JPS6051900A - 音声符号化方法及びその装置並びに音声符号化復号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は音声信号の低ビツトレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量を１０にビット／秒以下とするような符号
化方式と装置に関する。

音声信号を１０にビット／秒程度以下の伝送情報量で符
号化するための効果的な方法としては、音声信号の駆動
音源信号系列を、それを用いて再生した信号と入力信号
との誤差最小を条件として、短時間毎に探索する方法が
、よく知られている。

これらの方法はその探索方法によって木符号化（ＴＲＥ
Ｆｉ　０ＯＤＩＮＧ）、べ゛クトル量子化（ＶＥＯ’ｒ
Ｏｉ（。

ＱＵＡＮＴＩＺＡＴＩＯＮ）　と呼ばれている。また、
これらの方法以外ζこ、駆動音源信号系列を表わす複数
個のパルス系列を、短時間毎に、符号器側で、Ａ−ｂ−
８（ΔＮＡＬＩ　Ｉ　Ｓ一旦Ｙ一旦ＹＮＴＨＥ　！３　
Ｉ　８　）の手法を用いて逐次的にめようと下る方式が
最近、提案されている。本発明は、この方式に関係する
ものである。この方式の詳細については、ビー。

ニス、アタール（’Ｂ　、Ｓ　、ＡＴＡＬ）氏らによる
アイ、シー、ニー、ニス、ニス、ビー（ｉ、０．Ａ。

Ｓ、Ｓ、Ｐ）の予梠集、１９８２年６１４〜６１７貝に
１１６載の「ア、ニュー、モデル、オブ、エル、ビー。

シー、エクサイティション、フォー、ブ”７’　ｘ−シ
ング、ナチュラル、サウンディング、スピーチアット、
ロウ、ビット、レイン」（’ＡＮＩＩ；ＷＭＯＤＥＬ　
ＯＦ　ＬＰＯＥＸＣＩＴＡＴＩＯＮ　Ｉ”０１（。

ＰＲＯＤＵＯＩＮＧ　ＮＡ’Ｔ’ＵＩもＡＬ−８ＯＵＮ
Ｉ）ＩＮＧＳＰＥＥＣＨＡＴ　ＬＯＷ　ＢＩＴ　ＲＡＴ
ＥＳ”）と題した論文（文献１）に説明されているので
、ここでは簡単ｔこ説明を行なう。

第１図は、前記文献１、に記載された従来方式における
符号器側の処理を示すブロック図である。

図ｆこおいて、１００は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ
／換された音声信号系列ｘ（ｎ）が入力される。１．１
０はバッファメモリ回路であり、音声信号系列を１フレ
ーム（例えば８ＫＨｚサンプリングの場合でフレーム長
を１０　ｍ　ｓｅｃとすると８０サンプル）分、蓄積す
る。１１０の出力値は減算器１２０と、Ｋパラメータ計
算回路１８０とｌこ出力される。但し、文献１、によれ
はにパラメータのかわりにレフレクション。

メータと同一のパラメータである。Ｋパラメータ計算回
路１８０は、１１０の出力値を用い、共分散法に従って
、フレーム毎の音声信号スペクトルを表わ丁にパラメー
タＫ・を１６次分（１≦ｉ≦１６）求め、これらを合成
フィルター３０へ出力する。１４０は、音源パルス発生
回路であり、ｌフレームにあらかじめ定められた個数の
パルス糸タ１］ヲ発生させる。ここでは、このパルス系
列をｄ　（ｎ）と龜じＴる。

音源パルス発生回路１４０によって発生された音源パル
ス系列の一例を第２図に示す。第２図で１゛黄軸は離散
的な時刻を、縦軸は振幅をそれぞれζこ示す。

ここでは、１フレーム内に８個のパルスを発生させる場
合ｌこついて示しである。音源パルス発生回路１４０に
よって発生されたパルス系列ｄ（ｎ）は、合成フィルタ
ー３０を駆動する。合成フィルター３０は、ｄ（ｎ）を
入力し、音声信号ｘ（ｎ）ζこ対応する再生信号ｘ　（
ｎ）をめ、これを減算器１２０へ出力する。ここで、合
成フィルター３０は、ＫパラメータＫｉを入力し、これ
らを予測パラメータａ・（ｌ≦ｉ≦１６）へ変換し、ａ
ｌを用いて再生信号ｘ（ｎ）を計′Ｓする。

ｘ　（ｎ）は、ｄ（ｎ）とａｉを用いて下式のように表
わ丁ことができる。

上式でＰは合成フィルタの次数を示し、ここではする。

１９０は、ｅ　（ｎ）を入力し、重み付は関数ｗ（ｎ）
を用い、次式に従って重み付は誤差ｅｗ（ｎ）を計算す
る。

ｅｗ（ｎ）＝Ｗ（ｎ）　ｅ（ｎ）　−（２）上式で、記
号“米”はたたみこみ積分を表わす。

菫た、重み付は関数ｗ（ｎ）は、周波数軸上で重み付け
を行なうものであり、そのＺ変換値をＷ■とすると、合
成フィルタの予測パラメータａｉｆ用いて、次式により
表わされる。

上式でｒはＯ≦ｒ≦１の定数であり、Ｗ（Ｚ）の周波数
特性を決定する。つまり、ｒ＝１とすると、Ｗ（Ｚ）＝
１となり、その周波数特性は平担となる。

−万、ｒ　＝　Ｏとすると、Ｗ■は合成フィルりの周波
数特性の逆特性となる。従って、ｒの値によってＷ■の
特性を変えることができる。また、（３）式で示したよ
うｌこＷ（イ）を合成フィルタの周波数特性に依存させ
て決めているのは、＠感的なマスク効果を利用している
ためである。つまり、入力音声信号のスペクトルのパワ
が大きな箇所では（例えばフォルマントの近傍）、再生
信号のスペクトルとの誤差が少々大きくても、その誤差
は耳につき難いという聴感的な性質ｌこよる。第３図に
、あるフレームにおける入力音声信号のスペクトルと、
Ｗ■の周波数特性の一例とを示した。ここではｒ＝０．
８　とした。図において、横軸は周波数（最大４ＫＨ２
）を、縦軸は対数振幅（最大６０ｄＢ）をそれぞれ示Ｔ
０また、上部の曲線は音声信号のスペクトルを、下部の
曲線は重み付は関数の周波数特性を表わしている。

第１図へ戻って、重み付は誤差ｅＷ（ｎ）は、誤差最小
化回路１５０ヘフイードバツクされる。誤差最小化回路
１５０は、ｅｗ（ｎ）の値を１フレーム分記憶し、これ
らを用いて次式をこ従い、重み付け２乗誤差εを計算す
る。

ε＝Σ　ｅ研ｎ）２−（４） ｎ＝１ ここで、Ｎは２乗誤差を計算下るサンプル数を示す。文
献１、の方式では、この時間長を５ｍψＣとしており、
これは８ＫＨｚサンプリングの場合にはＮ＝４０１こ相
当する。次に、誤差最小化回路１５０は、前記（４）式
で計算した２乗誤差εそ小さくするように音源パルス発
生回路１４０Ｇこ対し、パルス位置及び振幅情報を与え
る。１４０は、この情報に基づいて音源パルス系列を発
生させる。合成フィルタ１３０は、この音源パルス系列
を駆動源として再生信号ｘ（ｎ）を計算する。次に減算
器１２０では、先に計算した原信号と再生信号との誤差
ｅ　（ｎ）から現在求すった再生信号ｘ　（ｎ）を減算
して、こ２１を新たな誤差ｅ（ｎ）とする。重み付は回
路１９０はｅ（ｎ）を入力し重み付は誤差ｅｗ（ｎ）を
計算し、これを誤差最小化回路１５０ヘフイードバツク
する。誤差最小化回路１５０は、再び２乗誤差を計算し
、これを小さくするように音源パルス系列の振幅と位置
を調整する。こうして音源パルス系列の発生から誤差最
小化による音源パルス系列の調整までの一連の処理は、
音源パルス系列のパルス数があらかじめ定められた数に
達するまでくり返され、Ｌｔ音源パルス系列決定される
。

以上で従来方式の説明を終了する。

この方式の場合ζこ、伝送下べき情報は、合成フィルタ
のにパラメータＫｉ　（１≦ｉ≦１６）と、音源パルス
系列のパルス位置及び振ＩＰ！ｉｔであり、Ｊフレーム
内にたてるパルスの数をこまって任意の伝送レイトを実
現できる。さらζこ、伝送レイｔ−’５Ｊ７川に、ｂ　
ｐ　ｓ以下とＴる領域に対しては、良好な［４生音質が
イ！Ｉられ有効な方式の一つと考えられる。

しかしながら、この従来方式は、６ｉ（）γＪｉｔがＪ
１′常に多いという欠点がある。これは音源パルス系列
におけるパルスの位置と振幅を計ｑ、する際ζこ、その
パルスに基づいて再生した信号と原（ｉｔ号との誤差及
び２乗誤差を計算し、それらをフィードバックさせて、
２乗誤差を小さくするようにパルス位置と振幅を調整し
ていることに起因している。更ζこは、パルスの数があ
らかじめ定められた値に達するまでこの処理をくり返丁
ことに起因している。

更Ｑこ、この従来方式ζこよれは、１０Ｋｂｐｓ　程度
以下のビットレイトでは、ピッチ周波数の品い入力信号
の場合、例えは女性の声を入力した場合には、再生品質
が劣化するという欠点があった。これはピッチ周波数が
高い場合には、パルス計算のフレーム内に多くのピッチ
波形が含まれることになり、このピッチ波形を良好ζこ
再生するためには、ピッチ周波数が低い話者の場合を比
べて、より多くの個数の音源パルスを必要とするという
理由をこよる。従ってこの理由から、伝送ビットレイト
ヲ大幅に下げる、Ｔなイっち１フレーム内のパルス数を
大幅に減少させることが困難であった。

本発明の目的（ば、比較的少ない演算量で、１ＯＫｂｐ
ｓ以下のビットレイトに適用し得る高品貿な酋声符号方
式とその装置を提供することにある。

本発明によれば、送信側では離散的音声信号系列を入力
しピッチのｅａ　Ｆ￥造を含む短時間スペクトルを表わ
丁パラメータを抽出して符号化し、前記ハラメータをも
とに前記短時間スペクトルに応じたインパルス応答系列
の自己相関々数を計算し、前記音声信号系列と前記イン
パルス応答系列と−こ応じた相互相関々数を計算し、前
記自己相関々数と前記相互相関々数とを用いて前記音声
信号系列に対する駆動音源信号系列をめて符号化し、前
記駆動音源信号系列を表わ丁符号と前記パラメータを表
わす符号とを組み合わせて出力し、受信側ではｍＪ記符
号系列を入力し前記駆動音源信号系列を表わ丁符号系列
と前記ピッチの微細構造を含む短時間スペクトルを表わ
丁バラメークの符号系列とを分離して復号し、前記復号
化された駆動′ｔ￥ｒ源信号系列と前記復号されたパラ
メータとを用いて前記音声信号系列を再生するようにし
たことを特徴とする音声符号化方式が得られる。

また、本発明によれは、離散的音声信号系列を人力し前
記音声信号系列からピッチの倣細構造を表わ丁ピッチパ
ラメータと短時間スペクトル包絡を表わすスペクトルパ
ラメータとを抽出し符号化するパラメータ計算回路と、
前記パラメータ１１纜−回路の出力系列を入力し前記音
声信号系列のピッチ構造を含んだ短時間スペクトルに応
じたインパルス応答系列の自己相関々数を計３４−Ｔる
自己イ・目間関数計算回路と、前記音声信号系列と前記
パラメータ計算回路の出力系列を入力し前記音声信号系
列と前記短時間スペクトルに応じ１こインパルス応答系
列とで表わされる相互相関々数を計算する相互相関々数
計算回路と、前記自己４１１！ａｌ々数計算回路の出力
系列と前記相互相関々数計算回路の出力系列とを入力し
前記音声信号系列に対する駆動音源信号系列をめて符号
化する駆動音源信号系列計算回路と、前記パラメータ計
算回路の出力符号系列と前記駆動音源信号系列計算回路
の出力、符号系列とを組み合イつせて出力するマルチプ
レクサ回路とを有するようζこしたことを特徴と下る音
声符゛　−号化装置が得らオ］−ろ。

更に本発明によれば、符号系列を入力しバＳｉス動音源
信号系列を表わ丁符号系列とピッチパラメータを表わ丁
符号系列とスペクトルパラメータ少表わ丁符号系列とを
分離下るデマルチプレクサ回路と、分離して得られた前
記駆動音源信号系列を表わす符号系列を入力して復号す
る駆動音源信号系列と、分離して祷られた前記ピッチパ
ラメータを表わす符号系列と前記スペクトルパラメータ
を表わ丁符号系列とを入力し復号するパラメーク復号回
路と、前記駆動音源復号回路の出力系列と前記パラメー
タ復号回路の出力とを用いて音声信号系列を再生し出力
下る合成フィルタ回路とを有するようζこしたことを特
徴とする音声　−復号 化装置が得られる。

ます不発明による音源パルス計算アルゴリスムを詳細に
説明することにする。

１フレーム内の任意の時刻ｎにおける音ｉ＋にパルス系
列ｄ（ｎ）を次式で表わ丁。

ここで、δ　・　はクロネッカーのデルタを表イ）ｎ、
ｍｌ し、ｎ＝ｍ１　の場合ζこ１で、ｎ笑ｒｎｉ　ｏ、）吠
１合は（）である。Ｋはｌフレーム内にたてるパルス数
を示す。１１は１番目のパルスの振幅を示し、Ｉｌｌ　
ｉｌｉ番目のパルスの位置を示す。

次に、合成フィルタとしてピッチの微細構ぶ！１も含め
た音声信号のスペクトル構造を表わしイ（！るフィルタ
を考える。このフィルタはピッチ予測フィルタとスペク
トル包絡予測フィルタとの縦続接続で表わすことができ
る。ブロック図を第４図ζこ示す。図において、１９１
はピッチ予測フィルタを示し、１９２はスペクトル包絡
予測フィルタを示している。ピッチ予測フィルタとして
は、１次の場合と高次の場合とが考えられるが、ここで
は説明の簡略化のために１次のピッチ予測フィルタを用
いた場合について考える。音源パルス列ｄ（ｎ））こよ
って、ピッチ予測フィルタとスペクトル包絡子６１リフ
ィルタとの縦続接続からなる、合成フィルタを駆動して
得られる再生信号ｘ（ｎ）は、次式のように書き表わ丁
ことができる。

ここでβはピッチ予測フィルタのタップ係数を示し、Ｍ
ｄは入力信号のピッチ周期を示す。ｘｄ（ｎ）はピッチ
予測フィルタ出力信号を示１−０また、Ｐはスペクトル
包絡予測器の予測次数であり、ａｉ（１≦ｉ≦Ｐ）は、
スペクトル包絡子θ（り器の予６＋１１係数を示す。ピ
ッチ予測器のタップ係数β及びピッチ周期Ｍｄの算出法
は種々知られているが、１１１”１便な方法としては、
例えば入力音声信号の自己４［１関々数列のピーク振幅
及びその位置を抽出する方法がよく知られている。この
方法の詳細については、ビーニス・アタール（Ｂ、Ｓ、
ΔＴ　Ａ　Ｌ　）、エム・アール・シュレーダー（Ｍ、
Ｒ，ＳＯＨ几〇−ＥＤＥＲ）氏によるベル・システム・
テクニカル・ジャーナル（ＢＥＬＬ　ＳＹＳＴＥＭ　Ｔ
ＥＣＨＮＩＣＡＬＪＯＵ凡ＮＡＬ）　誌、１９７０年Ｉ
Ｏ月号、１９７３〜１９８６頁に掲載の「アダプティブ
・ブリディクチイブ・コーディング・オブ・スピーチ・
シグナルズ」（“ＡＤＡＰＴＩＶＥ　ＰＩ（、ＥＤＩＴ
ＩＶＥ　０Ｏ−ＤＩＮＧ　ＯＦ　５ＰＥＥＣＨ５ＩＧＮ
ＡＬＳ”）ａｍした論文（文献２）＃こ詳細に説明され
ているのでここでは説明を省略する。

今、ピッチ予測フィルタとスペクトル包絡予測フィルタ
とからなる合成フィルタのインパルス応答をｈ（ｉ）（
０≦ｉ≦Ｍ−１；ここでＭはインパルス応答の縦続サン
プル数を示す。）とすると、１４）生信号ｘ（ｎ）は次
式のようにも書くことができる。

Ｘ　（ｎ）−ｄ　（ｎ）＊　ｈ　（ｎ）　−（７）次に
、入力音声信号ｘ　（ｎ）と再生信号マ（ｎ）、＝の１
フレーム内の重み付け２來誤差Ｊ（ゴ、次のように表イ
つ丁ことかできる。

Ｊ−Σ　［ｘ（ｎ）−ｘ（ｎ月＊　ｗ　（ｎ）　］　（
８）ｎ＝１ ここでｗ（ｎ）は直み付は回路のインパルス応答であり
、例えは第１図ζこ示した従来方式の屯み付は回路と同
一の特性とする。又、Ｎはｊフレームのザンブル数を示
す。

（８）式で示した重み付けられた２來誤差Ｊそ最小化す
る音源パルス列を計算下るためのアルゴリズムを、次に
導出Ｔる。

まず（７）式を（８）弐に代入して次式をイ叫るーＪ−
Σ　［ｆｘ（ｎ）−ｄ（ｎ）＊ｈ（ｎ）ｌ＊ｗ（ｎ））
　（９）１１＝１ ここで上式右辺の各項を次式のように表わし、ｘ　ｗ　
（ｎ）　−ｘ　（ｎ）　＊　ｗ　（ｎ）　−（１０）ｈ
　（ｎ）　＝　ｈ　（ｎ）　＊　ｗ　（ｎ）　−（１，
１）（５）式、（］ｏ式、（１１）式ヲ（９）式ｊコ代
し’Ｔ：次式ｆ得６゜α２式を最小化する音源パルス系
列は、０２１式を祈源パルス系列の振幅？量で偏微分し
て０とおくことによって得た次式から計算される。

ここで、ψｘｈ（・）はｘ　ｗ　（ｎ）とｈＷ（ｎ）か
ら計算した相互相関々数列を、ψｈｈ（りはｈ　ｗ　（
ｎ）から計算した自己相関々数列をそれぞれ表わし、次
式のように書ける。尚、ψｈｈ（・）は音声信号処理の
分野では共分散関数列と呼ばれることが多い。

（１９式によれは、音源パルス系列の振幅２１　は、そ
の位置ｍｉ　の関数となっており、位置ｍ１にパルスを
たてる場合に最適な振幅ｆｉを計算することができる。

また、＃源パルスの位ｊ藏ｍｉは、α四式を０２式に代
入してめた２莱誤差 に そ最小化する、つまり、右辺第２項を最大化する位置を
選べはよい。また、近似的な方法としては、１２．１を
最大とするような位置を選んでもよい。

命、フレームの端の影響を無視丁れは、０！１９式で示
した共分散関数ψｈｈ（ｍｊ２ｍｉ）は、次式のように
時間差（１ｍ□−ｍｉ＋）に依存した自己相関々数列Ｒ
ｈｈ（１ｍ、ｆｉｌ　）ｃｃ等シイトオケル。

ψｈｈ（ｍ７　、ｍｌ）＝Ｒｈｈ（１ｍｊ−ｍｉＩ　）
　ＣＩｆｉｌここで１（ｈｈ（りは、次式のように表わ
せる。

（賠１１９ｍ１≦Ｎ）−Ｑη 従りて住９式はα眠（Ｉη式を用いで次式のように修正
Ｒｈｈ（りの計算は、ψｈｈ（・、・）の計算に比べ約
１．／Ｎの演算量で丁む。従って、音源パルス系列の計
豹に（１８１式を用いることによってＱ３）式と比較し
て演算量を１／Ｈに低減できる。しかしながら（１１１
式に従って音源パルス列を計算する場合ｆこ、４１１互
、１１１関々数ψｘｈ（・）を計算するデータサンプル
数がパルスを伝送下るフレームのサンプル数よりも太＊
　＜、１ｈいとフレームの端近傍のパルスに誤差を生ず
る。従って、相互相関々数ψｘｈ（りを計算するテーク
→）゛ンブル数を、フレームのサンプル数よりも太きく
醪んでおくことにまって、この問題は回避できる。以上
で音源パルス計算アルゴリズムの導出及びその特徴に関
する説明を終える。

次に不発明による音源パルス計算アルゴリズムを用いた
音声符号化方式を、第５図を参照して詳細に貌、明する
。

第５図（ａ）は、不発明による音声符号化方式の送信側
の一実施例を示すブロック図であり、第５図（ｂ）は受
信側の一実施例を示すブロック図である。

第５図（ａ）において、離散的な音声信号系列ｘ　（ｎ
）は入力端子１９５から入力され、あらかじめ定められ
たサンプル数だけ区切られてバッファメモリ回路３４０
−こ蓄積される。ここで入力脩声信号系列を区切る際に
、あらかじめ定められたサンプル数だけの重なりをもっ
て区切るようにする。これは前述のように、音源パルス
計算に用いるデータサンプル数をフレームのサンプル数
よりも大きくする１こめである。次に、Ｋパラメータ計
算回路２８０は、バッファメモリ回路３４旧こ蓄積され
ている音声信号系列のうち、あらかじめ定められた長さ
の系列を入力し、これを用いてあらかじめ定められた次
数Ｐ個のＬＰＯパラメータを、衆知の方法（例えは線形
予測分析法）に従い計算する。ＬＰＯ／−ｅラメーグと
しては、種々のものが考えられるが、以下ではにパラメ
ータＫｉ（１≦ｉ≦Ｐ）を用いるものとして説明を進め
る。Ｋパラメータはパーコール係数と同一のパラメータ
である。Ｋバラメー夕Ｋｉ　は、Ｋパラメータ符号化回
路２００に出力される。Ｋパラメータ符号化回路２００
は、例えはあらかじめ定められた童子化ビット数に基づ
いて、Ｋｉを符号化し、符号ｔｋｉ　をゲート回路４６
０へ出力する。また、Ｋパラメータ符号化回路２００は
、ｔｋｉを復号化して得たｋｉ′をインパルス応答計算
回路２１０と合成フィルタ回路４００へ出力”ｉｆ−る
、次ζ乙ピッチ分析回路３７０は、バッファメモリ回路
３４０の出力系列を入力し、例えば１）１■述の文献（
２ハこ記載の方法に従って、ピッチ周期Ｍｄ及びピッチ
ゲインβを計算し、ピッチ符号化回路３８０へ出力する
。ピッチ符号化回路３８０は、あらかじめ定められたビ
ット数でピッチ周期Ｍｄ及びピッチゲインβを符号化し
て得たｌｄ及びらをゲート回路４６０へ出力する。才た
、ピッチ符号化回路３８０は、ｌｄ及びｌβ　を復号化
して得たΔ１ｄ′及びβ′をインパルス応答計算回路２
１０と合ルにフィルタ回路４００へ出力する。

次に、インパルス応答計算回路２１０は、Ｉ（パラメー
タ復号値Ｋｉ／をにパラメータ符号化回路２００から入
力し、マタ、ピッチ周期及びピッチゲインの復号化値Ｍ
ｄ′及びβ′をピッチ符号化回路３８０から入力する、
インパルス応答計算回路２１０は、２種類のインパルス
応答を計算下る。まず初めに、Ｋパラメータ復号値に１
′のみを用いて第４図ζこ示しれ合成フィルタのうち、
スペクトル包絡予測フィルタ１９２のみの場合の重み付
けられたインパルス応答ｈＩｗを、あら力１じめ足めら
れたサンプル数だ一計算し請求まったｈ　１ｗ　（ｎ）
を自己相関々数計算回路３６０と、相互相関々数計算回
路３５０とへ出刃Ｔ６゜続いてにパラメータ復号値Ｋ　
ｉ／とピッチ情＠（ビッチゲーインβ′及びピッチ周期
〜１ｄ′）とを用いて、ピッチ予測フィルタとスペクト
ル包絡予測フィルタからなる合成フィルタの＋４（み付
けられたインパルス応答ｈｚｗ（ｎ）ｆあらかじめ定め
られたサンプル数だけ計算し、ｈｌ、（ｎ）＃こよる相
関演算処理が終了した後に、自己相関々数計算回路３６
０ご相互相関々数計算回路３５０とへ出方する。

次ζこ、自己相関々数計算回路３６０は、インパルス応
答ｈ　１ｗ　（ｎ）を入力し、前述の０７＋式に従って
ｈ　＋　Ｊ＋すの自己相関々数列Ｒｈｈ１（１ｍ１−ｍ
１ｌ　）　ｙ、−計容し、これをパルス計算回路３９０
へ出力する。続いて、前述の計算が終了した後に、イン
パルス応答１１□、　（ｎ）を入力し、ｈ２　ｗ　（ｎ
）の自己相関々数列１Ｌｂｈ２ΦＩＩ　Ｊ　−１１１ｉ
ｌ）を計算し、パルス計算回路３９０へ出力する。

次に、減算器２８５は、バッファメモリ回路３４０に蓄
積された音声信号系列ｘ（ｎ）を入力し、ｘ（ｎ）か出
力する。框み付は回路４１０は、Ｋパラメータ符号化回
路２００から、Ｋパラメータ復号値に、／を入力し、重
み付は関数ｗ（ｎ）を、その２変換値を（３）式とする
ように計算する。これは他の周波数重み付は方法を用い
て計算してもよい。四に、ＩＦみ付は回路４１０は、減
算器２８５の減算結果を入力し、これと重み付は関数ｗ
（ｎ）とのたたみこみ演算を行ない、得られたｘ、、（
ｎ）を相互相関々数計算回路３５０へ出力する。

相互相関々数計算回路３５０は、インパルス応答計算回
路２１０からインパルス応答り、＜ｎ）＋入力し、ｈ　
、　ｙ　（ｎ）と前述のｘ、、（ｎ）とを用いて、鷹１
の相互相関々数ψＸｈ１　（−ｍＩ）　（１≦ｍｉ≦Ｎ
）ヲ計Ｗし、これをパルス計算回路３９０へ出力下る。

続いて、インパルス応答ｈｚｗＣ”）’＜入力し、ｈｚ
ｗ（ロ）とｘｗ（ｎ）とを用いて、第２の相互組閣々数
ψｘｈ　２　（−ｍｉ）（１≦ｎｌｉ≦Ｎ）を計算し、
これをパルス計装回路３９０へ出力する。

パルス計算回路３９０は、相互相関々数さ自己間関数と
を同期して入力する。つまり、あら力）しめ定められた
フレーム周期内で初めに、第］の相互相関々数ψｘ）、
、（−ｍｉ）と自己相関々数Ｒ１，ｈ１（１ｍｎ−ｍ、
ｌ）　とを同期して入力し、前述の音源パルス計算式α
印を用いて、第１の音源パルス列の振幅２□と位置ｍｉ
　とを、あらかじめ定められた個数だけ計算する。次に
、前述の処理が終了した後に、第２の相互相関々数ψｘ
ｈｚ　（−ｍ　ｉ）　と自己相関々斂Ｒｈｈ２（１ｍｊ
　ｍｉ　ｌ　）　トｆ同期シテ入カシ、ＦｊｆＴ　ｉｌ
ｓ　Ｏ，）（ｌｄ式に従って、第２の音源パルス列の振
幅と位置とを計算下６゜更に、パルス計算回路３９０は
、入力信号と再生儀遡信号との間の誤差信号のパワーを
、第１の音源パルス列と第２のｆＰ、１°ルス列の各々
ｔこ対して、次式ζこ従って計算する。

ｎ：ｌ　ｌ−１ 上式は、（９）式ζこ（国式を代入することによって軍
められる。ここで、取）０）は重み付は回路旧０の出力
値ｘＪｎ）のパワーを示す。第１の酢源ノクルス列と第
２の音源パルス列について計算されγこ誤７′Ｉ；′−
信一号パワーは、判別回路４３０へ出力される。尚、（
１１１式のかわ引こ、音源パルス列を計算した結果、イ
：Ｊられる相互イ°目関々数の残差を用いて、誤差信号
Ｕ）ノぐワーを次式ζこ従い近似的に計算下ることもで
きる。

次に、判別回路４３０は、第１の音源ノ々ルス列と第２
の音源パルス列のうちで、人力１４号をより忠実に表わ
し得る音源パルス列を選択下る目的うｒ持っている。従
って判別＠路４３０は、７句レス計算回路３９０から入
力した各々の音源パルス列に７１’−（Ｉる誤差信号の
パワーを比較する。もし第１のｔ１°源〕く″ルスに対
する値が第２の音源ノ々ルスに対する値よりも小さい場
合は、第１の音源ツク゛ルス列をＪＴ−１ｆｚ）た方が
第２の音源パルス列をｉ−１いるよりも特性かよいと判
断下る。第１の音源／マルス列Ｃバビツチ１１ｊ報を用
いない（つまりβ’−〇、　、　Ｍｄ’　＝　０とし１
こ）第１のインパルス応答から計算したものである１こ
め、判別回路４３０は、切り換え回路４４０１こズ１し
て、第１の音源パルス列を符号化回路４７（）へ出力さ
せるようにＴ６゜また、判別回路４３０は、ゲー１−　
ＩＥ！１路４６０　ｌこ対して、Ｋパラメータ符号ｌｉ
＜ｉｆマルチプレクサ４５０へ出力させろ。また、ビ゛
ツチ情報を表わ丁符号（Ａ’ｄ及ヒＡ、）は、ゲート回
路４６０１こおいて、あらかじめ定められた符号がセ、
トされ、マルチプレクサ４５０へ出力される、逆０）場
合には、第２の音源パルス列を用い１こ万が第１０）音
源パルス列を用いるよりも特性がよいと一１′ｌｌ断よ
る。

第２０Ｊ　ｔ　ｉｂＪパルス列は、スペクトル包絡情報
と１−’ツチ情報とを用いた累２のインパルス応谷から
計算したものであるため、判別回路４３０は、切Ｖ）換
え回路４４０に対し、第２の音源ノ々ルス列を右−弓゛
イし回路４７０へ出力させるように下る。ま１こ、判別
回路４３０は、ゲート回路４６０ζこ対して、Ｋパラメ
ータ符号ｌｋｉ及びピッチ情報を表わ丁符号ｌｄ、ｌβ
をマルチプレクサ４５０へ出力させる。

次に、符号化（ロ）路４７０は、切り換え回路４４０か
ら、音源パルス列の振幅及び位置を入力し、こわらを後
述の正規化係数を用いて符号化する。また正規化係数に
も符号化を施し、正規化係数、１７（源パルス列の振幅
、位置を表わ丁符号を、マルチプレクサ４５０へ出力す
る。また、音源パルス列の４ｂり幅、位置の復号化値Ｐ
ｉ’　、ｍｉ’を音源パルス発／１：回路４２０へ出力
する。ここで符号化ｐｌ路４７０の符号化の方法は種々
考えられる。一つは、パルス列の振幅、位置を別々に符
号化する方法であり、また、一つは、振幅、位置を一諸
にして符号化する方法である。前者の方法について一例
を説明下る。まず、音源パルスの振幅の符号化法さして
は、フレーム内のパルス系列の振幅の最大値を正規化係
数として、この値を用いて各パルスの振幅を正規化した
後に、量子化、符号化下る方法が考えられる。

才た、イ（ｂの方法としては、振幅の砕率分イ丘を正規
型と仮定して、正規型の場合の最適ｉ＜量子化器を用い
る方法が考えられる。こＩ′Ｖ−ｌこついては、ジェー
・マックス（Ｊ・ＭＡＸ）氏によるアイ・アール・イー
・トランザクションズ・オン・インフォメーション・セ
オリー（ＩＲＥ　’Ｉ’ＲＡＮＳＡ（３ＴＩＯＮＳ　０
ＮＩＮＦ’ＯＲＭＡＴＩＯＮ　Ｔｌ−ＩＥＯＩ（Ｙ　）
の１９６０年３月号、７〜】２頁に掲載の「クオンタイ
ジンク・フォー・ミニマム・ディストーション」 （ＱＵＡＮＴＩ　ＺＩＮＧ　ＦＯＲＭＩＮＩＭＴ７Ｍρ
ｌ８ＴＯＲＴ１ＯＮ′）と題した論文（文献３）等に詳
述されているので、ここでは説明を省略下る。次に、パ
ルス位置の符号化についても種々の方法が考えられる。

例えは、ファクシミリ信号符号化の分野でよく知られて
いるランレングス符号等を用いてもよい。これは符号“
０”またはドの続く長さをあらかじめ定められた符号系
列を用いて表わすものである。また、正規化係数の符号
化には、従来よく知られている対数圧縮符号化等を用い
ることができる。

尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方法に限らず、衆知の最良の方法を用いることがで
きることは勿論である。

第５図ζこ戻って、パルス系列発生回路４２０は入力し
たりｉ′＋　ｍｉ’を用いて、Ｉ’ｎ　ｉ　’の位ｉ（
’＆に振幅７□′をもつ音源パルス系列を１フレーム長
Ｎにわたって計算し、これを駆動信号として、合成フィ
ルタ回路４００へ出力する。合成フィルタ回路４００は
、Ｋパラメータ符号化回路２００から、Ｋパラメータ復
号値Ｋｉ／を入力する。また、ピッチ符号化回路３８０
から、ピッチ情報（ピッチ周期復号値Ｍｄ′及びピッチ
ゲイン復号値β′　）を入力よる。Ｋパラメータ復号器
１ぐ、′を予測パラメータａｉ（１≦１≦Ｎ、）に、衆
知の方法を用いて変換しておく。また、判別回路４３０
から、判別情報を入力゛グーる１、　１ｉｉｌ述のｅｌ
Ｊ式が取立する場合には、ピッチ情報はＯとする。

次に合成フィルタ回路４００は、音源パルス発生回路４
２０から、１フレ一ム分の駆動音源信号を入力して、こ
の１フレ一ム分の信号に、更に１フレ一ム分、零を付加
し、この２フレームの信号に対する応答信号系列マ（ｎ
）をめる。

次式ζここのことを示す。

−０１） ここで駆動音源信号ｄ　（ｎ）は、１≦ｎ≦Ｎでは、パ
ルス発生回路４２０から出力されたパルス系列を表わし
、Ｎ＋１≦ｎ≦２Ｎでは、全て０の系列を表わす。沫た
、Ｎ＋１≦ｎ≦２Ｎ時刻において、Ｃ？］）式で用いる
ａｉ、Ｍｄ、βは現フレーム時刻にめ１こ値を使っても
よいし、次のフレーム時刻でまる値を使ってもよい。０
０式に従ってめたｘ（ｎ）のうち、第２フレーム日のＸ
（ｎ）（Ｎ＋１≦ｎ≦２Ｎ）の値が減算器２８５へ出力
される。

次に、マルチプレクサ４５０は、杓号化回路４７０の出
力符号と、ゲート回路４６０の出力符号とを入力し、こ
れらを組み合わせて、送信側出力端子４８０から通信路
へ出力する。以上で不発Φ」による首座符号化方式の符
号器側の説明を終えろ１、次に、本発明による音声符号
化方式の受信側について第５図（ｂ）を参照して説明す
る。

デマルチプレクサ５００は、受信側入力端子４９０から
、符号を入力する。デマルチプレクサ５００は、入力符
号のうち、Ｋパラメータを表わす符号系列とピッチ情報
を表わす符号系列と、音源パルス列を表わ丁符号系列と
を分離し、Ｋパラメークを表わす符号系列をにパラメー
タ復号回路５２０へ出力し、ピッチ情報を表わ丁符号系
列を、ピッチ復号回路５１０へ出力し、音源パルス列を
表わＴ符号系列を、音源パルス復号回路５３０へ出力丁
イ、。■（パラメータ復号回路５２０及びピッチ復号回
路５１０は、入力した符号系列を復号し、合、賊フィル
ク１【コ１路５５０へ出力する。

音源パルス復号回路５３０は、前渡パルス列を表わ工符
号系列を入力し、復号化して暫′源パルス列の振幅、位
置情報としてパルス発生回路５４０へ出力下る。パルス
発生回路５４０は、音源パルス列の振幅、位置情報を入
力し、祈源パルス列を４１１牛させ、これを合成フィル
タ回路５５０へ出力１−る。

合成フィルタ回路５５０は、第４図に示したように、ピ
ッチ予渭１フィルタとスペクＩ・ル予６（１１フイルタ
との、縦続接続ζこなっている。合成フィルタ回路５５
０は、ビ、７チ復号回路５１０、Ｋパラメータ復号回路
５２０から、ピッチ情報及びにバラメーｔｌ復号値を入
力する。もしピッチ’ＩＮ報があらかじめ定められた符
号であ−）た場合は、スペクトル予測フィルタのみを用
いて（つ才り、ピッチ情報はＯとして）信号を再生する
合成フィルタ回路５５０は、パルス発生回路５４０の出
力パルス列’ｃ”ｌｆｓ動源として信号ｘ　（ｎ）を再
生し、受信側出力端子５６０から出力する。以上で本発
明による復号器側の説明を終える。

本発明によりは、音源パルス系列の計算を０８１式に従
っているので、文献１、の従来方式に見られたよつｉこ
、パルスにより合成フィルタを駆動し、再生信号をめ、
原信号との誤差及び２乗誤差をフィードバックしてパル
スを調整するという径路がなく、またその処理をくり返
す必要もないので、演算量を大幅に減ら丁ことか可能で
、艮好な再生音質が得られ、るという大きな効果がある
。史ｌこ、（旧式の演算をこおいて、ψｘｈ（ｒｎｌ）
と几１＋ｈ（Ｉｒｎｔ　ｍｌ　ｌ　）（１≦Ｉｍｚ　−
ｍｉ　ｌ≦Ｎ）の値は、１アレーン・毎に、前もって計
算しておくことによって、（内式ｏ＞ｔ１３’ｉは音源
パルスをめる毎に相関演算を何な′）必νシはなくなり
、更に演算量を減らすことができる占いう効果がある。

また、音源パルス列を探索′□４″る他の従来方式と比
べても、本発明ｆこよる方法は、同一の伝送情報量の場
合に、より良好な品タイを４４）ることができるという
効果がある。

また本発明ζこよれは、入力音声信号の周Ｊυ１性つま
りは音源パルス系列の周期性を利用し、人力信号のピッ
チ構造も含めたスペクトル構造を再現できるパラメータ
を用いて音源パルス系列を計算しており、音源パルス上
で、ピッチ周期だけ離れた音源パルスを予測することか
できるので、従来方式と比較して、同一の特性を得るの
に必要な音源パルス数をきわめて削減できるという効果
がある。

従って伝送情報量の低減にきわめて有効である。

このことは、従来方式と同一の伝送情報量とした場合に
、再生品質が向上するという効果にもなる。

特ζこ、従来方式において問題であったピッチ周波数の
高い女性話者に対しては、１ＯＫｂｐｓ以下の伝送情報
量でも良好ＩＳ再生品質を得ることができる。

また本発明によれば、符号器側において、スペクトルパ
ラメータのみを用いて計算し１こ音源パルス列とピッチ
パラメータをも用いて計算した音源パルス列とを比較し
、入力信号をより忠実に再現できるパルス列を伝送し、
これを受信側での再生に用いるＳ成としているので、入
力音声信号の過渡部で周期性がμいフレームや、ピッチ
パラメータの抽出誤りに起因する劣化を防止″２ｒにと
ができるという効果がある。尚、より簡便ｐ方法として
、ピッチパラメータのピッチゲインβを用いて判別下る
ような構成とすることも考えられる。例えは、ピッチゲ
インβを計算し几後に、βをあらかじめ定められたしき
い値と比較して、βがしきい値以下であればβを強制的
に０とする。この場合には、スペクトルパラメータのみ
を用いて音源パルスを計算下ることをこなる。このよう
な構成とすること−こよって、音源パルス系列を比較判
別するための判別回路及び前述の０９式あるいはＱａ式
の演算が不要となり、演ｎ量を低減することができる。

また、０〜式に示した音源パルス計算法においては、準
最適なパルスを一つずつ計算していた。この方法におい
ては、次のパルスを計算する際に、これより過去ζこま
った複数個のパルスの振幅を再調整するような方法を用
いることもできる。この方法によれは、各パルスに独立
性が成立しない場合、つまり、各パルスの位置が非常に
接近してまる場合に効果的である。更ζこ、他の音源パ
ルス計算法として、種々のものが考えられる。例えば、
ｌフレーム内の全てのパルスがまった後に、全てのパル
スの振幅を再調整するような方法を用いることもできる
。

更に、本発明にまれは、フレーム境界での波形の不連続
ζこ起因したフレーム境界近傍での（り生信号の劣化が
ほとんどないという大きな効果がある。

この効果は、符号器側）こおいて、現フレームの音源パ
ルス系列を計算する際に、ｌフレーム過去の音源パルス
系列によって合成フィルタを駆！Ｉｔｈ　Ｌ、て得られ
た応答信号系列を、現フレームをこすで伸はしてめ、こ
れを入力音声信号系列から域別した結果に対して現フレ
ームの音源パルス系列を計算するというＳ成にしたこと
ζこ起因している。また、本実施例ではフレーム長を一
定とした場合について説明したが、フレーム長を時間的
に変化させる可変長フレームとしても勿論同様の効果は
得られる。

また、１フレーム過去の音源パルス系列に由来した応答
信号系列のめ方として、本発明の実施例の構成ζこまれ
ば、応答信号計算回路のフィルタパラメータとしては、
１フレーム過去に入力されたピッチ情報ごにパラメータ
値をその丈ま用いたか、過去のフレームの音源パルスζ
こ由来した応答信号系列を計算する際には、現フレーム
時刻に入力されたピッチ情報とにパラメータ値を用いる
構成としてもよい。

また、本発明によれは、送信画の合成フィルタ回路４０
０において、ｌフレーム過去の音源パルスに由来した応
答信号系列をめるＰｉＡζこ、判別回路４３０の判別結
果に従ってピッチ情報を用いるか用いないかを切り換え
ていたが、ピッチ情報は常に０として応答信号系列を計
算するような構成としてもよい。

また、符号器側において、合成フィルタ回路４ｏＯにて
過去のフレームの音源パルスに由来した応答信号系列を
計算する場合に、Ｋパラメータのみを用いて計算した応
答信号系列と、Ｋパラメータとピッチ情報とを用いて計
算した応答信号系列との２種の応答信号系列を計算して
おき、次のフレームで、どちらの応答信号系列を用いた
方がよいが、例えば入力信号と各々の応答信号系列との
事み伺けされた誤差のパワーを計算し、この誤差パワー
の小さい方を選択するという構成にすれば、！ｒ、テ性
はより改善される。但し、このような構成とした場合に
は、復号器側で２種の応答信号系列のうち１種を選択す
るために必要な選択情報を、フレーム毎に１ビット余分
に伝送しなくではならない。

この場合の伝送情報量の増加は、フレーム長を２０ｍ５
Ｉ！ｌｃとすると、５０ビット／秒となり、非常に少な
い量で済む。

また、本発明の実施例の構成によれは、送信側の重み付
は回路４１０において、従来方式に用いられている（３
）式に従った爪み付けを行なった。この重み付けはスペ
クトル包絡に関する爪み付けであり、ピッチ構造を利用
した重み付けは含まれていない。従って、次式に示すス
ペクトル包絡とピッチ構造の両方を利用した重み付は関
数Ｗｐ　（ｎ）を用いることによって、より効果的な重
み付けかされ、１＝１ −（財） ここでＷｐ　（ｚ）は、重み付は関数ｗｐ（ｎｌの　Ｚ
変換表現であり、ｒ及びｒ′は重み付は係数であり、・
０＜ｒ　＊　ｒ’　＜１の値が選ばれる３゜また本発明
によれは、符号器側の判別回路４３０において、２楓の
音源パルス列のうち、どちらのパルス列を用いれは特性
が良好かを判別下る場合に、０！１、（イ）式でめた重
み付けられた誤差信号のパワーを判断の基準にした。判
断基準としては、他の最良な方法を用いることができる
。例えは、ピッチ予測を行なった場合の予測ゲインを計
算し、それらの値とあらかじめ定められたしきい値とを
比較して判断基準とするような構成にしてもよい。

才た本発明においては、短時間スペクトル構造を表わＴ
インパルス応答系列の自己相関々数列を計算下る際に、
インパルス応答計算回路２１０によって、Ｋパラメータ
復号値及びピッチ情報とを用いて、インパルス応答系列
を計算したのちに、このインパルス応答系列を用いて自
己相関々数列を計算していた。ディジタル信号処理の分
野でよく知られているように、インパルス応答系列の自
己相関々数列は、短時間スペクトルのパワスペクトルと
対応関係にある。従って、Ｋバラメーク復号値及びピッ
チ情報を用いて、短時間スペクトルのパワスペクトルを
め自己を目間々数列を計３７．Ｔるようなりｔ厄として
もよい。−万、音声信号系列と短時間スペクトル包絡を
表イっ丁インパルス応答系列との相互相関々数列を計算
する際Ｃ乙不実施例の構成で（ま、社み付は回路４１０
の出力値である信号系列ｘｗωンと、インパルス応答計
算回路２１０でめたインパルス応答系列とを用いて、相
互を目間関数計算回路３５０にて相互イ″目関々数を計
算していた。よく知られているように、１″Ｈ互相関々
数は、クロス・パワスペクトルと対応関係にある。この
関係を用いて音声信号系列とにバラメーク復号値及びピ
ッチ′隋報とを用いてクロス・パワスペクトルをめて相
互イ゛目関々数列を計ｎするような構成としてもよい。

尚、パワスペクトルと自己（目間々数列との対応関係、
及びクロス・パワスペクトルと相互相関４数列との対応
関係については、ニー・ブイ・オッペンハイム（Ａ　、
　Ｖ　、　ＯＰＰＥＮｉ−ＩＥｉＭ　）氏らによる。「
ディジタル信＋ｊＦ処理」じＤｉＧ］ＴＡＬＳＩＧＮＡ
Ｌ　ＰＨ，０ＯＥＳＳＩＮＧ″）と題した単１１本（文
：猷４）のｐ８４にて詳細に説明されているので、ここ
では説明を省略する。

韮た、前述の本発明の実施例に３いては、１フレーム内
の１を源パルス系列の符号化は、パルス糸列が全てまっ
１こ後ζこ、第５図の符号化回路４７０ζこまって符号
化を施したが、符号化をパルス系列の計算に含めて、パ
ルスを１つ計算下る毎に、符号化を竹ない、次のパルス
を計算するという構成ｌこしてもよい。このようｆ、Ｋ
　Ｆ？　Ｗ、ｆとることによって、符号化の歪をも含め
た誤差を最小とするようなパルス系列がまるので、更に
品質を向」ニさせることができる。

また、符号化回路４７０ｔこおける符号割り当てζこ関
しては、本発明の構成では等長符号側り当て４つも可変
長符号割り当てを行なった方が符号化効率がかなり向上
する。なぜならば、ピッチ情報を用いて音源パルス列を
めることζこよって、音源パルス列の振幅分布により一
層のかたよりが生ずるためである。

また、以上説明した実施例においては、短時間音声信号
系列のスペクトル包絡７ｉ−表わすパラメータとしては
にパラメータを用いたが、これはよく知られている他の
パラメータ（例えばＪＪＳ　Ｆパラメータ等）を用いて
もよい。更ζこ、前述の（８）弐において重み付は関数
ｗ（ｎ）はなくてもよい〇また、本実施例ζこおいては
、フレーム境界での再生波形の不連続に起因下る品質劣
化を防ぐために、現フレームより１フレーム過去の音源
パルスに由来した応答信号系列を計算し、現フレームθ
）入力音声からこの応答信号を減算した後間こ、駆動音
源パルスを計算したが、第６１ｙ目こ示すように、音源
パルス計算に用いるデータとして、パルスを伝送するフ
レームのデータ及びそれよりも渦去のデータを含むよう
な構成にしてもよい。図６で、ＮＴ　はパルスを伝送す
るフレームを示し、Ｎは音源パルスを計算下るフレーム
を示す。このような構成とすることによって、１フレー
ム過去の音源パルスに出来した応答信号系列を計算下る
必要がなくなるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構Ｐｊ、を示すブｏツク図、第２図
は音源パルス系列の一例を示す図、第３図は入力音声信
号系列の周波数特性と第１図に記載の重み付は回路の周
波数特性の一例を示１−図、第４図は本発明ｌこよる音
源パルス計算アルゴリズムの説明に用いる合成フィルタ
の一例を示下図、第５図は本発明の構成による音声符号
化方式の一実／１ｆｌｉ例を示すブロック図、第６図は
パルス伝送フレームと音源パルス計算フレームとの位岐
１９・１係を説明するための図である。 図１こ２いて、１１０　、３４０・・・バッファメモリ
回路、１２０　、２８５・・・減算回路、１３０　、４
００　、５５０・・・合成フィルタ回路、１４０　、４
２０　、５４０・・・音源パルスう１′３生回路、１５
０・・・誤差最小化回路、１８０　、２８０・・・Ｋパ
ラメータ計算回路、１９０　、４１０・・・亜み１τ」
け回路、２００・・・Ｋパラメータ符号化回路、１９１
°°゛ピツチ予泪リフイルタ、１９２・・・スペクトル
包絡予１則フィルタ、２１０・・・インパルス応答計算
回路、３５０・・・相互相関計算回路、３６０・・・自
己相関計算回路、３７０　゛°°ピッチ分析回路、３８
０・・・ピッチ符号化回路、３９０・・・パルス計算回
路、４３０川判別回路、４４０・・・切り換え回路、４
７０・・・符号化回路、４５０・・・マルチプレクサ、
４６０・・・ゲート回路、５００・・°デマルチプレク
サ、５１０・・・ピッチ復号回路、５２０・・・Ｋパラ
メータ復号回路、５３０・・・音源パルス復号回路をそ
イア、それ示１−０；７１　図 ７２　図 オ　４　図 ７１−６　図 手続補正書（自発） １、事件の表示　昭和５８年　特許　願第１３９０２２
号２、発明の名称　音声符号化方式とその装置３、補正
をする者 事件との関係　出　η（（人 東京都港区芝／ｉ、Ｉ’１１３３酢１）シ（４２３）　
日本電気株式会社 代表ｈ　関本忠弘 ４、代理人 〒１０８　東京都港区芝ｆｉ１’１１３７訴８シ；　イ
１／／　叩′ル５　補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 （１）明細書第１２頁第７行目に「場合を」とあるのを
「場合と」と補正する。 （２）明細書第１７頁第２０行目に「縦続」とあるのを
「継続」と補正する。 （３）明細書第１８頁第９行目に「Ｎば」とあるのを「
Ｎは例えば」と補正する。 （４）明細書第２０頁第８行目の後に次の文をそう人す
る。 「０９式でＲｘｘ　（Ｏ１ｆｄ重み付は信号ｘ　、、　
（ｎ）の電力を示す。」 （５）明細書第２７頁第１０行目に「残差」とあるのを
「（相互相関々数からパルスと自己相関々数によってま
る値をパルス毎に減算してめり最終イω」と補正する。 （６）明細書第３１頁第１５行目にｒ　０１）式が成立
する」とあるのを「第１の音源パルス列を用いる」と補
正する。 ■１人ブｒ理士　内ハ：１　′顕

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信側では離散的音声信号系列を入力しピッチの
   微細構造を含む短時間スペクトルを表イっ丁パラメータ
   を抽出して符号化し、前記パラメータをもとに前記短時
   間スペクトルに応じたインパルス応答系列の自己相関々
   数を計算し、前記音声信号系列と前記インパルス応答系
   列とに応じｙ、＝Ａ１１互イ１１関々数を計算し、前記
   自己相関々数と前記オ［１互４１１関々数とを用いて前
   記音声信号系列に苅する駆動音源信号系列をめて符号化
   し、前記駆動音源信号系列を表わ丁符号と前記パラメー
   タを表わ１〜符号とを組み合わせて出力し、受信側では
   前記符号系列を入力し前記駆動音源信号系列を表わす符
   号系列と前記ピッチの微細構造を含む短時間スペクトル
   を表わ丁パラメータの符号系列とを分離して復号し、前
   記復号化された駆動音源信号系列と前記復号されたパラ
   メータとを用いて前記音声信号系列を再生するようにし
   たことを特徴とする音声符号化方式。
2. （２）離散的音声信号系列を入力し前記音声信号系列か
   らピッチの微細構造を表わすピッチパラメータと短時間
   スペクトル包絡を表わ丁スペクトルパラメータｄを抽出
   し符号化するパラメータ計算回路と、前記パラメータ計
   算回路の出力系列を入力し前記音声信号系列のピッチ構
   造を含んだ短時間スペクトルζこ応じたインパルス応答
   系列の自己相関々数を計算する自己相関々数計算回路と
   、前記音声信号系列と前記パラメータ計算回路の出力系
   列を入力し前記音声信号系列と前記短時間スペクトルに
   応じたインパルス応答系列とで表わされる４目互相関々
   数を計算する相互相関々数計算回路と、前記自己相関々
   数計算回路の出力系列と前記相互相関々数計算回路の出
   力系列とを入力し前記賃声信号系列に対する駆動音源信
   号系列をめて符号化する駆動音源信号系列計算回路と、
   前記バラメーク計算回路の出力符号系列と前記駆動音諒
   信号系列計算回路の出力符号系列とを組み合わせて出力
   するマルチプレクサ回路とを有することを特徴と下る音
   声符号化装置。
3. （３）送信側ζこおいて離散的音声信号系列を入力しピ
   ッチの微細構造を含む短時間スペクトルを表わすピッチ
   パラメータと短時間スペトル包絡を表わ丁スペクトルパ
   ラメータを抽出して符号化し、前記ピッチパラメータと
   スペクトルパラメータをもとに前記短時間スペクトルに
   応じたインパルス応答系列の自己相関々数を計算し、前
   記音声信号系列と前記インパルス応答系列とに応じ７：
   　４１１互相関関数を計算し、前記自己相関々数と前記
   和互関々数とを用いて前記音声信号系列に対する駆動音
   源信号系列をめて符号化し、前記駆動付源信号系列を表
   わす符号と前記ピッチパラメータを表わす符号と、前記
   スペクトルパラメータを表わ丁符号とを組合せることに
   より得られる符号系列が人力さ孔、前記音声信号系列を
   復号化する政声復号化装匝であって、前記厘合わせるこ
   とにより得られる符号系列が入力され前記駆＃Ｉ音源信
   号系列７ｉ−表わ丁符号系列と前記ピッチパラメータを
   表わ丁符号系列と前記スペクトルパラメータを表わ丁符
   号系列とを分離するデマルチプレクサ回路と、分離して
   得られた前記駆動音源信号系列を表わす符号系列を入力
   して復号する駆動音源復号回路と、分離して得られた前
   記ピッチパラメータを表わす符号系列と前記スペクトル
   パラメータを表わ丁符号系列とを入力し復号′ｇ′ろパ
   ラメータ復号回路と、前記駆動音源復号回路の出力系列
   上前記パラメータ復号回路の出力とを用いて音声信号系
   列を再生し出力下る合成フィルタ回路とを有することを
   特徴とする音声復号化装置。