JPS60822B2 - 受信信号自動切換方式 - Google Patents
受信信号自動切換方式Info
- Publication number
- JPS60822B2 JPS60822B2 JP8688977A JP8688977A JPS60822B2 JP S60822 B2 JPS60822 B2 JP S60822B2 JP 8688977 A JP8688977 A JP 8688977A JP 8688977 A JP8688977 A JP 8688977A JP S60822 B2 JPS60822 B2 JP S60822B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- reception
- frequency
- pilot signal
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/208—Frequency-division multiple access [FDMA]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、衛星通信システム等に於ける二重化受信装置
の受信信号を選択して切換える受信信号目動切操方式に
関するものである。
の受信信号を選択して切換える受信信号目動切操方式に
関するものである。
ＳＣＰＣ（ＳｉｎｇｌｅＣｈａｎｎｅｌＰｅｒＣａｍｅ
ｒ）方式を用いた衛星通信に於いては、受信装置を二重
化して、何れか一方を現用、他方を予備とし、現用側の
障害により予備側に切換える方式が採用されている。
ｒ）方式を用いた衛星通信に於いては、受信装置を二重
化して、何れか一方を現用、他方を予備とし、現用側の
障害により予備側に切換える方式が採用されている。
このような方式の従来例は、例えば第１図に示すように
、受信信号が入力端子ＩＮから低雑音増幅器ＬＮＲ１，
ＬＮＲ２によりそれぞれ増幅され、周波数変換器ＤＣＶ
Ｉ，ＤＣＶ２に加えられて、例えば４ＧＨｚの受信信号
が７０ ｈ４＆に変換され、スイッチ回路ＳＷにより何
れか一方の信号が選択されて後段の端局装置に加えられ
る。又周波数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２の出力はそれぞ
れダイオードＤ１，Ｄ２により検波され、その検波出力
は比較器ＣＭＰ１，ＣＰＭ２に於いて設定された闇値と
比較され、比較出力は切換論理回路ＬＯＧに加えられる
。従って現用側の検波出力レベルが故障発生等により閥
値より低下すると、予備側の検波出力レベルが闇値より
低下していないことを条件に、スイッチ回路ＳＷを制御
して現用側から予備側へ切換えるものである。しかし「
ＳＣＰＣ方式に於いては、受信されるキャリャの数が最
大８００から最小１までの間変化するものであるから、
受信信号の検波出力レベルは、受信キャリャ数によって
変化し、比較器ＣＭｍｌ，ＣＭＰ２の関値の設定が非常
に困難となる欠点があった。
、受信信号が入力端子ＩＮから低雑音増幅器ＬＮＲ１，
ＬＮＲ２によりそれぞれ増幅され、周波数変換器ＤＣＶ
Ｉ，ＤＣＶ２に加えられて、例えば４ＧＨｚの受信信号
が７０ ｈ４＆に変換され、スイッチ回路ＳＷにより何
れか一方の信号が選択されて後段の端局装置に加えられ
る。又周波数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２の出力はそれぞ
れダイオードＤ１，Ｄ２により検波され、その検波出力
は比較器ＣＭＰ１，ＣＰＭ２に於いて設定された闇値と
比較され、比較出力は切換論理回路ＬＯＧに加えられる
。従って現用側の検波出力レベルが故障発生等により閥
値より低下すると、予備側の検波出力レベルが闇値より
低下していないことを条件に、スイッチ回路ＳＷを制御
して現用側から予備側へ切換えるものである。しかし「
ＳＣＰＣ方式に於いては、受信されるキャリャの数が最
大８００から最小１までの間変化するものであるから、
受信信号の検波出力レベルは、受信キャリャ数によって
変化し、比較器ＣＭｍｌ，ＣＭＰ２の関値の設定が非常
に困難となる欠点があった。
又受信キャリャ数が少ないときには、受信信号レベルよ
り雑音レベルが高くなる場合があるので、障害発生によ
り受信信号がカットオフされるような状態となっても、
雑音レベルが大きいことにより正常と見倣す虜れがある
。又ＳＣＰＣ方式ではパイロット信号が用いられ、例え
ば第２図に示すように、パイロット信号とその両隣のチ
ャンネルの周波数間隔Ｆは６７．斑Ｈｚ程度であり、こ
のパイロット信号ＰＬのみを鎖線で示すような特性のバ
ンドパスフィルタにより抽出し、このパイロット信号Ｐ
Ｌのレベルを前述の如く比較器ＣＭＰ１，ＣＭＰ２に於
いて閥値と比較することも提案されている。しかし、衛
星通信に於いては周波数変動が士４０ＫＨｚ程度生じる
為、チャンネルＣＨＩ〜ＣＨ８００のうち、パイロット
信号ＰＬに隣接するチャンネル信号が、パイロット信号
と共にバンドパスフィル外こより抽出される場合もある
から、第１図について説明した場合の受信レベル変動よ
り少なし、にしても、受信レベルの変動が生じることに
変りはなく、前述の場合と同様な欠点がある。
り雑音レベルが高くなる場合があるので、障害発生によ
り受信信号がカットオフされるような状態となっても、
雑音レベルが大きいことにより正常と見倣す虜れがある
。又ＳＣＰＣ方式ではパイロット信号が用いられ、例え
ば第２図に示すように、パイロット信号とその両隣のチ
ャンネルの周波数間隔Ｆは６７．斑Ｈｚ程度であり、こ
のパイロット信号ＰＬのみを鎖線で示すような特性のバ
ンドパスフィルタにより抽出し、このパイロット信号Ｐ
Ｌのレベルを前述の如く比較器ＣＭＰ１，ＣＭＰ２に於
いて閥値と比較することも提案されている。しかし、衛
星通信に於いては周波数変動が士４０ＫＨｚ程度生じる
為、チャンネルＣＨＩ〜ＣＨ８００のうち、パイロット
信号ＰＬに隣接するチャンネル信号が、パイロット信号
と共にバンドパスフィル外こより抽出される場合もある
から、第１図について説明した場合の受信レベル変動よ
り少なし、にしても、受信レベルの変動が生じることに
変りはなく、前述の場合と同様な欠点がある。
本発明は、前述の如き従来の欠点を改善したもので、そ
の目的は、周波数が変動してもパイロット信号のみを抽
出し得るようにして、二重化された受信装置の障害の検
出及び受信信号の切換えを行なわせることにある。以下
実施例について詳細に説明する。第３図は本発明の実施
例のブロック線図であり、ＩＮ‘ま入力端子、ＬＮＲ１
，ＬＮＲ２は低雑音増陶器、ＤＣＶ１，ＤＣＶ２は周波
数変換器、ＴＷＧは三角波発生器、ＶＣＸＯは電圧制御
発振器、ＣＶ１，ＣＶ２は周波数変換器、ＢＰＦ１，Ｂ
ＰＦ２はバンドパスフィルタ、Ｄ１，○２は検波用のダ
イオード、ＨＬＤ１，ＨＬＤ２はホールド回路「 ＣＯ
ＭＰ１，ＣＯＭ円２は比較器、ＳＷはスイッチ回路であ
る。
の目的は、周波数が変動してもパイロット信号のみを抽
出し得るようにして、二重化された受信装置の障害の検
出及び受信信号の切換えを行なわせることにある。以下
実施例について詳細に説明する。第３図は本発明の実施
例のブロック線図であり、ＩＮ‘ま入力端子、ＬＮＲ１
，ＬＮＲ２は低雑音増陶器、ＤＣＶ１，ＤＣＶ２は周波
数変換器、ＴＷＧは三角波発生器、ＶＣＸＯは電圧制御
発振器、ＣＶ１，ＣＶ２は周波数変換器、ＢＰＦ１，Ｂ
ＰＦ２はバンドパスフィルタ、Ｄ１，○２は検波用のダ
イオード、ＨＬＤ１，ＨＬＤ２はホールド回路「 ＣＯ
ＭＰ１，ＣＯＭ円２は比較器、ＳＷはスイッチ回路であ
る。
衛星から受信した信号が例えば４ＧＨｚで入力端子ＩＮ
から低雑音増幅器ＬＮＲ１，ＬＮＲ２に加えられて増幅
され、周波数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２により例えば７
仙川ｚに変換され、スイッチ回路ＳＷに加えられる。
から低雑音増幅器ＬＮＲ１，ＬＮＲ２に加えられて増幅
され、周波数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２により例えば７
仙川ｚに変換され、スイッチ回路ＳＷに加えられる。
このスイッチ回路ＳＷにより何れか一方の受信信号が選
択されることは前述の従来例と同機である。又三角波発
生器ＴＷＧからの信号により電圧制御発振器ＶＣＸＯは
例えばパイロット周波数がＩＦ帯で７仙川ｚの場合は５
９．３ＭＨｚを中心として土４皿世の範囲で発振周波数
が変化し、その変化周期は、三角波発生器ＴＷＧからの
三角波信号の周期に従った例えば数１０凪ｚとなる。又
バンドパスフイルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２は例えば中心周
波数１０．７ＭＨｚで土１０Ｋ比の帯城を有するもので
ある。
択されることは前述の従来例と同機である。又三角波発
生器ＴＷＧからの信号により電圧制御発振器ＶＣＸＯは
例えばパイロット周波数がＩＦ帯で７仙川ｚの場合は５
９．３ＭＨｚを中心として土４皿世の範囲で発振周波数
が変化し、その変化周期は、三角波発生器ＴＷＧからの
三角波信号の周期に従った例えば数１０凪ｚとなる。又
バンドパスフイルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２は例えば中心周
波数１０．７ＭＨｚで土１０Ｋ比の帯城を有するもので
ある。
周波数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２の出力は周波数変換器
ＣＶ１，ＣＶ２にそれぞれ加えられており、電圧制御発
振器ＶＣＸＯの出力によりビートダウンされる。即ち、
電圧制御発振器ＶＣＸＯの出力は、第４図に示すように
、パイロット信号の周波数変動幅を包含する掃引幅ＳＷ
の範囲（５９．３±４皿Ｈｚ）で変化しており、この電
圧制御発振器ＶＣＸＯの出力とパイロット信号との乗算
を行ない、バンドパスフイルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２の帯
域ＢＷ内の周波数成分が発生する。実際には、バンドパ
スフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２の帯城幅の分だけ、パイ
ロット信号受信可能帯城幅ＰＷは掃引幅ＳＷより広くな
る。なお、第４図中のＰＬ′，ＰＬ″は周波数がずれた
パイロット信号を示す。ここで、パイロット信号が周波
数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２により７■Ｍ世に変換され
たとすると、周波数変換器ＣＶ１，ＣＶ２により１０．
７ＭＨｚに変換されたパイロット信号は、電圧制御発振
器ＶＣＸＯの数１０のセの掃引周期に対応した周期で出
力され、バンドパスフイルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２により
、この間歌的なパイロット信号のみが抽出され、ダイオ
ード○１，Ｄ２により検波される。
ＣＶ１，ＣＶ２にそれぞれ加えられており、電圧制御発
振器ＶＣＸＯの出力によりビートダウンされる。即ち、
電圧制御発振器ＶＣＸＯの出力は、第４図に示すように
、パイロット信号の周波数変動幅を包含する掃引幅ＳＷ
の範囲（５９．３±４皿Ｈｚ）で変化しており、この電
圧制御発振器ＶＣＸＯの出力とパイロット信号との乗算
を行ない、バンドパスフイルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２の帯
域ＢＷ内の周波数成分が発生する。実際には、バンドパ
スフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２の帯城幅の分だけ、パイ
ロット信号受信可能帯城幅ＰＷは掃引幅ＳＷより広くな
る。なお、第４図中のＰＬ′，ＰＬ″は周波数がずれた
パイロット信号を示す。ここで、パイロット信号が周波
数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２により７■Ｍ世に変換され
たとすると、周波数変換器ＣＶ１，ＣＶ２により１０．
７ＭＨｚに変換されたパイロット信号は、電圧制御発振
器ＶＣＸＯの数１０のセの掃引周期に対応した周期で出
力され、バンドパスフイルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２により
、この間歌的なパイロット信号のみが抽出され、ダイオ
ード○１，Ｄ２により検波される。
この検波出力も間歌的に得られるので、比較的時定数の
大きいホールド回路ＨＬＤ１，ＨＬＤ２により検波出力
をホールドし、そのホールド出力を抵抗ＲＩ１，Ｒ１２
及びＲ２１，Ｒ２２により例えば１′２に分圧し、比較
器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２に於いて、一方のホールド出
力と分圧したホールド出力とを比較してその比較出力で
スイッチ回路ＳＷの功換制御を行なわせるものである。
衛星通信に於いては前述の如く周波数変動が大きいので
、パイロット信号を狭帯城のバンドパスフィルタで抽出
することができないが、前述の如く電圧制御発振器ＶＣ
ＸＯによる掃引でビートダウンしたパイロット信号は、
周波数変動があったとしても、狭帯域のバンドパスフイ
ルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２により抽出することができるこ
とになる。
大きいホールド回路ＨＬＤ１，ＨＬＤ２により検波出力
をホールドし、そのホールド出力を抵抗ＲＩ１，Ｒ１２
及びＲ２１，Ｒ２２により例えば１′２に分圧し、比較
器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２に於いて、一方のホールド出
力と分圧したホールド出力とを比較してその比較出力で
スイッチ回路ＳＷの功換制御を行なわせるものである。
衛星通信に於いては前述の如く周波数変動が大きいので
、パイロット信号を狭帯城のバンドパスフィルタで抽出
することができないが、前述の如く電圧制御発振器ＶＣ
ＸＯによる掃引でビートダウンしたパイロット信号は、
周波数変動があったとしても、狭帯域のバンドパスフイ
ルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２により抽出することができるこ
とになる。
その場合のバンドパスフイルタＢＰＦ１，ＢＰＥ２の出
力は間歌的なものとなるが、ホールド回路ＨＬＤ１，Ｈ
ＬＤ２により検波出力をホールドすることにより、現用
、予備側の受信レベルを出力することができる。即ち受
信チャンネル数に関係なくパイロット信号のみのレベル
検出を行なうことができることになる。ホールド回路Ｈ
ＬＤ１，ＨＬＤ２の出力を、予め定められた固定の闇値
レベルとそれぞれ比較して、その固定の閥値しベルより
も現用側のホールド回路の出力レベルが低下し、一方予
備側のホールド回路の出力レベルが閥値よりも高いこと
を検出したとき、その検出出力に対応してスイッチ回路
ＳＷを制御して、現用側の周波数変換器の出力を、予備
側の周波数変換器の出力に切換えることができる。
力は間歌的なものとなるが、ホールド回路ＨＬＤ１，Ｈ
ＬＤ２により検波出力をホールドすることにより、現用
、予備側の受信レベルを出力することができる。即ち受
信チャンネル数に関係なくパイロット信号のみのレベル
検出を行なうことができることになる。ホールド回路Ｈ
ＬＤ１，ＨＬＤ２の出力を、予め定められた固定の闇値
レベルとそれぞれ比較して、その固定の閥値しベルより
も現用側のホールド回路の出力レベルが低下し、一方予
備側のホールド回路の出力レベルが閥値よりも高いこと
を検出したとき、その検出出力に対応してスイッチ回路
ＳＷを制御して、現用側の周波数変換器の出力を、予備
側の周波数変換器の出力に切換えることができる。
又第３図に示す実施例の如く、閥値として、ホールド回
路ＨＬＤＩ，ＨＬＤ２の出力を分圧したものを用いるこ
とにより、より正確に受信レベルの低下の検出が行なえ
る。即ち、ダイオードＤ１，Ｄ２は温度特性を持ってお
り、これによって検波出力レベルが変動する。このとき
、固定の関値を用いていると、閥値より検波出力レベル
が低くなることが生じる。そこで、前述のように、ホー
ルド回路の出力を分圧したものを閥値として用いると、
検波出力はダイオードＤ１，Ｄ２の温度特性によって同
じ方向に変化するため、受信信号が存在する間は、ホー
ルド回路出力が閥値より低くなることはなく、より正確
な検出が可能となる。又スイッチ回路ＳＷは通常初期設
定により周波数変換器ＤＣＶＩ又はＤＣＶ２の何れかを
選択するように切換えられているもので、例えば周波数
変換器ＤＣＶＩの出力を選択しているものとすると、ホ
ールド回路ＨＬＤＩのホールド出力レベルが低下したと
き、比較器ＣＯＭ円１の出力が“０”となるので、スイ
ッチ回路ＳＷは周波数変換器ＤＣＶ２側に切換えられる
ものとなる。
路ＨＬＤＩ，ＨＬＤ２の出力を分圧したものを用いるこ
とにより、より正確に受信レベルの低下の検出が行なえ
る。即ち、ダイオードＤ１，Ｄ２は温度特性を持ってお
り、これによって検波出力レベルが変動する。このとき
、固定の関値を用いていると、閥値より検波出力レベル
が低くなることが生じる。そこで、前述のように、ホー
ルド回路の出力を分圧したものを閥値として用いると、
検波出力はダイオードＤ１，Ｄ２の温度特性によって同
じ方向に変化するため、受信信号が存在する間は、ホー
ルド回路出力が閥値より低くなることはなく、より正確
な検出が可能となる。又スイッチ回路ＳＷは通常初期設
定により周波数変換器ＤＣＶＩ又はＤＣＶ２の何れかを
選択するように切換えられているもので、例えば周波数
変換器ＤＣＶＩの出力を選択しているものとすると、ホ
ールド回路ＨＬＤＩのホールド出力レベルが低下したと
き、比較器ＣＯＭ円１の出力が“０”となるので、スイ
ッチ回路ＳＷは周波数変換器ＤＣＶ２側に切換えられる
ものとなる。
以上説明したように、本発明は、二重化受信装置の切換
えをパイロット信号の受信レベル検出で行なうもので、
周波数変動が生じると予想される範囲の所定の周波数範
囲を掃引する電圧制御発振器の出力で、二重化受信装置
のそれぞれの出力即ち周波数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２
の出力をそれぞれ周波数変換し、変換出力のパイロット
信号が通過し得るように中心周波数を設定し．た狭帯域
のバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２を通して検波
し、その検波出力が電圧制御発振器の掃引周期に対応し
た周期で得られるのでホールド回路ＨＬＤ１，ＨＬＤ２
によりホールドし、そのホールド出力によって障害発生
を識別し、現用側の受信レベルの低下が検出されたとき
、予備側へ切換えるものである。
えをパイロット信号の受信レベル検出で行なうもので、
周波数変動が生じると予想される範囲の所定の周波数範
囲を掃引する電圧制御発振器の出力で、二重化受信装置
のそれぞれの出力即ち周波数変換器ＤＣＶ１，ＤＣＶ２
の出力をそれぞれ周波数変換し、変換出力のパイロット
信号が通過し得るように中心周波数を設定し．た狭帯域
のバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２を通して検波
し、その検波出力が電圧制御発振器の掃引周期に対応し
た周期で得られるのでホールド回路ＨＬＤ１，ＨＬＤ２
によりホールドし、そのホールド出力によって障害発生
を識別し、現用側の受信レベルの低下が検出されたとき
、予備側へ切換えるものである。
従って衛星や地上局の経年変化等による周波数変動が生
じてもパイロット信号のみをバンドパスフイルタＢＰＦ
１，ＢＰＦ２により抽出することができるので、受信チ
ャンネル数による影響を受けずに障害発生の検出並びに
受信信号の切換えを行なうことができる。
じてもパイロット信号のみをバンドパスフイルタＢＰＦ
１，ＢＰＦ２により抽出することができるので、受信チ
ャンネル数による影響を受けずに障害発生の検出並びに
受信信号の切換えを行なうことができる。
又ホールド回路ＨＬＤ１，ＨＬＤ２のホールド出力を相
互に比較することにより、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ
２に於ける閥値設定の問題がなくなり、障害発生の検出
が容易になる。
互に比較することにより、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ
２に於ける閥値設定の問題がなくなり、障害発生の検出
が容易になる。
本発明は前述の実施例にのみ限定されるものではなく、
ＳＣＰＣ方式以外のパイロット信号を用いる衛星通信方
式にも適用し得るものであり、又ホールド回路等は既に
知られている種々の構成を採用して実現し得るものであ
る。
ＳＣＰＣ方式以外のパイロット信号を用いる衛星通信方
式にも適用し得るものであり、又ホールド回路等は既に
知られている種々の構成を採用して実現し得るものであ
る。
第１図は従来の受信信号自動切換方式のブロック線図、
第２図は従来のパイロット信号抽出の説明図、第３図は
本発明の実施例のブロック線図、第４図は本発明に用い
るパイロット信号抽出の説明図である。 ＩＮは入力端子、ＬＮＲ１，ＬＮＲ２は低雑音増幅器「
ＤＣＶ１，ＤＣＶ２は周波数変換器、ＴＷＧは三角波
発生器、ＶＣＸＯは電圧制御発振器、ＣＶ１，ＣＶ２は
周波数変換器、ＢＰＦ１，ＢＰＦ２はバンドパスフィル
タ、Ｄ１，Ｄ２は検波用のダイオード、ＨＬＤ１，ＨＬ
Ｄ２はホールド回路、ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２は比較器
、ＳＷはスイッチ回路である。 オ１図 オ２図 オ３図 外４図
第２図は従来のパイロット信号抽出の説明図、第３図は
本発明の実施例のブロック線図、第４図は本発明に用い
るパイロット信号抽出の説明図である。 ＩＮは入力端子、ＬＮＲ１，ＬＮＲ２は低雑音増幅器「
ＤＣＶ１，ＤＣＶ２は周波数変換器、ＴＷＧは三角波
発生器、ＶＣＸＯは電圧制御発振器、ＣＶ１，ＣＶ２は
周波数変換器、ＢＰＦ１，ＢＰＦ２はバンドパスフィル
タ、Ｄ１，Ｄ２は検波用のダイオード、ＨＬＤ１，ＨＬ
Ｄ２はホールド回路、ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２は比較器
、ＳＷはスイッチ回路である。 オ１図 オ２図 オ３図 外４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 現用と予備の受信装置で受信した受信信号からパイ
ロツト信号のみを抽出し、該パイロツト信号の受信レベ
ルを検出して現用側の受信レベルが閾値以下で予備側の
受信レベルが閾値以上のとき、現用側の受信出力を予備
側の受信出力に切換えて出力する二重化受信装置の受信
信号自動切換方式に於て、周波数変動が生じると予想さ
れる範囲の所定の周波数範囲を掃引する電圧制御発振器
、該電圧制御発振器の出力を加えて前記現用側の受信出
力及び前記予備側の受信出力をそれぞれ周波数変換する
周波数変換器、該周波数変換器の出力のうち前記パイロ
ツト信号のみが通過し得るように中心周波数を設定した
バンドパスフイルタ、該バンドパスフイルタの出力をホ
ールドするホールド回路を備え、前記現用側のパイロツ
ト信号の受信レベルが低下したことを前記現用側のホー
ルド回路の出力電圧が前記閾値以下に低下したことで検
出し、前記現用側の受信出力を予備側の受信出力に切換
えて出力することを特徴とする受信信号自動切換方式。 ２ 現用と予備の受信装置で受信した受信信号からパイ
ロツト信号のみを抽出し、該パイロツト信号の受信レベ
ルを検出して現用側の受信レベルが閾値以下で予備側の
受信レベルが閾値以上のとき、現用側の受信出力を予備
側の受信出力に切換えて出力する二重化受信装置の受信
信号自動切換方式に於て、周波数変動が生じると予想さ
れる範囲の所定の周波数範囲を掃引する電圧制御発振器
、該電圧制御発振器の出力を加えて前記現用側の受信出
力及び前記予備側の受信出力をそれぞれ周波数変換する
周波数変換器、該周波数変換器の出力のうち前記パイロ
ツト信号のみが通過し得るように中心周波数を設定した
バンドパスフイルタ、該バンドパスフイルタの出力をホ
ールドするホールド回路、該ホールド回路の出力を相互
に比較する比較器を備え、前記現用側のパイロツト信号
の受信レベルが前記予備側のパイロツト信号の受信レベ
ルより低いことを示す前記比較器の出力により、前記現
用側の受信出力を前記予備側の受信出力に切換えて出力
することを特徴とする受信信号自動切換方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8688977A JPS60822B2 (ja) | 1977-07-20 | 1977-07-20 | 受信信号自動切換方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8688977A JPS60822B2 (ja) | 1977-07-20 | 1977-07-20 | 受信信号自動切換方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5422112A JPS5422112A (en) | 1979-02-19 |
| JPS60822B2 true JPS60822B2 (ja) | 1985-01-10 |
Family
ID=13899393
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8688977A Expired JPS60822B2 (ja) | 1977-07-20 | 1977-07-20 | 受信信号自動切換方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60822B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61129240U (ja) * | 1985-01-31 | 1986-08-13 | ||
| JPS61129239U (ja) * | 1985-01-31 | 1986-08-13 | ||
| JPS61161836U (ja) * | 1985-03-27 | 1986-10-07 | ||
| US11295908B2 (en) | 2018-07-25 | 2022-04-05 | C&K Components S.A.S. | Electrical tactile switch with axial positioning of the actuating section of the deformable actuator |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH077230U (ja) * | 1993-06-30 | 1995-01-31 | 八重洲無線株式会社 | 無線通信機の音量調節装置 |
-
1977
- 1977-07-20 JP JP8688977A patent/JPS60822B2/ja not_active Expired
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61129240U (ja) * | 1985-01-31 | 1986-08-13 | ||
| JPS61129239U (ja) * | 1985-01-31 | 1986-08-13 | ||
| JPS61161836U (ja) * | 1985-03-27 | 1986-10-07 | ||
| US11295908B2 (en) | 2018-07-25 | 2022-04-05 | C&K Components S.A.S. | Electrical tactile switch with axial positioning of the actuating section of the deformable actuator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5422112A (en) | 1979-02-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4361894A (en) | Band-pass filter circuit | |
| US4564933A (en) | Supervision of digital transmission systems | |
| CA1165841A (en) | Apparatus and method for attenuating interfering signals | |
| US20050180470A1 (en) | Measurement of wavelength transients in tunable lasers | |
| US4175256A (en) | Dynamic threshold tone detector | |
| US2225524A (en) | Directional wireless system employing pulses | |
| JPH10247856A (ja) | アンダーパス検出器付き無線受信器 | |
| EP0539224B1 (en) | Detection of amplifier failure | |
| JPS60822B2 (ja) | 受信信号自動切換方式 | |
| US7212748B2 (en) | Frequency detection circuit, optical receiver and optical transmission system using the same | |
| US4185242A (en) | Signal-to-noise ratio measurement of intermittent signals | |
| US2991358A (en) | Detection of signal in noise | |
| JPH0577222B2 (ja) | ||
| JP2018198416A (ja) | 無線通信装置及び判定方法 | |
| US3103634A (en) | Afc monitoring | |
| US2246688A (en) | Automatic frequency control | |
| US4415899A (en) | Monitor for an instrument-landing system | |
| RU2206179C2 (ru) | Приемное устройство широкополосного сигнала | |
| SU926770A1 (ru) | Устройство дл слежени за несущей частотой | |
| US7173800B2 (en) | Time-optimum reception of protection commands in a remote tripping device | |
| SU1453600A1 (ru) | Устройство контрол чувствительности приемника | |
| SU1432792A1 (ru) | Устройство автоматизированного контрол чувствительности радиоприемников | |
| KR200225218Y1 (ko) | 타워 탑 저잡음 증폭장치의 오동작 감지장치 | |
| SU869069A2 (ru) | Устройство дл контрол исправности супергетеродинного приемника | |
| RU1775863C (ru) | Способ измерени уровн помех в канале св зи |