JPS607273A - テレビジヨン同期受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機およびＶＴＲビデオチュー
ナーに用いることができるテレビジョン同期受信様に関
するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビジョン受像機やＶ’ｌ″Ｒビデオチューナ
ーには、可変容ｌダイオードとインダクタを同調素子と
する。いわゆるＳ、Ｆ子チューナーが広（使われている
。電子チューナーは、無接点であるので接点不良の問題
がないこと、電子的に制御できるので遠隔制御等多機能
化に便利であるΔなどの利点を有している。しかし可変
１３　Ｍｋダイオードの特性がそろわないこと、同調に
インダクタを必要とすることのために、設計通りの特性
が得られず、また製造の無調整化、自動化に困難を伴う
。

そこで、本田′ｉ；′（！の発明者は、可変容量ダイオ
ードとインダクタによる同調回路を用いる受信機に代る
ものとして、既にコスタスループを応用したテレビジョ
ン同期受信機を発明している。

以下図面を参照しながらこの従来のテレビジョン同期受
信線について説明する。第１図は従来のテレビジョン同
期受信機の構成を示す要部ブロック図である。（１）は
高周波入力部、（２）は第１の同期検波器、（３）は第
２の同期検波器、（４）は第１の低域フィルタ、（５）
は第２の低域フィルタ％（６）は第１の信号増幅器、（
７）は第２の信号増幅器、（８）は偉相比較器、（９月
よ第８の低域フィルタ、（ＩＩは電圧加算器。

（ＩＩ）は電圧制御発振器、θ４は９０°移相器、に）
は選局電圧発生装置、ａ尋は映像信号フィルタである。

このように構成されたテレビジョン同期受信機について
その動作を以下に説明する。高周波入力部（υに入力さ
れた受信希望チャンネルの映像搬送波信号をｖｉ（ｔ）
とする。ｖ　１　（ｔ）は残留側波帯変調されているか
ら ｖ４（ｔ）＝Ｒｅ（Ｌｌ（ｔ）＋　ｊＱ（ｔ）：ｌ　ｅ
ｘｐ　ｊ　（ａ＋ｉｔ＋ψｉ：＋　）＝　Ｉ（ｔ）ｃｏ
ｓ（ωｉｔ＋９）ｉ　）−Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（ωｉｔ＋ψ
ｉ）・・・（１） ここでＲｅは（）内の式の実数部を示す。Ｉ　（ｔ）は
搬送波に対し同相成分の信号でこの中に映像信号を含む
。Ｑ　（ｔ）は搬送波に対し直交成分の信号、ωｉは映
像搬送波の角周波数、ψ１は映像搬送波の位相である。

このｙ　１（ｔ）は高周波入力部（１）を経て第１の周
期検波器（２）の−万の端子に加えられる。

電圧制御発振器（１１）の出力を ｖｏ（ｔ）＝　Ａｏ　ｃｏｓ　（ωｏｔ＋９）Ｏ）　−
（２１とし、これを？Ｅ圧乗算器から成る第１の同期検
波器（２）の他方の端子に加えると、その出力Ｖｌ（ｔ
）は１ｖＩ（ｔ）−ｖｔ（ｔｌ　ｖｏ（ｔ） ＝””Ｉ（ｔ）（ＣｏＳ　Ｌａｌ＋　＋ωｇ〕ｔ＋９Ｎ
　＋（ｐｏＥ＋ｃｏｓ（（ωｌ　−（＋１０）　を十ψ
＋　−９）０１　）−力側（ｓｉｎｇ（・ｉ＋ω・〕ｔ
＋ψｉ＋ψ・〕＋、、１ｎ（（ω盪−ωｏ）ｔ＋ψｉ−
ψｏ〕】　・・・（３）である。電圧制御発振器出力が
映像搬送波に同期すると、ω０＝ωｉであるから、 ｖｌ（ｔ）＝’−！−！！り（ｃｏｓ（２ωｉｔ＋ψｔ
＋ψｏ）＋ｃｏｓ（ψｉ　’／’ｏ））一ノメ用（ｓｉ
ｎ（２ωｉｊ＋ψ１＋ψｏ）＋５ｉｎ（ψ１−９０））
−（４） 低域フィルタ（４）で２ωｉ信号を除去すると。

ｖｌ（ｔ）＝、赫■ｃｏ８ｃｐ−Ａ窄”　５　ｉｎ＠　
＝−（ｓ）２ となる。ここでψはψ１−ψ０で、映像搬送波と電圧制
御発振器出力との位相差である。もしψ−０ならば・ となる。すなわち映像搬送波に対し同相成分の信号１　
（ｔ）が検波出力として得られる。しかし直交成分は検
波されない。この検波出力は低域フィルタ（４）および
信号増幅器（６）を経て映像信号フィルタＱ４に加えら
れる。

スーパーヘテロダイン受信方式でテレビジョン信号を受
信したときは、その中間周波増幅器のナイキストスロー
プをもつ特性のために、総合的なベースバンド周波数特
性は平坦であるとみなせるが、同期受信方式で受信した
ときは第２図（ａ）のようになっている。すなわち低域
部の電圧利得は高域部の２倍となっている。そこで第１
図に示す従来例では映像信号フィルタａ４の周波数特性
を第２図（ｂ）のようにしてこれを補正している。

これまでにその構成および動作を説明してきた従来のテ
レビジョン同期受信機では、同期搬送波再成方式の一種
であるコスタスループ（Ｃｏ５ｔａｓｌｏｏｐ　）を応
用しているので、到来テレビジョン信号が微弱でも局部
発Ｗａ　’ＡＥ出力をこの到来テレビジョン信号に容易
に同期させることができる。しかしながら、上記のよう
な構成においては、受信希望チャンネルの下側所接チャ
ンネルの搬送色信号、一部の輝度信号および搬送音声信
号が受信希望チャンネルのベースバンド映像信号に妨害
信号として混入するという問題を合している。

すなわち、第８図を用いて説明する次のような妨害信号
が混入する。］ｔ９送テレビジョン信号は第３図（ａ）
に示すような周波数関係にある信号から成り立っている
。右側に受信希望チャンネル、左側に下側隣接チャンネ
ルを示す。受信希望チャンネルのテレビジョン信号は同
期検波器（２）で同期検波され、第８図（ｂ）に示すよ
うなベースバンド映像信号搬送色信号およびパン送音声
信号に変換され、下側瞬接チャンネルのテレビジョン信
号は同じく同期検波器（２）で第８図（ｃ）に示すよう
な隣接搬送映像信号、隣接搬送色信号および瞬接搬送音
声信号に変換される。このうち第３図（ｃ）の斜線で示
した部分は・同期検波器（２）の出力が低域フィルタ（
４）を通過するときに除去される。この部分は隣接搬送
映像信号のエネルギーの大部分を含む。しかし、第８図
（ｃ）のこれ以外の部分、すなわち主として隣接搬送色
信号および隣接搬送音声信号が、第８図（ｂ）のベース
バンド映像信号に屍入する。

第４図に、下側隣接チャンネルの搬送色信号と受信希望
チャンネルの輝度信号、および下側隣接チャンネルの輝
度信号と受信希望チャンネルの搬送色信号のスペクトル
周波数の関係を示す。下側隣接チャンネルの映像信号搬
送波は６Ｍ）Ｉｚ　ＣＮＴＳＣ方式による。以下ＮＴＳ
Ｃ方式により説明する。）であるが、愛他希望チャンネ
ルの水平走査周波数ｆＨ（４，５ＭＨｚ＋２８６　）の
２分の１の整数倍で６ＭＨｚに最も近い値を有している
のは、 −”（Ｘ　７６８　＝　６．００２６２　（ＭＨｚ　）
である。これは下側隣接チャンネルの映像信号搬送波周
波数に最も近い受信希望チャンネルの搬送色信号のスペ
クトル周波数である。これらの周波数の差は２．６２Ｋ
Ｈ２となる。したがって下側隣接チ／ ヤンネルの輝度信号のスペクトルと受信希望チャΔ ネルの倣送色信号のスペクトルとの周波数差は２．６２
ＫＨｚである。また下側１！ｉ４接チヤンネルの搬送色
信号のスペクトルは下側間接チャンネルの輝度信号のス
ペクトルに対し、よた受イム希望チャンネルの輝度信号
のスペクトルは受傭希ｒ１コチャンネルのｔ５’２　込
色信号のスペクトルに対し、共にｆＨ／２の周波放犀を
持つから、下側［＋′１接チャンネルの搬送色信号のス
ペクトルは受イ１う１希望チヤンネルの輝度信号のスペ
クトルに対し、２．６２ＫＨｚの周波数差を持つ。

第４０はまた・各４？’＋号のスペクトルがピーク毎に
ある周波数幅を托っていることを示している。

実際にはフレーム周波数間隔のスペクトルが、ｆＨ毎に
ピークを有する榴造となっている。もし垂直方向信号の
レベルの変化が急激であれば、この周波数幅は拡大し、
変化か緩慢であれば、この周波数幅は縮小する。

発明の目的 本発明の目的は、同期検波器の出力から、下側隣接チャ
ンネルの振込色信号および残留輝度信号を除去するテレ
ビジョン同期受信機を提供することにある。

発明の構成 本発明のテレビジョン同期受信機は、電圧制御発振器と
、この電圧制御発振器の出力を９０°移相させる９０°
移相器と、上記電圧制御発振器の出力と上記９０°移相
器の出力とをそれぞれ同期搬送波として映像搬送波信号
の同相および直交成分を同期検波する第１および第２の
同期検波器と、この第１および箇２の同期検波器の出力
を低域濾波する第１および第２の低域フィルタと、この
第１と第２の低域フィルタの出力から上記映像搬送波信
号と上記電圧制御発振器の出力の位相差を検出する位相
検出器と、この位相検出器の出力を上記電圧制御発振器
へ帰還する手段と、上記第１の低域フィルタの出力から
変換下側隣接チャンネル色副搬送波周波数を検出する周
波数検出器と、仁の変換下側隣接チャンネル色副搬送波
周波数を基準とし水平走査周波数を周波数間隔とする繰
返し周波数応答のインパルス応答を発生する垂直方向フ
ィルタ１１（］御器と、上記第１の低域フィルタの出力
をアナログ・ディジタル変換するＡ−Ｄ変換器と、この
Ａ−Ｄ変換器の出力を入力とし上記垂直方向フィルタ制
御器に誹って発生するインパルス応答で周波数応答が定
められる垂直方向フィルタと、この垂直方向フィルタの
出力を上記Ａ−Ｄ変換器の出力を垂直方向遅延補償器で
遅延補償した信号から減算する減算器と、この減算器の
出力をディジタル・アナログ変換するＤ−Ａ変換器とか
ら構成したものであり、下側隣接チャンネルの搬送色信
号および残留輝度信号を上記垂直方向フィルタによって
上記Ａ−Ｄ変換器の出力から濾波し、この濾波された信
号をこのＡ−Ｄ変換器出力から上記減算器で減するよう
にし、その結果、受信希望チャンネルのベースバンド映
像信号への下側隣接チャンネルの搬送色信号および残留
輝度による妨害を排除するものである。

実施例の説明 以下本発明の一実施例について３図面を参照しながら説
明する。

第５図は本発明の一実施例におけるテレビジョン同期受
信機の要部ブロック図である。第５図において、αりは
高周波入力部、（１１は第１の同期検波器、ａηは第２
の同期検波器、（へ）は第１の低域フィルタ、０呻は第
２の低域フィルタ、（ホ）は第１の信号増幅器、ｅ旧よ
第２の信号増幅器、（ハ）は位相検出器、＠は第８の低
域フィルタ、（ハ）は電圧加算器、に）は電圧制御発振
器、（ホ）は９０’移相器、＠は選局電圧発生装置であ
り、これらはそれぞれ第１図の同じ名称の各ブロックに
対応し、これらから成る部分の動作も既に従来例につい
て説明したのと同様である。に）はクロック発生器、鱒
はＡ−Ｄ変換器、ＯＩは映像信号フィルタ、Ｇつは帯域
フィルタ、０９は周波数検出器、（至）は垂直方向フィ
ルタ制御器、（財）は遅延補償器、（至）は垂直方向フ
ィルタ、（イ）は水平方向フィルタ、＠は垂直方向遅延
補償器、（至）は水平方向遅延補償器、（ホ）は減算器
、θ０はＤ−Ａ変換器、（１００）は映像信号出力端子
である。

このように構成された本実施例のテレビジョン同期受信
機について以下その動作を説明する。こノテレヒション
同期受信機ではテレビジョン信号をディジタル信号処理
で処理する。呂１の信号増幅器翰の出力のうち、テレビ
ジョン同期信号またはカラーバースト信号は分子Ｉｈさ
れてクロック発生器に）を制御する。このクロック発生
器に）の出力はディジタル信号処理のためのクロックで
ある。第１の信号増幅器（ホ）から出力されたテレビジ
ョン信号は、Ａ−Ｄ　置換器（１）でディジクル信号に
変換され、ディジタルフィルタで構成された映仰信号フ
ィルタ働に加えられる。映像信号フィルタ曽の周波数特
性は、既に従来例について示した第２図（１＞）の特性
と同じである。

テレビジョン信号の水平周波数をμ、垂直周波数ヲνと
する２次元周波数を考える。そして水平および垂直方向
の単位遅延演算を複素数Ｚｌおよびｗ’で表わす。すな
わち Ｚ−’＝ｃ−］２πμξ０　・・・（１１）７、−１＝
ｅ−ｊ２“η０　・・・（２）とする。ここでξ０およ
びη０は水平および垂直方向の標本化周期である。

る周波数応答Ｈｖｏ（ν］から変換下側隣接チャンネル
色副搬送波周波数ｆｓだけ周波数移動させるが、いまそ
の周波数移動をまだ行っていない上記周波数応答Ｈｖｏ
（ν）を、 と表わす。ここでｂｙ□（ｎ）はＨｖｏ（ｖ）に対応す
るインパルス応答である。すなわち ここで、ν０は標本化周波数で、ｊ／（１＝−である。

ηＯ いま、Ｈｖｏ（ν）が第６図（ａ）に示すような理想低
域フィルタであるとする。すなわち−νａ／２　＜ν＜
　ｖｏ／２で とする。ここでνＣは垂直方向遮断周波数である。

Ｈｖｏ（ν）は周期的であるから１式σＱはすべてのν
に対して周波数応答を定める。インパルス応答ｈｖ。

（ｎＪ式Ｑ勺と式σ谷から 次に、周波数応答Ｈｙｏ（ν）を変換下側瞬接チャンネ
ル色副搬送波周波数ｆｓだけ周波数移動するため、＋１
ＶＯ（ｎ）に正弦関数ｃｏｓ（２πｆｓηｏｎ）を乗じ
る。その結果は ｈｙｏ（ｎ）　ｃｏｓ（２πｆｓηｏｎ）・・・０η したがって弐〇ので示されるインパルス応答に対応する
周波数応答は である。この周波数移動を図で示したのが第７図（ａ）
　、　（ｂ）である。このうち、第２項に２を乗じたも
のを垂直方向フィルタに）の周波数応答ＨｖＳ（１１）
とする。すなわち ＩＩｖｓ（ν）　−Ｈｖｏ（！’−ｆｓ）　−０！１式
αりはＩＩｖｓ（ν）がＨｖｏ（ν）をｆｓだけ周波数
移動したものに他ならない。このときの垂直方向フィル
タ（至）のインパルス応答ｈｙ３（ｎ）は。

ｈｙＳ（ｎ）　＝　２ｈｙ□（ｎ）　ｃｐｓ　（２ｙｒ
　ｆｓ７）ｏｎ　）　−ａ）である。

ｈｖｓ（ｎ）は無限区間数列であるから、これを有限長
の因果性インパルス応答にするために、ｎを適当なとこ
ろで打ち切る。すなわち垂直方向フィルタに）のインパ
ルス応答ｂ　ｙ　（ｎ）　’ｘ　。

とする。一般に、ｈｖ（ｎ）を所望のインパルス応答ｈ
ｙ３（ｎ）と有限幅の窓ｇ　（ｎ）との積として表わす
ことができる。すなわち、　ｈｖ（ｎ）は有限数列であ
り。

ｂｙ（ｎ）　＝　ｂｙ５（ｒｌ）　ｇ（ｎ）　−＠とし
て表わせる。式にｖの例では次のようになる。

式に）は方形窓を示すが、窓ｇ（１１）としてこれ以外
の窓、例えばハミング窓等を用いてもよい。

な才５、周波数応答Ｈｙｏ（Ｌ′）として式檜では理想
低域フィルタを用いたが、インパルス応答ｈｙ　ｆ、ｎ
）が次式で示される周波放心＠Ｉ■ｖ（ν）を用いるこ
とも考えられる。すなわち、 ５ｉｎｃ　πνηｏ　Ｎ　）　−ｊ　ｙｆ　シフ７゜（
Ｎ−１）　、、、ｉｐｓ＋ｎ（πνη０） またＨｖｏ（ｖ）を第６図（ｂ）に示すように第６図（
ａ）の周波数応答をν０／２　だけ周波数移動したもの
とする。すなわち、 とする。このときのインパルス応答ｈｙ０（ｎ）は式Ｑ
Ｑから、 ｎ　π ５ｉｎ（２πｖｃ　ηｏ　ｎ　−ｙｌ　ｙｒ　）ｎπ となる。

以上のようにしてめた有限数列ｈｙ（ｎ）をタップ利得
として、第８図に示すようなトランスバーサル・フィル
タを構成する。端子Ｋ］）には第５図の映像信号フィル
タ■からの出力ｘ　（ｎ）が入力として加えられる。（
４２−１）、（４２−２）　、・・・（４２−Ｎ）はＩ
Ｈ（１水平周期）遅延素子、（４８−０）、（４８−１
）、・・・（４８−Ｎ　）はｈｖ（ｎ）の利得を有する
乗算器、−（ハ）および■は加算器、θカは減算器であ
る。ここで、乗算器（４８−０）（４８−１）・・・（
４８−Ｎ　）は端子ａつおよびＩＨ遅延素子（４２−１
）、（４２−２）、・・・（４２−Ｎ）　のタップに接
続され、加算器■は乗算器（４８−０）、（４８−２）
、（４８−４）、・・・（４８−Ｎ）の出力を加算し、
加算器に）は乗算器（４８−１）　、　（４８−８）・
・・（４８−（Ｎ−１）　）の出力を加算し、加算器■
は加算器θゆとに）の出力を加算し、減算器ぐのは加算
器■とに）の出力を減勢する。加？：１１３　ｅｔｐか
らは下側隣接チャンネルの像送色信号ｙ（ｎ）ｃが、減
算器（ロ）からは下側衡接チャンネルの残留輝度信号ｙ
（ｎ）ｙが出力される。ｙ（ｎ）ｃとｙ　（ｎ）Ｙは加
算器（乃で加算されて端子Ｇｏに出力される。端子θ１
は第５図の水平方向フィルタ曽に接続される。

第９図に周波数検出器０抄の一構成例を示す。第５図の
Ａ−Ｄ変換器に）の出力は、映像信号フ・イルタ曽、帯
域フィルタ０υを経て、第９図の端子υに入力される。

帯域フィルタ０ηの中心周波数は変換下側しｒ接チャン
ネル色副搬送波周波数である。端子（至）に入力された
信号は、位相比較器−１低域フイルタいり、電圧制御発
振器（晒からなる位相ロックループで位相ロックされる
。電圧制御発振器−）の出力は周波数計数器９ｉ４）で
開数され、その計数値が端子の四から第５図の垂ｔα方
向フィルタ制御器（イ）へ出力される。この語数敏は変
換下側隣接チャンネル色副搬送波周波数ｆｓであり、こ
の周波数がいま述べた周波数検出器で検出されたことに
なる。

第１θ図に垂直方向フィルタ制仰器■の一構成例を示す
。端子−から入力された灰換下ｆＪＪＶ４接チャンネル
色副搬送波周波数ｆｓを変数として、正弦関数発生器１
７）で正弦関数ｃｏｓ（２πｆ、ηｏｎ）を発生する。

ｂｙ（、（ｎ）発生器−は鉛換下側隣接チャンネル色副
搬送波周波数ｆｓの周波数変換をまだしていない周波数
応答ＨＶｏ（ｖ）に対応するインパルス応答ｈｙ□（ｎ
）を発生する。正弦関数発注器のηとｂｙ、）（ｎ）発
生器−の出力は乗算器■で乗算され、更にその結果に窓
関数乗算器−で窓関数ｇ　（ｎ）が乗算される。以上の
演算結果ｈ　ｙ　（＋１）は端子−から垂直方向フィル
タ（２）に制御信号として出力される。

）１ｖｏ　（ｎ）発生器−で発生ずるｈｙ□（ｎ）は垂
直方向遮断周波数νＣの関数である。例えば式α〜の例
では。

である。このνＣを置換下側隣接チャンネル色副搬送波
周波数ｆｓの関数となるように、ｈｙｇ（ｎ）発生器（
へ）を端子−から入力される周波数ｆｓによって制御さ
れるようにしておく。もし下側隣接チャンネルの送信映
像搬送波周波数が正規の周波数から変動した場合、周波
数ｆｓが変化する。すると下側隣接チャンネルの搬送色
信号スペクトルが受信希望チャンネルの輝度信号スペク
トルに、また下側隣接チャンネルの輝度信号スペクトル
が受信希望チャンネルの搬送色信号スペクトルに近づく
場合が生じる（第４図参照）。このような場合ＨＶＯ（
ν）の通過帯域ｉ？ｉｔが広いと、希望チャンネルのス
ペクトルが■Ｉｖｏ（ｖ）の通過（（）域に入る部分が
できる。すなわち、このような場合、受信希孕チャンネ
ルの信号の質が損なわれる。ｈｖｏ（ｎ）がｆｓのｒ！
Ａ数となるようにｈｙｏ（ｎ）発生器−を構成したのは
、このような場合に垂直方向フィルタ（ト）の通過帯域
幅を狭くし、結果として受信希望チャンネルの信号の質
の劣化を防止するためである。

第１１図は水平方向フィルタ（ト）の周波数応答ＨＨ（
ｕ）と、この水平方向フィルタによって濾波した下側隣
接チャンネル搬送色信号スペクトルおよび下側隣接チャ
ンネル輝度信号スペクトルとの関係を示す図である。周
波放心＠１．ＩＨ（ν）の下端の周波数は。

変換下側隣接チャンネル色副搬送波周波数ｆｓすなわち
２．４２ＭＨｚから受信希望チャンネルの搬送色信号の
下側の帯域幅０．５ＭＨｚを引いた周波数１．９Ｍ）ｌ
ｚであり、周波数応答ＨＨ（ν）の上端の周波数は、受
信希望チャンネルの輝度信号スペク、トルの上端のスペ
クトル周波数４．２＾［（ｚである。このようにして得
た下側隣接チャンネルの搬送色信号および輝度信号を、
水平方向遅延補侃器（至）の出力から減算器０１で差し
引く。減算器（２）の出力はＤ−Ａ変換器（４（Ｉでデ
ィジタル・アナログ変換されて端子（１００）から受信
希望チャンネルの映像信号として出力される。

このように本実施例によ口ば、垂直方向フィルタ（ト）
の周波数応答を、低域フィルタの特性を変換下側隣接チ
ャンネル色副搬送波周波数ｆｓだけ移動したものとする
ことにより、下側隣接チャンネルの搬送色信号と輝度信
号を同期検波器（１０の出力から除去し、結果としてこ
れらの信号の受信希望チャンネルの映像信号への記入を
除去している。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は、コスタスル
ープを応用してテレビジョン信号を同期検波する同期検
波器と、この同期検波器の出力を低域濾波する低域フィ
ルタと、この低域フィルタの出力をアナログ・ディジタ
ル変換するＡ−Ｄ変換器と、このＡ−Ｄ変換器の出力を
、変換下側隣接チャンネル色副搬送波周波数を基準とし
水平走斉周波数を周波数間隔とする繰返し周波数応答を
もつ垂直方向フィルタと、この垂直方向フィルタの出力
を上記Ａ−Ｄ変換器の出力から差し引く減算器と、この
減算器の出力をディジタル・アナログ変換するＤ−Ａ変
換器とによって構成しているので、同期検波器の出力か
ら、下側隣接チャンネルの搬送色信号および残留映像信
号を除去することができるという効果が得られる。

さらに、垂直方向フィルタを、信号入力端子と偶数番目
の１水平周期遅延素子の各タップの出力を荷重和する第
１の加算器と、奇数番目の１水平周期遅延素子の各タッ
プの出力を荷重和する第２の加算器を備え、上記第１の
加算器の出力と上記第２の加算器の出力とをさらに加算
する第３の加算器から下側１り１接チヤンネルの搬送色
信号を得。

上記第１の加算器の出力から上記第２の加算器の出力を
減算する減算器から下側隣接チャンネルの残留映像信号
を得、上記第８と加算器の出方と上記減算器の出力を加
算する第４の加算器から出方を得るトランスバーサル・
フィルタで構成することにより、テレビジョン信号のよ
うに周波数インターレース方式によって映像信号と搬送
色信号が帯域共有している場合であっても、垂直方向フ
ィルタで、下側チャンネルの映像色信号および残留輝度
信号を受信希望チャンネルの映像信号から分離して選択
することができるという効果が得られる。

さらに、トランスパーサル・フィルタの１水平周期遅延
素子の各タップにおける荷重を、変換下側しｆ接チャン
ネル色副搬送波周波数を変数とする正弦関数と、値が一
定の数列とを乗算した値とすることにより、フィルタの
構成として簡単になるという効果が得られる。

さらに、変換下側隣接チャンネル色副搬送波周波数を検
出する周波数検出器を、　Ａ−Ｄ変僧器の出力を変換下
側隣接チャンネル色副搬送波周波数を中心周波数とする
帯域フィルタで帯域濾波した信号に位相ロックする位相
ロックループと、この位相ロックループの電圧制御発振
器の出力を計数する計数器とで構成することにより、映
像信号をディジタル信号処理する方式のテレビジョン受
信機においては１周波数検出器のハードウェアをこの受
信機のディジタル信号処理用ＬＳＩに含めることができ
コスト上有利であるという効果が得られる。

さらに、垂直方向フィルタ制御器を、変換下側隣接チャ
ンネル色副搬送波周波数を変数とする正弦関数発生器と
、所望の通過帯域幅の周波数応答を定めるインパルス応
答発生器と、これら両発生器の出力を乗算する乗算器か
ら構成しているので垂直方向フィルタの周波数応答を上
記所望の通過帯域幅を有しかつその周波数特性を変換下
側隣接チャンネル色副搬送波周波数だけ移動させる周波
数応答とすることができるという効果が得られる。

サラニ、垂１μ方向フィルタを、変換下側隣接チャンネ
ル色副搬送波が受信希望チャンネルの輝度信号スペクト
ル周波数に近づ（と、その周波数応答の通過帯域幅が狭
くなるように垂直方向フィルタ制御器で制御される適応
型埋直方向フィルタとする構成としているので、下側１
４　伝チャンネルの搬送色信号および残留輝度４Ｈ号の
スペクＩ・ル周波数が、受信礼望チャンネルの輝度信号
および搬送色信号のスペクトル周波数にそれぞれ近づい
ても、受信希望チャンネルの映像信号の質の劣化の度合
を小さくすることができるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

蔚１図は従来のテレビジョン同期愛他様の要部ブロック
図、第２図（ａ）は映像信号のベースバンド周波数特性
図、第２図（ｂ）は映像信号フィルタの周波数特性図、
第３図（ａ）はテレビ−ジョン信号の受信希望チャンネ
ルと下側瞬接チャンネルの周収斂関係を示す図、第３図
（ｂ）は受信希望チャンネルの周波数変換関係を示す図
、第３図（Ｃ）は下Ｎし１鈑チヤンネルの周波数変換関
係を示す図、第４図は下側瞬接チャンネルの搬送色信号
および残留組（戻信号のスペクトルと受信希望チャンネ
ルのＨ戻信号および鍛送色信号のスペクトルとの周波数
関係を示すとともに、これらのスペクトル周波数と敦換
下側断接チャンネル色副搬送波周波数ｆｓとの関係を示
す図、第５図は本発明の一実施例の要部ブロック図、第
６図（ａ）は伸旬低域フィルタの周波数応答を示す図、
第６図（ｂ）は理想低域フィルタの周波数応答をν０／
２だけ周波数秒Ｗ＋Ｉ＋　した周波数応答を示す図、第
７図は低域フィルタ特性を周波数ｆｓだけ周波数移！１
ｉＪＪシた状態を示す図、第８図はトランスバーサル・
フィルタの構成図、第９図は周波数検出器の（１４成図
、第１０図は垂直方向フィルタ制御器の構成図、第１１
図（ａ）　（ｂ）は水平方向フィルタの周波数応答Ｈ、
（／／）と、この水平方向フィルタによって濾波した下
側１’ｉｉｉ　ＪＷチャンネル搬送色信号スペクトルお
よび下側し１接チャンネル輝度信号スペクトルとの関係
を示す図である。 ＯＱ・・・第１の同期検波器、ａη・・・第２の同期検
波器、Ｏ寺・・・第１の低域フィルタ、α燵・・・第２
の低域フィルタ・に）°′°位相検出器、に）・・・電
圧制御発振器、（１）・・・９０°移４目需、＠・−Ａ
／Ｄ及換器、Ｏ乃・・・帯域フィルタ、（鴫・・・Ｍｉ
ｉ　ｉ・４＜ヅ；検出器、（イ）・・垂直方向フィルタ
制御器。 に）・・・垂直方向フィルタ、に）・・・水平方向フィ
ルタ。 （ロ）・・・垂直方向遅延補償器、（至）・・・水平方
向遅延補償台：場、に）・・・減算器、■・・・Ｄ／Ａ
変換器代理人　森本義弘 第２ （ｄ） ６　０７５１２５　４２４６ 周波枚（ｒＩＨｚ） （ｂ） ６　６．７５　／、７５　４．’ｌ　４５周５人？噌３
（（ｒ〕Ｈｚノ 第９図 第１／図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電圧制御発振器と、この？１工圧５Ｂ、制御発振器
   のの出力を９０°移相させる９０°移相器と、上記電圧
   制御発音器の出力と上記９０°移相器の出力とをそれぞ
   れ同期搬送波として映像搬送波信号の同相および直交成
   分を同期検波する第１および第２の同″期検波器と、こ
   の第１および第２の同期検波器の出力を低域濾波する第
   １および第２の低域フィルタと、この第１と第２の低域
   フィルタの出力から上記映像搬送波信号と上記電圧制御
   発振器の出力の位相差を検出する位相検出器と、この位
   相検出器の出力を上記電圧制御発振器へ帰還する手段と
   。 上記第１の低域フィルタの出力から変換下側隣接チャン
   ネル色副搬送波周波数を検出する周波数検出器と、この
   変換下側隣接チャンネル色副Ω送波周波数を基準とし水
   平走査周波数を周波数間隔とする繰返し周波数応答のイ
   ンパルス応答を発生する垂直方向フィルタ制御器と、上
   記第１の低域フィルタの出力をアナログ・ディジタル変
   換するＡ、（）変換器と、このＡ−Ｄ変換器の出力を入
   力とし上記垂直方向フィルタ制御器によって発生するイ
   ンパルス応答で周波数応答が定められる垂直方向フィル
   タと、この垂直方向フィルタの出力を上記Ａ−Ｄ変換器
   の出力を垂直方向遅延補償器で遅延補償した信号から減
   算する減算器と、この減算器の出力をディジタル・アナ
   ログ変換して映像信号を得るＤ−Ａ変換器とを有するテ
   レビジョン同期受信機。 ２、　垂直方向フィルタを、信号入力端子と偶数番目の
   １水−平周期遅延素子の各タップの出力を荷重和する第
   １の加算器と、奇数番目の１水平周期遅延素子の各タッ
   プの出力を荷重和する第２の加算器とを備え、上記第１
   の加算器の出力と上記第２の加算器の出力とを更に加算
   する第８の加算器から下側隣接チャンネルの搬送色信号
   を得、上記第１の加算器の出力から上記第２の加算器の
   出力を減算する減算器から下側隣接チャンネルの残留映
   像信号を得、上記第８の加算器の出力と上記減算器の出
   力を加算する第４の加算器から出力を得るトランスバー
   サル・フィルタで構成した特許請求の範囲第１項記載の
   テレビジョン同期受信機。 ３、トランスバーサル・フィルタの１水平周期遅延素子
   の各タップにおける荷重を２変換下側隣接チャンネル色
   副搬送波周波数を変数とする正弦関数と、値が一定の数
   列とを乗算した値とした特Ｗ’（ｒｆａｒ求の範囲第３
   項記載のテレビジョン同期受信機。 ４、　変換下側隣接チャンネル色副搬送波周波数を検出
   する周波数検出器を、　Ａ−Ｄ変換器の出力を変換下側
   隣接チャンネル色副搬送波周波数を中心周波数とする帯
   域フィルタで帯域濾波した信号に位相ロックする位相ロ
   ックループと、この位相ロックループの電圧制御発振器
   の出力を計数する計数器とで構成した特許請求の範囲第
   １項記載のテレビジョン同期受信機。 ５、垂直方向フィルタ制御器を、変換下側隣接チャンネ
   ル色副搬送波周波数を変数とする正弦関数発生器と、所
   望の通過帯域幅の周波数応答を定めるインパルス応答発
   生器と、これら両発生器の出力を乗算する乗葬器とで構
   成した特許請求の範囲第１項記載のテレビジョン同期受
   信機。 ６、　垂直方向フィルタを、置換下側隣接チャンネル色
   副搬送波周波数が受信希望チャンネルの輝度信号スペク
   トル周波数に近付くと、その周波数応答の通過帯域幅が
   狭くなるように垂直方向フィルタ制御器で制御される適
   応型垂直方向フィルタで構成した特許請求の範囲第１項
   記載のテレビジョン同期受信機。