JPS6036657B2 - 符号化及び解読装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一般的にはデータ処理装置に関し、さらに詳
しくは、アナログデータを記憶または伝送に通した二進
信号に変換し、次にこの二進信号からもとのアナログデ
ータを再現するための新規な順次近似符号化および解読
（ＳＡＥＤ）装置に関する。

デ−タ処理技術における最近の進歩は、高い周波数のア
ナログデータを現行技術の記憶および伝送媒質を用いて
記憶または遠隔の受信装置へ伝送するのに一層適するデ
ジタル形式に変換することのできる装置に対する要求を
発生させた。

商用テレビジョンまたはレーダ情報が現行技術の記録装
置により記憶される場合、記録されたデータは常それを
記録するのに用いられた同じ装置を用いて再生し、記録
された出力が許容可能な程度の時間軸安定度およびテー
プ整合を有するようにしなければならない。しかしなが
ら、アナログ情報が記録される前にまずデジタル形式に
変換されるならば、緩衝装置を用いて再生された信号の
時間軸不安定性を電子的に補正することができる。した
がって、一つの機械で行なわれた記録を別の機械で許容
不可能なひずみを生じることなく再生することができる
。同様に、大量の連続色調画像または他のアナログデー
タを遠隔の場所間で伝送しなければならないようなデー
タ伝送技術においては、伝送されるできデータの量が連
続的に拡大してすでに過密の電磁スペクトルを一層飽和
させ、いまや現在の多重技術を用いた方式が厳しく非難
されている。

レーダビデオ、テレビジョン信号または走査された写真
を伝送するための最近のアナログデ−タ伝送方式は平均
ソース情報速度が中継線路容量よりも相当に小さいとい
う意味で能率的でない。その結果生じる空費は少なくと
も次の要素によるものとすることができる。｛１）ＤＣ
応答が要求される場合、送信帯城幅の一部分は使用した
変調技術の有効性を確保するために割り当てなければな
らない。‘２１ データが多重ソースから得られる場合
、所望のベース帯城ビデオを伝送するのに必要とされる
ものを越えた帯域幅を各ソースに対して取っておき、（
周波数分割多重方式の場合のように）通信路分離のため
の十分な保護帯域を与えるようにしなければならない。

時分割多重方式を使用すれば、折返し誤差を最小にする
ためのオーバサンブリングのために５０〜８０％の付加
的帯域幅を設けなければならない。さらに、プリサンプ
リングフイルタリングを使用しなければならず、これは
使用可能な帯城幅からさらに差し引かれる。【３１デー
タがビデオソースから得られる場合、ソースの時間的に
変化する周波数特性のために通信効率が低くなる。

適当に設計された通信装置は所与のソースから予期され
る最高周波数成分に適応することができなければならな
いので、通信路容量が十分に利用されていないときには
常に通信装置は低効率で動作する。レーダベース帯城ビ
デオは時間依存性ビデオ信号ソースの代表例である。過
去数年間、種々のデータ圧縮技術の使用によりこれらの
変化する信号特性から生じる通信の非効率を最小にする
ことに相当の進歩があった。

最近まで、ビデオ帯城幅減少のための最も有望な圧縮方
法はデルタ変調（ＤＭ）およびリダンダンシ減少（ＲＲ
技術であった。たとえば、１００以上のＤＭ技術が提案
または考案され、いくつかが現在実用中である。たとえ
ば、アメリカ国特許第２７２４７４び号、第２８９２７
５号および第３３３９１４２号、ならびにアール・ェム
・ウィルキンソン著の「音声信号のアナログーデジタル
変換のためのデルタ変調」と題する刊行物、ＳＲＤＥレ
ポート第６９０２２号（ｔｈｅ ｐａｂｌｉｃａｔｉｏ
ｎ ｂｙ Ｒ・Ｍ・Ｗｉｌｋｊｎｓｏｎｅｎｔｉｔｌｅ
ｄ Ｄｅｌｔａ Ｍｃｄｕｌａｔｉｏｎ ＆ｒ Ａｎａ
ｌｏｇ ｔｏＤｉｇｔａＩＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎｏｆＳ
ｐｅａｃｈＳｉ柳ａｌｓ，ＳＲＤＥＲｅｐｏｎ Ｎｏ．
６９０２２）を参照のこと。デルタ変調においては、正
または負の二進パルス（マークまたはスペース）が一定
のクロック速度で伝送される。合成出力波形は伝送され
たパルスの極性に対応して一般にクロックパルスごとに
１レベル変化する。伝送されたパルスは合成復調出力が
入力よりもさらに負であるならば正であり、出力が入力
よりもさらに正であるならば負である。デルタ変調は回
路複雑性の見地からは簡単であるが、この技術は伝送ビ
ット誤差に対して極度に弱く、また、固定段階方式の変
化に限られているので一般に不十分な過度応答を呈する
。高情報デルタ変調（ＨＩＤＭ）は普通のデルタ変調の
変形であって音声伝送に使用されてきたものであるが、
パルス符号化図式データに使用することもできる。それ
はある程度の効率でこれを行なうことが可能であり、固
定ビットパルス符号変調と同程度の主観的品質を与える
のに１画素当りただ２個のパルスを必要とするだけであ
る。ＨＩＤＭは振幅レベルを計数する方法において本質
的に通常のデルタ変調とは異なっている。ＨＩＤＭにお
ける計数動作は二進段階においてであり、一つの極性の
一連のパルスの持続時間の間指数関数的に進行する。過
補正が生じると、パルス極性が反転して計数方向が反転
する。反転が必要とされかつ計数増分が大きいときには
、順序は単位計数に復帰しない。アメリカ国特許第３３
８３４６１号に記載されたようなリダンダンシ減小方法
においては、入力波形に多項式を組み合わせることによ
って入力信号波形を近似させるために入念な過程が追求
される。

リダンダンシ減少は過度データには非常によく行なわれ
るが、低い周波数成分に対しては制御され誤差を与え、
またデータ劣化、ビット誤差に対する感度および装置の
複雑性のために広く受け入れられはいない。したがって
この発明の目的は、処理の便利およびもとのアナログ信
号のファクシミリのその後の再現のためにアナログデー
タのデジタル形式への変換与える新規なデータ処理装置
を与えることである。

の発明の別の目的は、アナログデータをデジタル信号に
変換して、普通のデータ記憶技術を用いて臆しかつその
後もとのアナログ信号のファクシミリを発生させるため
に再生のさし、再変襖することのできる新規なデータ処
理装置を与えることである。

この発明のさらに別の目的は、アナログデータをデジタ
ル形式に効率よく変換して遠隔の場所への伝送に適する
ようにし、この場所において、このデジタルにデータを
もとのアナログ形式に再変換するようにした新規なデー
タ処理装置を与えることである。

この発明のさらに別の目的は、非常に効率よくて、しか
も構造および作用の簡単なデータ伝送装置に対する新規
なデータ処理装置を与えることである。

この発明のさらに別の目的は、アナログデータを特定の
デジタル符号に変換することのできる装置としてアダプ
チブ反転フィル夕の作用上の等価物を利用し、そのデジ
タル符号をその後アダプチプＲＣフィルタ装置の使用に
よりアナログ形成に再変換することができるようにした
新規なデータ処理装置を与えることである。

この発明のさらに別の目的は、量子化雑音の付随的増加
を伴うことなく改善されたエッジ応答特性を有するデー
タ処理装置を与えることである。

この発明のさらに別の目的は、過去の誤差が時間ととも
に漸近的に減４・するＲＣ解読回路網の利用により伝送
誤差に対するぜし、弱性を最小にしたデータ処理装置を
与えることである。この発明のＳＡＥＤ装置の選ばれた
実施例によれば、対応する符号器および解読器ユニット
がデータ記憶および伝送装置における使用のために設け
られている。

符号器ユニットは信号比較器、ァダプチブ関数発生器お
よび二進パルス発生器を有する。伝送されるべきアナロ
グデータは比較器の一方の入力に結合され、かつ比転器
の出力は記憶または遠隔の受信装置への伝送のためにパ
ルスに変換するためパルス発生器に供給される。ァダプ
チブ関数発生器はパルス発生器の出力に応答して入力ア
ナログ信号と発生された複合波形との相互関数に依存し
た特定の特性をもつ複合波形を発生するのに役立つ。こ
の波形はアナログ入力信号との比較のために比較器の他
方の入力に加えられる。選ばれた実施例においてはアダ
プチブ関数発生器は二極性電圧源およびこれに結合され
かつ漸近Ｓ関数を発生するような方法でパルス発生器の
出力に応答する論理回路網によって制御された選択可能
な電圧分割器を有しており、その関数の特性は複合波形
と入力アナログデータとの間の相互関係によって決定さ
れる。選ばれた実施例の解読器部分はアダプチブＲＣフ
ィル夕を通して結合された二極性電圧源有しており、こ
のＲＣフィル夕はもとのアナログ信号に厳密に近似た出
力信号を発生するように入力二進信号に応答する論理回
路網によって制御されている。この発明のＳＡＥＤ装置
は一般的なデルタ変調（ＤＭ）装置によりわずかに複雑
であるにすぎずパルス符号変調（ＰＣＭ）装置よりも少
ない誤差を与え、かつ伝送ビット誤差から直ちに回復す
ることが可能である。

この発明のその他の利点は図面に例示された選ばれた実
施についての次の詳細な説明を読めば技術に通じた者に
は明らかになるであろう。さて第１図を参照すれば、こ
の発明の順次近似符号化および解読（ＳＡＥＤ）の考え
が構図で示れており、これにはアダプチブ反転フィルタ
装置１１および限界検出器１２からなる符号器１０、な
らびに相補的アダプチブＲＣフィルタ装置１４を有する
解読器１３が含まれている。

概念的見地から、この発明の関連た技術は入力アナログ
信号を偏微分して制限しこれを応答て二進ビット流を発
生するアダプチブ反転フィル夕を利用し、この一進ビッ
ット流を記録しまたは伝送して次に解読器に供給し、解
読器においてァダプチブＲＣフィル夕によりもとのアナ
ログ信号を再現するものである。抽出された損失のない
ＲＣフィル夕は次式で表わすことができる。

｛１１ ｙｔ＝ａれ十ｂｙｔ一１ ここでａおよびｂは可変係数であって、 ｛２）ａ＋ｂ＝１ の関係がある。

逆に、‘１ー式逆のまたは相補的な関係の表現は、｛３
１れ＝ｙｔ＋（芸−１）△ｙｔ で表わすことができる。

ここで、ｙｔは抽出されたれアナログ関数のフィル夕さ
れた値であり、△ｙｔ＝ｙｔ−ｙｔ−１は連続したフィ
ル夕されたサンプル間の単純な差である。抽出されたＲ
Ｃフィル夕およびその関係の反転フィル夕の独得の特性
により、ＲＣフィル夕を通過したすべて信号はこれを反
転フィル夕に通すことによって振幅および位相が完全に
回復される。

同機に、この過程は可逆的であるので、任意のアナログ
関数が最初に反転フィル夕を通過しそして次に結果とし
て生じる微分出力が相補的ＲＣフィル夕を通過するなら
ば、もとのアナログ信号は完全に回復される。ｍ式で表
わされたＲＣフィル夕のしや断周波数は係数ａを変える
ことによって変化させることができる。

たとえば、ａ＝１ならば、（２｝式によってｂ＝０とな
り、フィル夕は理論上無限の周波数応答を有することに
なる。同様に、ａ＝０ならば、ｂＦＩで、フィルタしや
断周波数は０に低下することになる。したがって、係数
ａを０から１まで変化させることによって０から無限大
まで変わるしや断周波数が可能である。｛３’式に従っ
て動作する反転フィル夕によって発生される１次導関数
の量（第１の差）も同様に係数ａの値によって決定され
る。信号帯城幅の滅小を達成するためには、アダプチブ
反転フィル夕１１の微分出力をを二進信号に変換するこ
とが望ましい。

しかしながら、アナログ出力でなく二進出力を生じるよ
うに反転フィルタ出力を制限することによって、反転フ
ィルタ相補的フィル夕との間の独得の関係は破壊される
。それゆえ、制限過程でひき起こされた誤差が実質上減
小されるように係数ａを連続的に変更することによって
その関係を回復させることが必要である。これは限界器
１２によって発生された二進Ｂｔ出力にａを関係させる
ことによって達成することができる。そのようなアダプ
チブ反転フィル夕を与えるのに必要とされるハードウェ
アは非常に複雑であるけれども、反転フィル夕の途価的
関数は符号器１０内で得ることができ、以下に説明され
る帰還回路を利用して行なうことができる。しかしなが
ら、限界回路１２が省略されているとすれば、帰還鱗法
は真の反転フィル夕の概念を動作上同一になることに注
意せよ。さらに、限界器１２によって導入された非直線
性のために、反転フィルタ帰還ループ内の変更されたア
ダプチブフィル夕鱗法を利用して解読器１３のアダプチ
ブＲＣフィル夕が装置出力１５において所望のアナログ
関数を発生するようにすることが必要である。これらの
考察は以下においてさらに詳細に論議される。さて、第
２図を参照すると、データ変換装置の選ばれた実施例の
簡単化された構成図が図示されており、これには送信装
置の一部分を形成する符号器１６および受信装置の一部
分を形成する解読器１７が含まれているこれらはデータ
をデジタル形式で伝送することのできる適当な通信方式
（データ・リンク）によって動作上互いに結合されてい
る。

信号源から符号器１６に加えられたアナログ入力は入力
端子１８において装置に結合されているが、この端子は
また比較器２０への入力の一つとなっている。

選ばれた実施例における比較器２０は二つの入力端子１
８および２２を有する差動増幅器であり、その二つの入
力信号ｙｔ及びｙ′ｔ間の関係に相応した出力を発生す
る。比較器２０の出力は限界検出器２４に供給され、検
出器２４は比較器出力信号を接地すなわち０基準と比較
して、出力信号が正である負であるかにより二つの状態
の一つである出力信号を発生する、すなわち、比較器２
０１こはいった信号間の差が限界値より正であるならば
検出器２４の出力は一つの状態となり、また比較器２０
の出力が限界値より負であるならば検出器２４の出力は
第２の状態となる。検出器２４の出力はクロック２６に
よって決定されるある所定の時刻に状態を変化するよう
に制限されているので、端子２８におけるデジタル出力
Ｂｔ（符号化された信号）は、選ばれた実施例によれば
、それぞれ等しい振幅および持続時間をも一つの論理的
二進の「１」および「０」と等価である。比較器２０の
他方の入力２２に加えられる参照信号を発生するために
、端子２８に得られる二進の符号化された信号Ｂｔがア
ダプチブ関数発生器３０に供給されて関数発生器３０が
所定形式の非線形時間変動波形を発生するが、その明確
な特性は端子１８におけるアナログ入力信号の転移特性
に依存する。

発生器３０の出力は次に比較器２０の入力２２に直接供
給される。比較器２０の出力はこれに加えられた入力信
号間の差によって決定され、かつ検出器２４はの比較器
の出力の振幅に応答するので、端子２８に発生された信
号は、形態が異なるけれども、端子１８におけるアナロ
グ入力に対応する。このようなしだし、であるから、送
信装置１６の入力信号と出力信号との間の相関度は１８
におけるアナログ信号入力に一致する関数発生器３０の
能力によって決定されることは明らかであろう。関数発
生器３０の選ばれた実施例は以下に詳細に記載される。

一度入力アナログデータが二進形式に変換されると、既
知の種々のデータ通信装置のいずれかを用いて解読器１
７を含む遠隔の受信装置にそれを伝送するとができる。

解読器１７にはアダプチブフィルタ３２から主して構成
される二進ーアナログ変換器が含まれており、このフィ
ル外ま符号器１６が発生するデータの受信時にもとのア
ナログ信号のファクシミリを発生することができる。し
かしながら、アダプチブフィルタ３２は特殊形式のもの
であって、符号器１６におけるシュミレートされた反転
フィル夕と相補的であり、したがって受信した二進情報
に応答してもとのアナログ信号を厳密に近似する能力を
もつものであることを指摘することは重要である。れ形
式の入力信号が入力端子１８に加えられた場合、２２に
入力が加えられないと仮定すれば、比較器２０１こよっ
て出力信号が発生されてこれが検出器２４により所定の
限界値と比較され、検出された限界関係に従って二進「
１」または「０」の形態の出力パルスが発生される。

この二進パルスの持続時間はクロック２６によって決定
される。検出器２４の入力端子１８の入力信号に対応さ
せるようにするために、出力端子２８に現われる二進信
号が関数発生器３０に加えられ、この発生器３０はそれ
に応答して、その信号が二進「０」であるか二進「１」
であるかにより潮近近増大関数または漸近減小関数のい
ずれかである特定形式の信号を発生する。発生器３０の
出力関数はｙ′ｔと指名されて、アナログ入力信号れと
の比較のために比較器２０の入力端子２２に加えられる
。

ｙｔの瞬間値がｙｔのそれを越えるかぎり、比較器２０
の出力は正であって検出器２４はだ一つの状態の符号化
された信号、たとえば、端子２８に発生されるべき一連
の「１」ビット信号を生じさせる。発生器３０の入力に
加えられると、送信装置出力信号に現われるそれぞれの
連続した「１」は、比較器２０の出力における符号の変
化、たがって検出器２４の出力の状態の「１」または「
０」からの変化によって示されるようにｙｔの値をｙ′
ｔの値がクロスオーバするで発生器３０によって発生さ
れた関数ｙ′ｔの性質に変化を生じさせる。１個以上の
「１」ビットに続いて端子２８に「０」が発生すると、
発生器３０はれを所定の方法、すなわち最初ｙ′ｔの先
行値と続いてｙ′ｔが再びれをクロスオーバする前に楼
続して発生する「０」ビットの数とによって決定される
方法で減小させる。

したがって、端子２８における出力Ｂｔは常時特定の二
進形態で端子１ ８におけるアナログ入力に対応し、そ
して適当な通信装置を用いて解読器１７に伝送されるの
はこの二進信号である。通信装置は伝送されたデータを
任意所望の時間遅延させることを可能にする磁気記録ま
たはその他のデタ記憶煤質質を含んでもよいことをおそ
らくこの点で指摘するべきであろう。解読器１７は、分
離されないパルスの列の形態の伝送れた信号を受けると
、伝送されたデータにおいて連続して現われる「１」ビ
ットおよび「０」ビットの数に従ってアダプチブフィル
夕装置３２を応答させて端子３４に出力信号れを発生さ
せるが、これはもとのアナログ入力×の近似である。

さて第３図を見ると、符号器１６の簡単化された実施例
の動作特性がさらに詳細に図示されており、点線を囲ん
で示した関数発生器３０の動作に特別の強調が与えられ
ている。

関数発生器３川ま線２８に現われる二進信号に応答する
論理回路網４０を有しており、線２８における出力が状
態を変化するまで各クロック期間ごとに１段階シフトレ
ジスタ４２を進めさせるように動作する。シフトレジス
タ４２の出力は複数個のゲート４４の一つを選択的に閉
じるめに使用されるが、これらのゲートは電源５２から
の電流抵抗性電圧分割回路網４６および増幅器４８を通
して比較器２０の入力２２に結合している。各抵抗Ｒの
個々の値はｙｔの増分値を決定するように選ばれる。以
下においてさらに詳細に論述されるように、選ばれた実
施例にける抵抗Ｒの値は、分割器の端子を段階的に横切
るとき得られる電圧の軌跡がある所定の電位に対して漸
近的である第４図および第５図に例示された形成のＳ曲
線を描くように選ばれる。分割回路網４６の一端はスイ
ッチ５川こより電源装置５２の二つの端子のいずれか一
つに選択的に接続可能であり、その一方は負電を供給し
かつその他方は正電位を供給する。スイッチ５川ま論理
回路網４０１こよって検出された二進デ−タ列の状態の
各変化に応答するスイッチ駆動器６川こよって電源５２
の正端子および負端子間で切り換えられる。分割回路網
４６の他端５４は一対の継続接続されたサンプル・アン
ド・ホールド回路５６および５８により増幅器４８の出
力に結合されており、この回路５６および５８にはそれ
ぞれスイッチＳ，およびＳ２、コンデンサＣ，およびＣ
２、緩衝増幅器Ａ，およびんが含まれている。スイッチ
Ｓ，は平常時閉略しかつスイッチＳ２は平常時開路して
いる。これらの回路の作用は２８における二進出力が状
態を変化してスイッチ５０が電源５２の−方の端子から
他方の端子へ切り換えられるたびごとに増幅器４８の出
力に現われる電圧で点５４の電圧をセットさせることで
ある。たとえば、スイッチ５０が正の位置にあってゲ−
ト１が図示されたように閉じていると仮定すれば、増幅
器４８を通して端子２２に加わる参照信号入力は特定値
のものとなる。

スイッチＳ，が平常閉じていてスイッチＳ２が平常開い
ているので、コンデンサＣ，は増幅器４８の出力に現わ
れる電圧まで充亀れ、そして現在のクロック期間中ｙ′
ｔは抵抗Ｒ．における電圧降下によって決定される値を
もつ。データ列Ｂｔにおける次のパルスが同じ状態のも
のであるならば、ゲート１が開かれてゲート２が閉じら
れるのでｙ′ｔは抵抗Ｒ，およびＲ２などの間の電圧降
下によって決定される。しかしながら、比較器２０の出
力が犠牲を変えて限界検出器２４の状態を変化させるな
らば、スイッチ駆動器６川こよりスイッチＳ．が瞬間的
に開かれかつスイッチＳ２が瞬間的に閉じられてコンデ
ンサＣ，からの電位をコンデンサＣ２に転移させ、これ
により点５４における電位ｙｏが以前端子２２に現われ
たｙｔの値と等しくなるようにされる。スイッチ駆動器
６川ままた同時にスイッチ５０を電源５２の負端子に接
触せるので、分割回路網４６における電圧降下は以前の
方向とは反対の方向になる。

したがって、の回路網における亀降下は今度は端子５４
における現在の電位と電源５２の負の値との間の差によ
って決定される。従って、参照信号ｙ′ｔが各信号クロ
スオーバ間で変化する方法は、端子２８に発生された二
進データの状態における各変化間のクロック期間の数に
ばかりでなく、クロスオーバ時のｙ′ｔの値にも依存す
る。

換言すれば、任意特定の過度的期間、すなわち信号クロ
スオーバ間の期間についてのｙｔの特定形態は各新期間
の開始時におけるｙｔ、すなわちｙ′ｏの値に直接関係
する。前述のスイッチは機械的装置として図示されてい
るけれども、適当な電子的スイッチ装置をそれの代りに
一般に用いることができるものと理解されるべきである
。概略的に図示したこの発明の選ばれた実施例によれば
、論理回路網４０‘こよりシフトレジスタ４２が端子２
８における出力状態の各変化のさし・リセットされて、
スイッチ駆動器６０の各動作時に段動順序の最初に復帰
する、すなわちゲートーだけが閉じる。

しかしながら、別の実施例によれば各クロスオーバ時に
シフトレジスタ４２をリセットする代わりに、単にシフ
トレジスタ４２が各クロック期間に対して次のクロスオ
ーバまで１段階シフトダウンするように論理回路網４２
を適応させる。どの形式の動作を利用すべきかの選択は
、もちろん、アナログ入力データ×の期待された転移特
性によって主として決定されるあるトレイドオフに関連
する。さて第４図を見ると、６段方式、すなわち６個の
ゲ−ト４４をもつ方式に対して端子１８に現われる電圧
の質が図示したようにｙ′ｏ，ｙ１，ｙ′２，ｙ′３，
・・・・・・ｙ′６と指定された座標点の軌跡を規定す
るＳ曲線として図示されている。

これらの曲線は各クロック期間の開始時においてサンプ
ルされたときのｙｔの種々の値を図示している。各Ｓ曲
線の特定の形態はもちろんｙ′ｏのそれぞれの新しい値
によって決定されるが、これは各信号クロスオーバに続
く最初のクロック期間において点５４に伝達された電圧
であ。添字１ないし６はゲートの数１，２，・・・・・
・ｎに対応しかつまた端子２８におけるデータの態の各
変化に続く蓮続たクロック期間に対応する。曲線のそれ
ぞれが漸近する電圧Ｖｐは電源５２の正端子においてら
れる電圧から抵抗Ｒｎ間の電圧降下を差し引いたものに
よって決定される。第５図にはｙｔの滅小する値に対す
る一群のＳ曲線は図示されている。

スイッチ５０が電源５２の負端子に接続されかつｙ′Ｏ
が負電位よりも正であるときにはｙｔの値はの形式の曲
線に従う。これらの曲線の特性は、性質上減小ているけ
れども、第４図の正向き曲線の特性と類似である。しか
しながら、これらの曲線は電源５２の負端子においてら
れる電圧から抵抗Ｒｎ間の電圧降下を差し引いたものに
漸近する。第４図および第５図に示したＳ曲線形式の応
答はこの発明に従って用いることのできるいくつかの可
能な関数の一ついすぎないこと、およびその他の任意の
適当な応答形態は単に電圧分割器４６の抵抗Ｒに適当な
値を選択することによって作り出すことができることは
明確に理解されるべきである。さて第６図を参照すると
、二進形態Ｂｔで受信装置１７に伝送されたデータを再
現されたアナログ形態Ｙｔに変換するのに使用されるァ
ダプチブフィルタの簡単化された実施例が図示されてい
る。

アダプチブフイルタ３２にはシフトレジスタ７０が含ま
れていてそのレジスタ７０の複数個の出力が解読器７２
に結合され、解読器７２がゲ−トａ，ｂ，ｃ，……ｎを
駆動する。ゲートａ，ｂ，ｃ，・・・・・・ｎはアダプ
チブＲＣフィルタ回路網７４の動作部分を形成し、回路
網７４には抵抗Ｒａ，Ｒｂ，……Ｒｎおよびコンデンサ
７６が含まれている。ゲート母線７５は各ゲートの一方
の端子をスイッチ８０を介して電源７８に結合する。ス
イッチ８川まシフトレジスタ７０の位置１から８６およ
び滋を経て受けた信号に応答して正端子８２または負端
子８４のいずれかを選択的に母線７５に接続することを
可能にする。スイッチ８川まはシフトレジスタ７０の位
置１が二進の「１」であるならば正の電源線８２をゲー
ト母線７５に接続するように配置されており、二進の「
０」が位置１を占めているならば負の電源孫泉８４がゲ
ート母線７５に結合される。二進ゲータＢｔがレジスタ
７０によりシフトされかつ異なる状態のデータがそれぞ
れ位置０および１を満たしているとき、／アゲート９０
がトリガ信号を発生し、これにより解読器７２が位置１
におけるビットで始まる同じ形式およびシリーズの最後
のデータビットに対応するゲートを閉じる。

換言すれば、シフトレジスタ７０内の０および１の位置
が非類似（反対の状態）であるきにはいつもノアゲート
９０が真であって解読器７２を動作させる。それゆえ回
路網７４の任意の一つのゲートが閉じると、それはシフ
トレジスタにおける位置０および１がなるようになるま
で閉じたままである。このとき、解読器７・２が再び動
作し、回路網７４内の新しいゲートが閉じてスイッチ８
０が別の位置に切り換えられる。シフトレジスタ７川こ
おける位置０および１が異なるようになったときに、解
読器７２は位置１ないしｎを検査して位置１と同じ状態
を有する連続した段の数を決定する。

たとえば位置１および２が論理１を有しかつ位置３が論
理０を有しているならば、入力ビットがシフトレジス夕
７０によりシフトされているとき（位置０および１力葺
亘び異なるようになるまで）２ビット期間のゲートｂが
閉じる。別の例として、位置０および１が異なっていて
位置１，２および３が論理０を有しかつ位置４が論理１
であるならば、ゲートＣは次の３ビット期間中閉じる。
端子９６に発生される出力信号Ｙｔはしたがつてスイッ
チ８０の位置ならびに抵抗Ｒの一つおよびコンデンサ７
６からなる回路のＲＣ時定数によって決定される。さて
、さらに第７図および第８を参照すると、伝送された二
進信号Ｂｔに応答して出力Ｙｔによってとられた形態の
例が図示されている。Ｙｔの形状および傾斜は前転移値
Ｙｏによってだけでなく、次の転移発生する曲線ｙ′ｔ
に沿った点、すなわち各信号クロスオーバ間で発生する
クロツク期間の数によっても決定される。関数×および
ｙ′ｔの波形間にむしろ大きい相違があるように見える
けれども、もとのアナログ入力信号れはその二つのもの
の間のどこかに位置していたのであって、ｙ′ｔが元来
発生された方法のためにｙｔが×よりもｙ′ｔに一層密
接に関係している公算があるということを心に留めるで
きである。したがって、以下に示したように再現の正確
さは非常に高いものと期待することができる。さて、第
９図を見ながら、装置全体の動作を‐−股化された例に
より論述しよう。

第９図Ａにおいてはクロック２６によって発生されたク
ロックパルスが示されていて、その下に図示された曲線
に対する基準を与えている。第９図Ｂにおいては、入力
端子１８に加えられるかもしれないと思われる形式の任
意のアナログ信号が連続曲線〆によって図示されている
。この信号は時間的にのばされているけれどもテレビジ
ョン信号、レーダビデオ信号または走査された写真デー
タ信号の一部であるとみることができる。関数発生器３
０‘こよって発生された関数０′上は比較のためにアナ
ログ信号と重ね合わされ、そして、ｙｔの最初の値、す
なわちｙ′ｏは最初ｙｔより小さいと仮定されているの
で比較器２０‘こよって発生された最初の差信号（れ−
ｙｔ）は第９図Ｃの曲線１０１で示されたように正にな
る。ｙ′ｏが最初電源５２の正電圧と負電圧との間のほ
ぼ中心領域にあると仮定すれば、発生器３川ま第９図Ｂ
の１００で示されたようなｙ′ｔを発生するが、これは
第４図に図示した形式の増大Ｓ曲線の一部分であって、
点１０２において×と結局交わる。

（れ−ｙ′ｔ）が正である時間中Ｂｔは第９図Ｄの１０
３で示されたように論理的１の形態にある。しかしなが
ら、ｙｔおよびｙ′ｔが点１ ０２において交差した後
はれとｙ′ｔとの間の差は負となり、限界検出器２４は
次のクロツクパルスＣ３の発生により出力Ｂｔの状態を
第９図Ｄの１０４で示したように「１」から「０」に変
化させる。この点において、第５図に図示した形式の減
小関数は発生器３０１こよって発生されるが、これは点
１０６（第９図Ｂ）においてれと変わる。しかし、以前
のように、検出器２４は次に発生するクロックパルスＣ
４まで状態の変化を禁示される。しかしながら、パルス
Ｃ４の発生時にＢｔは状態を変化て第９図Ｄの１０８で
示されたように「１」を発生することを許され、これに
よってｙ′ｔは１１０（第９図Ｂ）で示したように増大
関数となって点１１２においてれと交差する。後続のク
ロックパルスＣ７の発生により、ｙ′ｔは再び１１４で
示したように減小するようになり、点１１６においてれ
と再び交差するまで減小を続ける。点１１３におけるｙ
′ｏの値は大きくかつｙ′ｔが〆と交差する前にほとん
ど４クロック期間が過ぎているので、発生器３０は非常
に急な負の傾斜特性を有するｙｔを発生する。後続のク
ロックパルスＣ，．の発生により、検出器２４の出力は
１１８（第９図Ｄ）で示したように再び状態を変化して
、ｙｔを正万向に増大させ始め、そしてｙｔはその後１
２０‘こおいてｙｔと交差する。

したがって、第９図Ｄに示したように、クロック期間Ｃ
ｏとＣ，２の間の図示したアナログ関数×は二進語にお
いて１１１０１１１００００１・・・・・・で表わされ
るが、これは伝送されまたは記録される指標形態である
。Ｂｔを構成する一連のパルスが受信装置１７によって
受信されると、アダプチプフィルタ３２は第９図Ｅおよ
びＦに図示した形式の出力Ｙｔを発生させるようになる
。

第９図ＥにおいてはＹｔが発生器３川こよって発生され
た関数０′ｔと比較されるが、第９図ＦにおいてはＹｔ
がもとのアナログ入力層号れと比較されていてこの発明
がいかに厳密に伝送後のアナログ入力信号を再現するこ
とができるかを示している。さらに明確には、アダプチ
プフイルタ３２が伝送された二進データＢｔを受けると
、最初の３個の二進データＢ，Ｂ，＆は＆がはシフトレ
ジスタ７０の０位置に含まれかつＢｑがその位置１に含
まれるまではシフトレジスタ７０によりシフトされる。
耳およびＢ４が異なった状態にあるので、スイッチ８川
ま正端子８２から負端子８４に変わり、そしてノアゲー
ト９０Ｇま解読器７２にスイッチａを閉じせるが、この
スイッチａは＆を含むシリーズの同じ状態の最後の論理
的ビットのレジスタ位置に対応する。ゲートＣは最初時
刻Ｃｏにおいて３ビット期間の間閉じて電源７８からの
電流Ｒｃを通してコンデンサ７６に流し、出力端子９６
に第９図Ｅに示した形状１２２の信号Ｙｔを発生たとを
注意せよ。同時に、ゲートａが閉じている時間中抵抗Ｒ
ａを通して電流が流れて１２４で示した信号Ｙｔが発生
される。Ｂ５がシフトされてレジスタの０位置を占めか
つＢ６が位置１を占めると、スイッチ８０は再び正端子
８２に移動し、そして／アゲート９０は解読器７２にゲ
ートａを閉じさせ、自問してそれからゲートＣを開き、
電源７８の正端子からの電流を抵抗Ｒｃを通してコンデ
ンサ７６に流し、第９図Ｅで図示した信号１２６を発生
させる。

同様に次の４ビット＆〜Ｂ，．はＢが０位置になりかつ
Ｂ８が１位置になるまでレジスタを通過する。これによ
り再びスイッチ０が負端子に切り換えられ、そして解読
器により４ビット期間の間ゲートＣが開かれかつゲート
ｄが閉じられて出力端子９６に出力信号１２８が発生さ
れる。この動作は入力データがアダプチブフイルタ３２
に加えられているかぎり継続される。第９図Ｆにおいて
、フィル夕３２のアダプチブ特性のために関数Ｙｔの傾
斜およびその潮近特性はもとのアナログ入力信号れに非
常に厳密に追従するように適応されることに注意せよ。

〆が急激な移、たとえば１３０（第９図Ｆ）における移
をする場合でも、Ｙｔは１２８で示したようにＸに密接
して追従することができる。第１０図および第１１図に
はこの発明を用いたビデオ記録および再生装置の構成図
がそれぞれ示されている。

第１０図において、商業用またはスタジオ式ＴＶカメラ
２００はＳＡＥＤ符号器２０２に直接供給され、符号器
２０２のクロックはＴＶカメラ２０川こ用いられる周波
数基準に同期される。ＳＡＥＤ符号器２０２はカメラ２
００からのアナログビデオを二進またはその他のデジタ
ル形態に変換し、これはかなりゆるく結合されたテープ
レコーダ２０４に記録されることができる。レコーダは
へりカル走査、四相走査、たは並列多重トラック式のレ
コーダであってもよい。実際、符号器２０２によって発
生された二進データを処理することのできる任意形式の
レコーダを用いることができる。さて第１１図を見ると
、再生装置にはテープ再生装置２０６が含まれているが
、これはデータを記録するのに用いられたのと同じ機械
であることは必要でなく、その出力ビット同期装置２０
８を通してデジタル緩衝器２１０に、そして次にＳＡＥ
Ｄ解読器２１２に供給されるが、の解読器２１２は簡単
化れた形態においては第６図に図示したものとほぼ同じ
様に沿って具体化することできる。

緩衝器状態モニタ２１６緩衝器２１０の充満をモニタし
てテープレコ−ダを制御するために設けれている。これ
は、実質上、緩衝器が充満に向っているか空無に向って
いるかによってテープレコーダの速度を速くしたりおそ
くしたりする低速サーボであ。再生のさし、、この再生
装置は再生動作の結果として生じるフラツタおよびワウ
のような問題を補償することができる。技術問題解決の
任意の標準状態はビット同期を与えるのに利用されるこ
とが可能であり、ある実施例は、たとえば、動作を簡単
化するためにマンチェスタコードまたはその他のある種
のコードの形態をとることができよう。クロックが確立
されかつデータが同期装置２０８ら取り出れた後、デー
タはデジタル緩衝器２１０に供給されるが、の緩衝器２
１０はテープレコーダのフラツタおよびワウ成分が信号
中に導入した時間軸不安定性を補償するのに使用される
。緩衝器の出力は次に局部周波数標準２１４から取り出
されたクロックを用いてＳＡＥＤ解読器２１２にクロッ
クされる。この発明は、テープ記録装置において現在利
用されている非常に複雑な時間軸安定性補正装置を必要
とする代わりに非常に簡単化された緩衝器同期装置を用
いることができるという利点を有する。

これは一つの機械で記録されたテープを他の任意の適当
な機械で再生することができること、また装置が電子的
に時間軸を補正するのでそれの複製を作ることさえも可
能であることを意味する。されに、この発明はビデオレ
ートデータを長距離有線通信方式により経済的に伝送す
るとを可能にする。テレビジョン記録装置におけるこの
発明の有用性の前述の説明は短いけれども、ＳＡＥＤ装
置は多くの異なった形式の装置に利用て前に指摘した多
数の利点を与えるとができるもので、これはそのような
装置の一つにすぎないことが理解されるであろう。この
発明によれば、構成が比較的簡単であって大きい信号転
移の発生のさい重大な劣化を受けることなく高度の相関
性をもって任意の入アナログ信号に追従することのでき
るデータ変換装置が与えられる。

この装置はアナログ入力信号の伝送および記録のために
例示した二進形態以外の形態に変換するように適応され
ることが可能であり、ある種のデータ圧縮技術を記憶ま
たは伝送装置に合体させることが可能である。さらに、
前に述べた反転フィル夕およびアダプチブＲＣフィル夕
の物理的構成はある形式の特性を有するアナログ信号に
一層よく適合するように変更することができる。この発
明は良好なエッジ応答を与えかつ伝送誤差にきわめて鈍
感であるという付加的利点を有する。

さらに、この装置は飛び飛びではなく蓮続たスイッチン
ゲまたはアダプチブフイルタリングを利用するとが可能
であり、任意の所望度の再現正確さに与えるようにプレ
ビアス・ライ・インタポレーションまたはその他の信号
予知特性を含むように変更することもできる。特許請求
の範囲において使用されるように、用語「符号化および
解読装置」はアナログデータをそれのその後の再現を容
易にするために変更するための任意の装置を意味するも
のであり、また用語「データ中継装置」はそれが直接の
通信煤質であろうとまたある種のデータ記憶装置に関連
したものであろうとも任意の形式のデータ伝達装置を含
むものである。

たとえば、そのような装置はィンタプラナトリ通信装置
を含むような複雑なものでも、また普通の磁気億装置を
含むような簡単なものでもよい。特許請求の範囲は遠隔
の場所間の通信装置に限定されるべきものではない。そ
れゆえ、この発明の選ばれた実施例のこの説明はただ例
示のためのものであって、限定の意図は全くないもので
あることが理解されるべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図はの発明の基礎を与える理論的データ処理装置を
示す構成図である。 第２図はこの発明によるデータ処理装置の構成図である
。第３図はこの発明によるデータ処理装置の符号器部分
の簡単化された概略図である。第４図および第５図はそ
れぞれこの発明のアダプチブ関数発生器によって発生さ
れた形式の漸近Ｓ曲線の群を示す図である。第６図はこ
の発明によるデータ理装置の解読器部分の概略図である
。第７図および第８図はそれぞれこの発明によるデータ
処理装置の解読器部分のアダプチプフィルタ装置によっ
て発生された曲線群を示す図である。第９図はこの発明
によるデータ処理装置の動作詳細に図解する時間図であ
る。第１０図はこの発明の符号器部分を備えたビデオ記
録装置の構成図である。第１１図はこの発明の解読器部
分を備えたビデオ再生装置の構成図である。１０・・・
・・・符号器、１３・・・・・・解読器、１６・・・・
・・符号器、１７・・・・・・解読器、３０・・・・・
・信号発生器、２４・・・・・・限界検出器、２６・・
・・・・クロツク、２０・・・・・・比較器、２００・
・・・・・ＴＶカメラ、２０２・・・・・・ＳＡＥＤ符
号器、２０４・・・・・・レコーダ装置、２０６・・・
・・・再生装置、２０８・・・・・・ビット同期装置、
２１０…・・・デジタル緩衝器、２１２・・・・・・Ｓ
ＡＥＤ解読器、２１４・・・周波数標準、２１６・・・
・・・緩衝器状態指示装置。 Ｆｆ９」 Ｆ′９‐２ Ｆ′９‐３ ＦＩｇ‐５ Ｆｒｇ・６ Ｆ′９‐７ Ｆｒ９‐ＺＪ Ｆ′９−８ Ｆね−９

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力信号に応答した順次的な変化点を決定するデー
   タ成分を含む符号化信号を発生するアナログ−デジタル
   符号化装置、前記符号化信号に応答して出力信号を発生
   するデジタル−アナログ解読装置、及び前記符号化信号
   を前記符号化装置から前記解読装置へ伝達するデータ中
   継装置を具備し、前記解読装置が、（イ）前記符号化信
   号に応答しかつ複数の二進段を有する直列シフトレジス
   タを含む解読論理装置であつて、該装置が、前記シフト
   レジスタの選択した段の論理状態に応答する第１制御信
   号と前記シフトレジスタの一対の選択した隣接段の論理
   状態に応答する第２制御信号とを発生すること、（ロ）
   前記第１制御信号に応答し、該第１制御信号の状態に依
   つて負あるいは正のいずれかである基準電位を発生する
   電位源装置、（ハ）前記基準電位及び前記第２制御信号
   に応答して前記出力信号を発生するアダプチブＲＣフイ
   ルター装置であつて、該装置が、前記出力信号を発生す
   るキヤパシタ装置と、該キヤパシタ装置へ接続された複
   数の抵抗器と、及び前記第２制御信号と前記シフトレジ
   スタの状態に応答し前記電位源装置へ前記抵抗器の一つ
   を選択的に接続するスイツチ装置とを含み、それによつ
   て前記キヤパシタ装置が任意の所与の時刻において前記
   入力信号の近似となる電位へ充電されること、から成る
   ことを特徴とする符号化及び解読装置。