定電流源に付加さ
れている。抵抗Ｒ８＋Ｒ１により上記二つの定電流値工
。ａｒ Ｉ ｓ ｂの誤差を吸収する様に働く。
れている。抵抗Ｒ８＋Ｒ１により上記二つの定電流値工
。ａｒ Ｉ ｓ ｂの誤差を吸収する様に働く。
しかしながら、抵抗Ｒ８＋Ｒｔ の抵抗値を小さくす
ると、定電流特性は撰われ、且つ、給電回路の通話信号
に対するインピーダンスが低くなシ、通話信号が減衰す
ることになるので、あまり小さくはできないという問題
がある。抵抗値が大きいと定電流特性が維持されるが通
話線Ａ、Ｂ間の中点電位が−ＶＢＢ／２よシずれやすく
なる。
ると、定電流特性は撰われ、且つ、給電回路の通話信号
に対するインピーダンスが低くなシ、通話信号が減衰す
ることになるので、あまり小さくはできないという問題
がある。抵抗値が大きいと定電流特性が維持されるが通
話線Ａ、Ｂ間の中点電位が−ＶＢＢ／２よシずれやすく
なる。
さらに、同相ノイズが通信線Ａ、Ｈに加わると、インピ
ーダンスの値に比例した同相ノイズ電圧が発生し、第６
図（ｂ）について前述した如く二つの定電流源のバラン
スをくずして通信信号のクリップあるいは通信信号の通
過阻止の原因となル易いという問題がある。
ーダンスの値に比例した同相ノイズ電圧が発生し、第６
図（ｂ）について前述した如く二つの定電流源のバラン
スをくずして通信信号のクリップあるいは通信信号の通
過阻止の原因となル易いという問題がある。
本発明の目的は、上述の従来形における問題にかんがみ
、加入者回路の定電流給電回路において、定電流特性を
維持して低消費電力化を図シ、通話線に印加される同相
信号８に対してのみインピーダンスを低下させて同相ノ
イズに対する耐力を向上させ、且つ、通話線の中点電位
を電源電圧と接地電圧の中間に固定して通信信号のクリ
ップを防止することにある。
、加入者回路の定電流給電回路において、定電流特性を
維持して低消費電力化を図シ、通話線に印加される同相
信号８に対してのみインピーダンスを低下させて同相ノ
イズに対する耐力を向上させ、且つ、通話線の中点電位
を電源電圧と接地電圧の中間に固定して通信信号のクリ
ップを防止することにある。
上記問題点を解決するために、本発明により、電源と接
地間の、電位に対し上下対称となる２対の基準電圧設定
素子群で分割して得られる電圧を基準電位とし、二本の
通話線にそれぞれ一定電流を供給する定電流回路と、通
話線間の中点電圧を検出し、２対の基準電圧設定素子群
の中点に出力゛する中点電位出力手段とを備え、基準電
位に中点電位を重畳させることを特徴とする加入者回路
の定電流給電回路が提供される。
地間の、電位に対し上下対称となる２対の基準電圧設定
素子群で分割して得られる電圧を基準電位とし、二本の
通話線にそれぞれ一定電流を供給する定電流回路と、通
話線間の中点電圧を検出し、２対の基準電圧設定素子群
の中点に出力゛する中点電位出力手段とを備え、基準電
位に中点電位を重畳させることを特徴とする加入者回路
の定電流給電回路が提供される。
中点電圧出力手段は、通話線間の中点電位を正相増幅す
る増幅器を備えており、該増幅器の出力は２対の前記基
準電圧設定素子群の中点に接続されている。
る増幅器を備えており、該増幅器の出力は２対の前記基
準電圧設定素子群の中点に接続されている。
定電流回路は、基準電圧設定素子群で分割された電圧を
基準電圧として入力する演算増幅器と、抵抗、トランジ
スタにより構成される電圧−電流変換回路からなる。
基準電圧として入力する演算増幅器と、抵抗、トランジ
スタにより構成される電圧−電流変換回路からなる。
演算増幅器の非反転入力端子は基準電圧設定素子群を介
して中点電圧出力手段の出力電圧を受け、反転入力端子
はトランジスタの電源側又は接地側の一端子に接続され
、出力端子は該トランジスタのベースに接続されており
、該トランジスタの他端子は通信線に接続されている。
して中点電圧出力手段の出力電圧を受け、反転入力端子
はトランジスタの電源側又は接地側の一端子に接続され
、出力端子は該トランジスタのベースに接続されており
、該トランジスタの他端子は通信線に接続されている。
本発明の他の態様によれば、演算増幅器の非反転入力端
子とトランジスタの一端との間、及び電源又は接地との
間に、それぞれ、電源雑音吸収用抵抗を接続し、それに
より、演算増幅器の非反転入力端子の電位と反転入力端
子の電位とが、電源雑音に対して同一電位となるように
なっている。
子とトランジスタの一端との間、及び電源又は接地との
間に、それぞれ、電源雑音吸収用抵抗を接続し、それに
より、演算増幅器の非反転入力端子の電位と反転入力端
子の電位とが、電源雑音に対して同一電位となるように
なっている。
本発明の更に他の態様によれば、演算増幅器の出力とト
ランジスタのベースの間に電流制限用抵抗を接続しであ
る。
ランジスタのベースの間に電流制限用抵抗を接続しであ
る。
本発明の更に他の態様によれば、中点電圧出力回路に含
まれる増幅器の出力と電源又は接地との間に電流制限用
のツェナーダイオードを接続しである。
まれる増幅器の出力と電源又は接地との間に電流制限用
のツェナーダイオードを接続しである。
以下、第１図から第３図によって本発明の実施例を詳述
する。
する。
第１図は本発明の一実施例による加入者回路の定電流給
電回路を示す回路図である。同図において、第７図につ
いて前述した従来例との相違は、中点電位検出出力の手
段として中点電圧検出回路ＩＤが付加されていること、
第７図の抵抗Ｒｂを２等分した抵抗Ｒｂ０．Ｒｂ１が設
けられていること、及び第７図の抵抗Ｒ６，Ｒ１が除去
されていることにある。そしてこの抵抗Ｒａｏ ｒ Ｒ
ｂｏ及びＲａＩ＋ Ｒｂ＋はそれぞれ基準電位設定素子
群となる。中点電圧検出回路ＩＤは、通信線Ａ、Ｂの＋
ｉ＋に直列接続された抵抗Ｒｃｏ ＋ Ｒ（！Ｉ （Ｒ
ｃＯ＝Ｒｃ１） と、増幅器Ａ２ を備えている。電ｍ
−ＶＢＢと接地Ｇの間には定電流設定用の抵抗Ｒａ（＋
ｒ Ｒｂｏ ｒ Ｒｂ１ ＋ Ｒａ１ （Ｒａｏ ＝
Ｒａｌ ＋Ｒｂｏ ＝ Ｒｂｘ ）が直列接続されてい
る。増幅器Ａ２の入力は抵抗ＲｃｏとＲ８１の接続点Ｍ
□に、出力は抵抗ＲｂｏとＲｂ１の接続点Ｍ２に接続さ
れている。
電回路を示す回路図である。同図において、第７図につ
いて前述した従来例との相違は、中点電位検出出力の手
段として中点電圧検出回路ＩＤが付加されていること、
第７図の抵抗Ｒｂを２等分した抵抗Ｒｂ０．Ｒｂ１が設
けられていること、及び第７図の抵抗Ｒ６，Ｒ１が除去
されていることにある。そしてこの抵抗Ｒａｏ ｒ Ｒ
ｂｏ及びＲａＩ＋ Ｒｂ＋はそれぞれ基準電位設定素子
群となる。中点電圧検出回路ＩＤは、通信線Ａ、Ｂの＋
ｉ＋に直列接続された抵抗Ｒｃｏ ＋ Ｒ（！Ｉ （Ｒ
ｃＯ＝Ｒｃ１） と、増幅器Ａ２ を備えている。電ｍ
−ＶＢＢと接地Ｇの間には定電流設定用の抵抗Ｒａ（＋
ｒ Ｒｂｏ ｒ Ｒｂ１ ＋ Ｒａ１ （Ｒａｏ ＝
Ｒａｌ ＋Ｒｂｏ ＝ Ｒｂｘ ）が直列接続されてい
る。増幅器Ａ２の入力は抵抗ＲｃｏとＲ８１の接続点Ｍ
□に、出力は抵抗ＲｂｏとＲｂ１の接続点Ｍ２に接続さ
れている。
増幅器Ａ２はボルテージホロワでゲインが１であシ、通
信線Ａ、Ｈの中点電位信号を定電流設定用抵抗Ｒｂ ｏ
、Ｒｂ ｒの中点Ｍ２に帰還をかける。抵抗Ｒｃｏ、
Ｒｃ１の接続点Ｍ、には、通信ＮＡ、Ｂ上の同相モード
の信号のみが得られ、通常の通話信号は差動信号なので
接続点Ｍ１には現われない。増幅器Ａ２の出力に得られ
る同相信号は、抵抗Ｒｂ０又はＲｂ１を介してオペアン
プＡＯ又はＡ１の非反転入力端子に印加され、オペアン
プＡＯ，ＡＩの動作により、その反転入力端子に上記同
相信号が得られる。この同相信号（ハトランジスタＴ
ｒ Ｏ＋ Ｔ ｒ １によし反転され、上記同相信号と
逆相の信号が通信線Ａ、Ｂに加わる。従って、定電流回
路ＣＣｏ。
信線Ａ、Ｈの中点電位信号を定電流設定用抵抗Ｒｂ ｏ
、Ｒｂ ｒの中点Ｍ２に帰還をかける。抵抗Ｒｃｏ、
Ｒｃ１の接続点Ｍ、には、通信ＮＡ、Ｂ上の同相モード
の信号のみが得られ、通常の通話信号は差動信号なので
接続点Ｍ１には現われない。増幅器Ａ２の出力に得られ
る同相信号は、抵抗Ｒｂ０又はＲｂ１を介してオペアン
プＡＯ又はＡ１の非反転入力端子に印加され、オペアン
プＡＯ，ＡＩの動作により、その反転入力端子に上記同
相信号が得られる。この同相信号（ハトランジスタＴ
ｒ Ｏ＋ Ｔ ｒ １によし反転され、上記同相信号と
逆相の信号が通信線Ａ、Ｂに加わる。従って、定電流回
路ＣＣｏ。
ＣＣ１の同相信号に対するインピーダンスはそれぞれ、
完全定電流源による無限大から、 の低インピーダンスに低下し、同相ノイズが定電流回路
に吸収されることになシ、同相ノイズに対する給電回路
の耐力が向上する。
完全定電流源による無限大から、 の低インピーダンスに低下し、同相ノイズが定電流回路
に吸収されることになシ、同相ノイズに対する給電回路
の耐力が向上する。
また定２、電流源のアンバランスによる通信線Ａ。
Ｂの中点電位のずれは、Ａ、Ｈの同相のずれとして検出
され、上記低インピーダンスの値で、−ＶＢＢ／２付近
に安定する為第７゛図の従来回路の如き付加抵抗Ｒ８＋
Ｒ１は不要になる。
され、上記低インピーダンスの値で、−ＶＢＢ／２付近
に安定する為第７゛図の従来回路の如き付加抵抗Ｒ８＋
Ｒ１は不要になる。
第１図の回路により、定電流構成で、しかも同相信号に
対するインピーダンスが小さい給電回路が得られる。
対するインピーダンスが小さい給電回路が得られる。
しかしながら、第１図の回路のみでは、以下に述べる不
都合がある。すなわち、第１図の回路では接地Ｇと電源
−ＶＢＢの間の電圧を単純に分割して定電流値の設定を
行っているので、電源−ＶＢＢに電圧■のノイズが混入
した場合、オペアンプＡ１の非反転入力端子には アンプＡＯの非反転入力端子には て、通話線Ａ及びＢには異なったノイズ信号が送出され
、これが差動ノイズとなって加入者Ｊに送出される。
都合がある。すなわち、第１図の回路では接地Ｇと電源
−ＶＢＢの間の電圧を単純に分割して定電流値の設定を
行っているので、電源−ＶＢＢに電圧■のノイズが混入
した場合、オペアンプＡ１の非反転入力端子には アンプＡＯの非反転入力端子には て、通話線Ａ及びＢには異なったノイズ信号が送出され
、これが差動ノイズとなって加入者Ｊに送出される。
第２図はこの点を改良した、本発明の第二の実施例によ
る加入者回路の定電流給電回路を示す回路図である。同
図において、第１図との相違は、オペアンプＡＯの反転
入力端子とＰＮＰ ）ランジスタＴｒｏのエミッタとの
間に接続された抵抗Ｒｆｏ、オペアンプの反転入力端子
と電源−ｖｎｎとの間に直列接続された抵抗Ｒ８ｏ及び
コンデンサＣＯ、オペアンプＡ１の反転入力端子とＮＰ
Ｎ ）ランジスタＴｒ１のエミッタとの間に接続され
た抵抗Ｒｆ１、及びオペアンプＡ１の反転入力端子と接
地Ｇとの間に直列接続された抵抗Ｒ８□及びコンデンサ
Ｃ１を設けたことにある。第２図において、るように抵
抗値Ｒｆｏ＋ ＲＢｏｒ Ｒｆｌ ＋ Ｒ８１を選び、
コンデンサＣＯ，ＣＩは交流的に無視出来る様充分大き
く選ぶとオペアンプＡ１の非反転入力には、電源ノイズ
コへによってＲａｏ ＝Ｒａｔ ＋ Ｒｂｓ ＝Ｒｂ２
とすると の信号が入力される。
る加入者回路の定電流給電回路を示す回路図である。同
図において、第１図との相違は、オペアンプＡＯの反転
入力端子とＰＮＰ ）ランジスタＴｒｏのエミッタとの
間に接続された抵抗Ｒｆｏ、オペアンプの反転入力端子
と電源−ｖｎｎとの間に直列接続された抵抗Ｒ８ｏ及び
コンデンサＣＯ、オペアンプＡ１の反転入力端子とＮＰ
Ｎ ）ランジスタＴｒ１のエミッタとの間に接続され
た抵抗Ｒｆ１、及びオペアンプＡ１の反転入力端子と接
地Ｇとの間に直列接続された抵抗Ｒ８□及びコンデンサ
Ｃ１を設けたことにある。第２図において、るように抵
抗値Ｒｆｏ＋ ＲＢｏｒ Ｒｆｌ ＋ Ｒ８１を選び、
コンデンサＣＯ，ＣＩは交流的に無視出来る様充分大き
く選ぶとオペアンプＡ１の非反転入力には、電源ノイズ
コへによってＲａｏ ＝Ｒａｔ ＋ Ｒｂｓ ＝Ｒｂ２
とすると の信号が入力される。
一方、オペアンプＡ１の反転入力端子の電圧Ｖ−は電源
ノイズ鳳によって、 となる。
ノイズ鳳によって、 となる。
従りて■＝■ となシ、オペアンプＡ１の出力には電源
ノイズによる信号が現われないことになる。
ノイズによる信号が現われないことになる。
オペアンプＡＯについても同様にしてぬ＝■となシ、電
源ノイズは出力に現われない。
源ノイズは出力に現われない。
こうして、第２図の回路によれば、電源にノイズが混入
しても、通話線Ａ、Ｂにはそれによる差動ノイズは現わ
れないという利益が得られる。
しても、通話線Ａ、Ｂにはそれによる差動ノイズは現わ
れないという利益が得られる。
しかしながら、第２図の回路においても、以下に述べる
不都合がある。すなわち、第２図の回路において、オペ
アンプＡＯ，ＡＩの非反転入力端子には常に接地〜電源
間を抵抗分割した電圧Ｖが印加されているので、加入者
Ｊがオンフックして通話線Ａ、Ｂ間を開放にしたときも
、ループ電流を必要としないにもかかわらずオペアンプ
は定電流を流そうとする。すなわち、加入者Ｊがオンフ
ックして通話線Ａ、Ｂが開放になると、トランジスタＴ
ｒｏｌ Ｔｒｌに電流が流れず、従って抵抗Ｒｅｏ。
不都合がある。すなわち、第２図の回路において、オペ
アンプＡＯ，ＡＩの非反転入力端子には常に接地〜電源
間を抵抗分割した電圧Ｖが印加されているので、加入者
Ｊがオンフックして通話線Ａ、Ｂ間を開放にしたときも
、ループ電流を必要としないにもかかわらずオペアンプ
は定電流を流そうとする。すなわち、加入者Ｊがオンフ
ックして通話線Ａ、Ｂが開放になると、トランジスタＴ
ｒｏｌ Ｔｒｌに電流が流れず、従って抵抗Ｒｅｏ。
Ｒｅ□の両端に電圧降下を生じないので、オペアンプＡ
Ｏ，Ａ１の反転入力端子の電圧■はＯｖ。
Ｏ，Ａ１の反転入力端子の電圧■はＯｖ。
ＶＢＢになシ、非反転入力端子の電圧■と等しくならな
い。この結果、オペアンプはコンパレータとして働きＡ
Ｏはその出力電圧を電源電圧−ｖＢＢまで下げ、それに
より、抵抗Ｒｅｏ ）ランジスタＴｒ ｏ−オペア
ンプＡＯの出力の径路でループ時と同じ定電流が流れる
ことになるか、或いは、オペアンプＡＯの出力制限電流
まで電流を引込むことになる。オペアンプＡ１も同様に
して、出力電圧をオペアンプ出力の最高電位にし、定電
流値又は、出力制限電流まで電流を流し出す。こうして
、オフフック時にも、オフフック時と同様又はオペ、ア
ンプの制限電流までの電流が流れることになシネ経済で
ある。
い。この結果、オペアンプはコンパレータとして働きＡ
Ｏはその出力電圧を電源電圧−ｖＢＢまで下げ、それに
より、抵抗Ｒｅｏ ）ランジスタＴｒ ｏ−オペア
ンプＡＯの出力の径路でループ時と同じ定電流が流れる
ことになるか、或いは、オペアンプＡＯの出力制限電流
まで電流を引込むことになる。オペアンプＡ１も同様に
して、出力電圧をオペアンプ出力の最高電位にし、定電
流値又は、出力制限電流まで電流を流し出す。こうして
、オフフック時にも、オフフック時と同様又はオペ、ア
ンプの制限電流までの電流が流れることになシネ経済で
ある。
第３図はこの点を改良した、本発明の第三の実施例によ
る加入者回路の定電流給電回路を示す回路図である。同
図において、第２図との相違は、オペアンプＡＯ、ＡＩ
の出力とトランジスタＴｒ６＋Ｔｒ、のベースとの間に
電流制限用の抵抗Ｒｄｏ ＊ Ｒｄｓを挿入したこと、
及び、増幅器Ａ２の出力と抵抗ＲｂＯｒ Ｒｂｔ の接
続点Ｍ２の間に抵抗Ｒｇを挿入し、接続点Ｍ２と接地間
、接続点Ｍ２と電源−ＶＢＢ間にそれぞれツェナーダイ
オードＤＯ，ＤＩを挿入したことである。
る加入者回路の定電流給電回路を示す回路図である。同
図において、第２図との相違は、オペアンプＡＯ、ＡＩ
の出力とトランジスタＴｒ６＋Ｔｒ、のベースとの間に
電流制限用の抵抗Ｒｄｏ ＊ Ｒｄｓを挿入したこと、
及び、増幅器Ａ２の出力と抵抗ＲｂＯｒ Ｒｂｔ の接
続点Ｍ２の間に抵抗Ｒｇを挿入し、接続点Ｍ２と接地間
、接続点Ｍ２と電源−ＶＢＢ間にそれぞれツェナーダイ
オードＤＯ，ＤＩを挿入したことである。
抵抗Ｒｄｏ ｌ Ｒｄｘ によりて、オンフック時の
電流が制限され、低消費電力化に効果大となる。抵抗Ｒ
ｄｏ 、Ｒｃｂ の抵抗値は、オフフック状態でトラ
ンジスタＴｒｏ＋ Ｔｒ、 にペース電流を充分供給
できる範囲で最大の値に選べばよい。
電流が制限され、低消費電力化に効果大となる。抵抗Ｒ
ｄｏ 、Ｒｃｂ の抵抗値は、オフフック状態でトラ
ンジスタＴｒｏ＋ Ｔｒ、 にペース電流を充分供給
できる範囲で最大の値に選べばよい。
抵抗Ｒｇ及びツェナーダイオードＤＯ，Ｄ１ は通話
ｍＡ、Ｂが地絡、混解等の回線障害を発生した場合の対
策として設けられている。例えば、通話線Ａが地絡し、
通話線Ｂが開放の場合、抵抗Ｒｃｏｒ Ｒ，の接続点Ｍ
１の電位は接地レベルＧであう、増幅器Ａ２の出力は接
地レベルＧとなる。この結果、接続点Ｍ１の電位は電源
電圧を基準にして正常時の２倍の電圧となシ、オペアン
プＡ１を含む定電流回路ＣＣ１ｏの設定電流は２倍にな
る。この結果、定電流回路ＣＣ１ｏにおける消費電力は
正常時の４倍となってしまい、熱設計を再考慮せざるを
得なくなる。これを避けるために、抵抗Ｒｇ。
ｍＡ、Ｂが地絡、混解等の回線障害を発生した場合の対
策として設けられている。例えば、通話線Ａが地絡し、
通話線Ｂが開放の場合、抵抗Ｒｃｏｒ Ｒ，の接続点Ｍ
１の電位は接地レベルＧであう、増幅器Ａ２の出力は接
地レベルＧとなる。この結果、接続点Ｍ１の電位は電源
電圧を基準にして正常時の２倍の電圧となシ、オペアン
プＡ１を含む定電流回路ＣＣ１ｏの設定電流は２倍にな
る。この結果、定電流回路ＣＣ１ｏにおける消費電力は
正常時の４倍となってしまい、熱設計を再考慮せざるを
得なくなる。これを避けるために、抵抗Ｒｇ。
ツェナーダイオードＤｏ、Ｄｉが設けられており、例え
ばトランジスタＴｒ１の消費電力が問題となる場合、ツ
ェナーダイオードにより設定電流の、例えば１．４倍で
クランプするようにすれば、消費電力の増加は２倍にお
さめることができる〇なお、前述の各実施例では増幅器
Ａ２はゲイン１のボルテージホロワとしたが、ゲインを
１よシ大とすることにより、通話線Ａ、Ｂ上の同相ノイ
ズに対するインピーダンスを１／ゲインと更に小さくす
ることが可能である。ただし、この場合は単純なボルテ
ージホロワでない非反転回路を使用しなければならない
ととは勿論である。
ばトランジスタＴｒ１の消費電力が問題となる場合、ツ
ェナーダイオードにより設定電流の、例えば１．４倍で
クランプするようにすれば、消費電力の増加は２倍にお
さめることができる〇なお、前述の各実施例では増幅器
Ａ２はゲイン１のボルテージホロワとしたが、ゲインを
１よシ大とすることにより、通話線Ａ、Ｂ上の同相ノイ
ズに対するインピーダンスを１／ゲインと更に小さくす
ることが可能である。ただし、この場合は単純なボルテ
ージホロワでない非反転回路を使用しなければならない
ととは勿論である。
以上説明したように、本発明によれば、加入者回路の定
電流給電回路において、中点電圧検出回路を設けたこと
により、定電流特性を維持しつつ通話線上の同相ノイズ
が吸収されるので、低消費電力化を実現して経済性及び
熱的設計の容易性が得られると共に同相ノイズに対する
耐力を向上させることができる。
電流給電回路において、中点電圧検出回路を設けたこと
により、定電流特性を維持しつつ通話線上の同相ノイズ
が吸収されるので、低消費電力化を実現して経済性及び
熱的設計の容易性が得られると共に同相ノイズに対する
耐力を向上させることができる。
また、定電流回路に抵抗を挿入することにより、電源に
混入したノイズを吸収することが可能になる。
混入したノイズを吸収することが可能になる。
さらに、オンフック時の不要な電流を制限して低消費電
力化を一層向上させることもできる。
力化を一層向上させることもできる。
さらに、通話線の地絡や混解等の障害による大電力の消
費を抑制して、給電回路の熱設計を容易にすることも可
能になる。
費を抑制して、給電回路の熱設計を容易にすることも可
能になる。
第１図〜第３図はそれぞれ、本発明の第一、第二、及び
第三の実施例による加入者回路の定電流給電回路を示す
回路図、第４図は本発明に係るディジタル交換機の加入
者回路の一般的構成例を示す回路図、第５図〜第７図は
従来の加入者回路の給電回路を説明するための図である
。 Ａ、Ｂ・・・通話線 ＩＤ・・・中間電圧出力回路 ＣＣＯ＋ ＣＣＩ ＋ ＣＣｌ０ ”’定電流回路Ｒａ
ｏ ＋ Ｒｂｏ ＊ Ｒｂｘ ｒ Ｒａｔ ””定電流
設定用抵抗Ａ２・・・増幅器 ＡＯ、ＡＩ・・・演算増幅器 Ｔｒｏ １ Ｔｒｌ・・・ トランジスタＧ・・・接地 一■ＢＢ・・・電源
第三の実施例による加入者回路の定電流給電回路を示す
回路図、第４図は本発明に係るディジタル交換機の加入
者回路の一般的構成例を示す回路図、第５図〜第７図は
従来の加入者回路の給電回路を説明するための図である
。 Ａ、Ｂ・・・通話線 ＩＤ・・・中間電圧出力回路 ＣＣＯ＋ ＣＣＩ ＋ ＣＣｌ０ ”’定電流回路Ｒａ
ｏ ＋ Ｒｂｏ ＊ Ｒｂｘ ｒ Ｒａｔ ””定電流
設定用抵抗Ａ２・・・増幅器 ＡＯ、ＡＩ・・・演算増幅器 Ｔｒｏ １ Ｔｒｌ・・・ トランジスタＧ・・・接地 一■ＢＢ・・・電源
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、電源と接地間の、電位に対し上下対称となる２対の
基準電圧設定素子群で分割して得られる電圧を基準電位
とし、二本の通話線にそれぞれ一定電流を供給する定電
流回路と、該通話線間の中点電圧を検出し前記２対の基
準電圧設定素子群の中点に出力する中点電位出力手段と
を備え、前記基準電位に該中点電位を重畳させることを
特徴とする加入者回路の定電流給電回路。 ２、前記中点電圧出力手段は、該通話線間の中点電位を
正相増幅する増幅器を備えており、該増幅器の出力は２
対の前記基準電圧設定素子群の中点に接続されているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の定電流給電
回路。 ３、前記定電流回路は、該前記基準電圧設定素子群で分
割された電圧を基準電圧として入力する演算増幅器と、
抵抗、トランジスタにより構成される電圧−電流変換回
路を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第２項
記載の定電流給電回路。 ４、前記演算増幅器の非反転入力端子は前記基準電圧設
定素子群を介して前記中点電圧出力手段の出力電圧を受
け、反転入力端子は前記トランジスタの前記電源側又は
前記接地側の一端子に接続され、出力端子は該トランジ
スタのベースに接続されており、該トランジスタの他端
子は該通信線に接続されていることを特徴とする特許請
求の範囲第３項記載の定電流給電回路。 ５、前記演算増幅器の非反転入力端子と前記トランジス
タの該一端との間、及び前記電源又は前記接地との間に
、それぞれ、電源雑音吸収用抵抗を接続し、それにより
、前記演算増幅器の非反転入力端子の電位と反転入力端
子の電位とが、電源雑音に対して同一電位となるように
した特許請求の範囲第４項記載の定電流給電回路。 ６、前記演算増幅器の出力と前記トランジスタのベース
の間に電流制限用抵抗を接続した特許請求の範囲第５項
記載の定電流給電回路。 ７、該中間電圧出力回路に含まれる該増幅器の出力と該
電源又は該接地との間に電流制限用のツェナーダイオー
ドを接続した特許請求の範囲第６項記載の定電流給電回
路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59120668A JPS611160A (ja) | 1984-06-14 | 1984-06-14 | 加入者回路の定電流給電回路 |
| CA000481865A CA1233580A (en) | 1984-05-26 | 1985-05-17 | Battery feed circuit for subscriber line |
| US06/736,345 US4631366A (en) | 1984-05-26 | 1985-05-21 | Battery feed circuit for subscriber line |
| KR1019850003559A KR900000721B1 (ko) | 1984-05-26 | 1985-05-23 | 가입자선용 급전회로 |
| DE8585106415T DE3576266D1 (de) | 1984-05-26 | 1985-05-24 | Speiseschaltung fuer eine teilnehmerleitung. |
| EP85106415A EP0163275B2 (en) | 1984-05-26 | 1985-05-24 | Battery feed circuit for subscriber line |
| AU42834/85A AU560001B2 (en) | 1984-05-26 | 1985-05-24 | Battery feed circuit for subscriber line |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59120668A JPS611160A (ja) | 1984-06-14 | 1984-06-14 | 加入者回路の定電流給電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS611160A true JPS611160A (ja) | 1986-01-07 |
| JPH0349224B2 JPH0349224B2 (ja) | 1991-07-26 |
Family
ID=14791957
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59120668A Granted JPS611160A (ja) | 1984-05-26 | 1984-06-14 | 加入者回路の定電流給電回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS611160A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01174266A (ja) * | 1987-12-26 | 1989-07-10 | Kanda Tsushin Kogyo Co Ltd | 電子チョーク回路 |
| US6181790B1 (en) | 1997-05-30 | 2001-01-30 | Takamisawa Electric Co., Ltd. | Electromagnetic relay used in a telephone exchange or the like and contact spring assembly for the electromagnetic relay |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5389306A (en) * | 1977-01-17 | 1978-08-05 | Hitachi Ltd | Dc current supplying circuit |
-
1984
- 1984-06-14 JP JP59120668A patent/JPS611160A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5389306A (en) * | 1977-01-17 | 1978-08-05 | Hitachi Ltd | Dc current supplying circuit |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01174266A (ja) * | 1987-12-26 | 1989-07-10 | Kanda Tsushin Kogyo Co Ltd | 電子チョーク回路 |
| US6181790B1 (en) | 1997-05-30 | 2001-01-30 | Takamisawa Electric Co., Ltd. | Electromagnetic relay used in a telephone exchange or the like and contact spring assembly for the electromagnetic relay |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0349224B2 (ja) | 1991-07-26 |
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