JPS6028786A - Method and device for controlling asynchronous machine - Google Patents
Method and device for controlling asynchronous machineInfo
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- JPS6028786A JPS6028786A JP59132824A JP13282484A JPS6028786A JP S6028786 A JPS6028786 A JP S6028786A JP 59132824 A JP59132824 A JP 59132824A JP 13282484 A JP13282484 A JP 13282484A JP S6028786 A JPS6028786 A JP S6028786A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は変換装置から給電される非同期機の運転方法お
よびその方法を実施するだめの装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a method of operating an asynchronous machine supplied with power from a converter and an apparatus for carrying out the method.
変換装置から給電される非同期機の回転子回転に対する
予め与えられた目標値とに関係t7て制御し、その出力
電流を目標値により定められた目標ベクトルに相応する
周波数および振幅に整定するようにして非同期機を運転
する方法は従来性われている。The rotor rotation of the asynchronous machine supplied with power from the converter is controlled in relation to a predetermined target value t7, and the output current is set to a frequency and amplitude corresponding to a target vector determined by the target value. The method of operating an asynchronous machine is conventional.
非同期機に給電する電流iが2つの目標値19.□苦。The current i supplied to the asynchronous machine has two target values 19. □Bitterness.
i、P2■に関係して、測定された回転子回転数n−が
、まだ定常時の電流の周波数tsに対してはt B=2
3+con s t @ i、’1/i、 □%または
動的過程を考慮に入れて
−1−const*i 入/i ”
ψ2 ψl
が成り立つように制御されると、非同期機の回転子基準
の磁界はすべり周波数
・ 苦 %Lh
ψL=const*+ψ2/iψ□−(r /x )
#で運動する。ここで、rLは非同期機の回転子抵抗を
、またXhはその主磁界インダクタンスを表わしている
。i, P2■, if the measured rotor speed n- is still at steady state current frequency ts, then tB=2
3+const @ i, '1/i, □% or when controlled so that -1-const*i input/i ” ψ2 ψl holds in consideration of the dynamic process, the rotor reference of the asynchronous machine The magnetic field is based on the slip frequency %Lh ψL=const*+ψ2/iψ□−(r/x)
Exercise with #. Here, rL represents the rotor resistance of the asynchronous machine, and Xh represents its main magnetic field inductance.
公知のように、回転磁界機の固定子電流、固定子電圧お
よび主磁界は、第2図に示されているように、相応の固
定子電流ベクトルi、固定子電圧ベクトルu″!、たは
磁束ベクトルψにより表わされ得る。空間固定の固定子
において空間固定(″固定子オリエンティラド)の基準
軸αおよび回転子と結合された( 111回転子オリエ
ンティラドi)基準軸λが定められると、磁束ベクトル
ψの方向はψとαとの間の固定子オリエンティラド角度
ψSまたは磁束ベクトルψと周波数、1s=d(λt9
) /d tと共に回転する回転子軸λとの間の回転
子オリエンティラド角度ψLにより与えられている。固
定子電流ベクトルlの方向は相応に固定子オリエンティ
ラド電流角度εSにより、まだは固定子電流ベクトルi
と磁束ベクトルψとの間の+1負荷角1′と呼ばれる角
度εげεs−ψL−λSにより定められ(7)
合、回転数実際値と回転数目標値との間の回転数ている
。その際、磁束ベクトルの大きさψは物理1]
的にψ−X−Ilt□により定められており、従って固
定子電流の磁束Φに対して平行な直交座標成分は1磁化
電流1と呼ばれている。回転磁界機のモーメン)Mに対
しては関係式M−ψ・I (p2が成り立つので、一定
に保たれた磁束の大きさψにおいて、”有効電流1と呼
ばれる磁界垂直成分i 、 2により直接に回転モーメ
ントが、従ってまだ回転数が線形に影響され得る。As is known, the stator current, stator voltage and main magnetic field of a rotating field machine are determined by the corresponding stator current vector i, stator voltage vector u''!, or the stator voltage vector u''!, as shown in FIG. It can be expressed by a magnetic flux vector ψ.If a spatially fixed (stator orientirad) reference axis α and a reference axis λ coupled to the rotor (111 rotor orientirad i) are defined in a spatially fixed stator, , the direction of the flux vector ψ is the stator orientirad angle ψS between ψ and α or the flux vector ψ and the frequency, 1s=d(λt9
) /d is given by the rotor orientirad angle ψL between the rotor axis λ rotating with t. The direction of the stator current vector l is correspondingly determined by the stator orientirad current angle εS, while the stator current vector i
and the magnetic flux vector ψ +1 is determined by the angle ε, called the load angle 1', εs−ψL−λS (7), which is the rotational speed between the actual rotational speed value and the rotational speed setpoint value. In this case, the magnitude ψ of the magnetic flux vector is determined by ψ - ing. For the moment of the rotating magnetic field machine) M, the relational expression M-ψ・I (p2 holds true, so at the magnetic flux size ψ kept constant, the magnetic field perpendicular components i, 2 called "effective current 1" directly The rotational moment and therefore the rotational speed can still be influenced linearly.
すなわち、非同期機の上記の制御または調節においては
、磁化電流に対する一定の目標値l ≠1
を予め力えることにより一定の磁束が予め力えら−に
れ得るし、また目標値!9,2 が所望の回転モーメン
トまたは所望の回転数の設定のだめの有効電流目標値と
して用いられ得る。その際、有効電流目標値、、p2−
X−、より直接にずべり周波数dψL/d を−ψLが
導かれる。That is, in the above-mentioned control or adjustment of the asynchronous machine, a constant magnetic flux can be set in advance by applying a constant target value l ≠1 for the magnetizing current, and the target value ! 9.2 can be used as the effective current target value for setting the desired rotational moment or the desired rotational speed. At that time, the effective current target value, , p2-
X-, the shear frequency dψL/d is more directly derived as -ψL.
このような装置はたとえばドイツ連邦共和国特許第15
63228号明細書から公知であり、その場(8)
〔発明が解決しようとする問題点〕
値に比例するすべり周波数目標値が形成される。Such a device is known, for example, from German Patent No. 15 of the Federal Republic of Germany.
63228, in which a slip frequency setpoint value is formed which is proportional to the value (8).
与えられた有効電流に相応して調節するため、目標値は
、固定的に入力された関数を有する関数発生器に与えら
れ、その際、関数を予め与えることにより磁化電流目標
値または磁束も設定されている。その際、追加的に、固
定子電流の大きさをその目標値と実際値との間の制御偏
差に基づいて制御するように構成されている。In order to adjust accordingly to the applied effective current, the setpoint value is fed to a function generator with a fixed input function, whereby the magnetizing current setpoint value or the magnetic flux is also set by preloading the function. has been done. In this case, it is additionally provided to control the magnitude of the stator current on the basis of a control deviation between its setpoint value and actual value.
さらに、もう1つの関数発生器が、入力された有効電流
目標値および固定的に設定された磁化目標値から相応の
角度ε を形成し、この角度から、ψ
後に接続されている変換器がこの負荷角の変化に比例す
る量を形成する。すべり周波数目標値と測定された回転
子回転数と負荷角変化との和は固定子電流ベクトルの周
波数68に対する制御量全形同期機の電気的構造は、非
同期機の回転子遠心質量により与えられる機械的構造か
ら減結合される。Furthermore, a further function generator forms a corresponding angle ε from the input active current setpoint value and the fixedly set magnetization setpoint value, from which angle the transducer connected after ψ Forms a quantity proportional to the change in load angle. The sum of the slip frequency target value, the measured rotor rotation speed, and the load angle change is the control amount for the frequency 68 of the stator current vector.The electrical structure of a full-length synchronous machine is given by the rotor centrifugal mass of an asynchronous machine. Decoupled from mechanical structure.
その際、特性式
%式%
ここに、減衰d=cosε(p=19.、/11また時
定数τ=’l’−cosε、(Tは主磁界時定数)によ
り記述される固有挙動が残存する。この減衰は負荷角の
増大とともに減少する。通常の非同期機では約70°の
負荷角まで負荷され、従って減衰はd=cos 70°
=034である。従って、非同期機は特に大きな負荷角
においてなお有害なハンチングを生ずる傾向がある。At that time, the characteristic formula % formula % Here, the characteristic behavior described by the damping d = cos ε (p = 19., /11 and the time constant τ = 'l' - cos ε, (T is the main magnetic field time constant) remains. This damping decreases with increasing load angle.A typical asynchronous machine is loaded up to a load angle of about 70°, so the damping is d=cos 70°
=034. Therefore, asynchronous machines are still prone to harmful hunting, especially at large load angles.
本発明が解決しようとする問題点は、これらのハンチン
グを一層良好に減衰させることである。The problem that the invention seeks to solve is to better attenuate these hunting.
このことは特に、上記の公知技術のようにすべり周波数
制御の上位に回転数調節器またはモーメなわち、関係式
M−ψ・I(p2 により回転モーメントはl−8ln
ε・C03e =i2・sin2g に比例しψ ψ
ψ
ている。第3図には、回転モーメントと負荷角との間の
関係が電流の大きさiをパラメータとして示されている
。45°の負荷角に対して極大点が生じており、また負
荷角の変化は、負荷角が45°よりも大きいか小さいか
に応じて、異なる符号(正。This is especially true when, as in the above-mentioned known technology, a rotational speed regulator or motor is installed above the slip frequency control, that is, the rotational moment is determined by the relational expression M-ψ・I(p2).
Proportional to ε・C03e = i2・sin2g ψ ψ
ψ is there. In FIG. 3, the relationship between the rotational moment and the load angle is shown using the current magnitude i as a parameter. The maximum point occurs for a load angle of 45°, and the change in load angle has a different sign (positive) depending on whether the load angle is larger or smaller than 45°.
負)で回転モーメントに影響する。(negative) and affects the rotational moment.
小さい負荷角に対しては磁化電流、従ってまた磁束はほ
ぼ一定である。従って、負荷角のノ・ンチングはこのよ
うな動作点において主として有効電流を介して回転モー
メント、従ってまた回転数変化に作用する。それらは有
効電流の制御を介して安定化され得る。For small load angles, the magnetizing current and therefore also the magnetic flux are approximately constant. The notching of the load angle therefore acts primarily on the rotational torque and thus also on the rotational speed change via the active current at such operating points. They can be stabilized through control of the active current.
しかし、負荷角が+90°に近く位置するほど、ハンチ
ングの際の有効電流の変化は少なく、それどころか角度
変化はもはや主として磁化電流に、従ってまた磁束に影
響する。その際、角度増大は小さくなるように作用する
。回転数調節器はこの・ ■
作用に有効電流目標値I9,2 の上昇により反応し、
それにより負荷角はさらに増大する。すなわち回転数調
節器は負荷角のハンチングに減衰減少方向に作用する。However, the closer the load angle is to +90°, the less the effective current changes during hunting; on the contrary, the angle changes now primarily affect the magnetizing current and therefore also the magnetic flux. In this case, the angle increase acts to become smaller. The speed regulator responds to this action by increasing the effective current target value I9,2,
This further increases the load angle. That is, the rotation speed regulator acts on the hunting of the load angle in the direction of reducing damping.
従って、45°を越える負荷角を有する動作点に対して
は、特殊な減衰措置、たとえば上位の磁束制御により磁
化電流の制御に干渉するという措置を講する必要がある
。しかし、このことは常に可能ではなく、なかんずく小
さい回転数においては可能でない。For operating points with load angles exceeding 45°, it is therefore necessary to take special damping measures, for example by interfering with the control of the magnetizing current by means of higher-order magnetic flux control. However, this is not always possible, especially at low rotational speeds.
〔問題点を解決するだめの手段および作用〕、本発明の
出発点は、非同期機に給電する変換装置が、すべり周波
数に対する目標値を予め与えることと磁化電流に対する
目標値を設定することとにより変換装置出力電流の振幅
に関して、目標値により定められた目標電流ベクトルの
振幅に相応して制御または調節される方法である。変換
装置周波数は、測定された回転子回転数稲と回転子磁束
、従ってまた回転モーメントまたは回転数が(11)
に、+rL)との和に相応して制御される。本発明は、
彦かんず<45°を越える負荷角において磁束または負
荷角の設定への適当な干渉により負荷角ハンチングが減
衰されるはずであるという考え方に立脚している。[Means and operations for solving the problem] The starting point of the present invention is that the converter that supplies power to the asynchronous machine provides a target value for the slip frequency in advance and sets a target value for the magnetizing current. This is a method in which the amplitude of the converter output current is controlled or adjusted in accordance with the amplitude of a target current vector defined by a target value. The converter frequency is controlled as a function of the sum of the measured rotor rotational speed and the rotor flux, and thus also the rotational moment or rotational speed (11) (+rL). The present invention
It is based on the idea that load angle hunting should be attenuated by suitable interference with the magnetic flux or the setting of the load angle at load angles exceeding <45°.
この考え方から出発して、本発明で解決すべき問題点は
特許請求の範囲第1項に記載の方法により解決される。Starting from this idea, the problem to be solved by the invention is solved by the method according to claim 1.
この方法の有利な実施態様とこの方法を実施するだめの
有利な装置とは特許請求の範囲第2項以下にあげられて
いる。Advantageous embodiments of the method and advantageous devices for carrying out the method are listed in the patent claims.
次に本発明の実施例を図面について説明する。 Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
非同期機1(第1図)の固定子巻線に変換装置2から所
与の電圧または所与の電流が、負荷状態によシ影響され
ない入力量として入力される。そのために変換装置の電
力部3は制御装置4により、負荷状態により影響されな
い電気的量の所与の振幅および所与の位相または周波数
が得られるよう軸λを基準とする目標電流ベクトルの回
転速度(1→
の負荷状態に相応して自ずから整定する。A given voltage or a given current is input from the converter 2 to the stator winding of the asynchronous machine 1 (FIG. 1) as an input quantity that is not affected by the load state. For this purpose, the power section 3 of the converter is controlled by the control device 4 at a rotational speed of a setpoint current vector with respect to the axis λ such that a given amplitude and a given phase or frequency of the electrical quantity, which is independent of the load state, is obtained. (It automatically settles according to the load condition of 1→.
第1図中には、振幅および周波数に対する各1つの制御
入力端により、あらゆる場合に変換装置にこれらの2つ
の自由度のみが予め与えられ得ることが示されている(
具体的な場合には制御装置が位相制御のだめの1つの追
加的入力端を有するとしても、またたとえば直接周波数
変換装置の場合のように変換装置の各出力相に対して1
つの固有の正弦波状参照電圧が入力されるとしても)。It is shown in FIG. 1 that by means of one control input each for amplitude and frequency, only these two degrees of freedom can be provided to the converter in each case (
Even if in a specific case the control device has one additional input of the phase control reservoir, one for each output phase of the converter, as for example in the case of a direct frequency converter.
even if two unique sinusoidal reference voltages are input).
場合によっては、前記のドイツ連邦共和国特許第156
3228号明細書に示されているように、周波数変換装
置40制御入力端の前に1つの調節器が接続されていて
よい。これは第1図中に、振幅目標値を非同期機1の固
定子供給線から取出された振幅実際値と比較する1つの
振幅調節器によシ示されている。In some cases, the above-mentioned Federal Republic of Germany Patent No. 156
As shown in document 3228, a regulator can be connected before the control input of the frequency conversion device 40. This is illustrated in FIG. 1 by an amplitude regulator which compares the amplitude setpoint value with the actual amplitude value taken from the stationary feed line of the asynchronous machine 1.
さらに非同期機1から、回転計発電機5によシ示されて
いるように、回転子回転数が取出される。Furthermore, the rotor rotational speed is taken from the asynchronous machine 1, as indicated by the tachometer generator 5.
れた回転子回転数と回転数目標値とから回転数制、X−
御偏差Δnが形成され、有効電流目標値【、2 ま°
■
たはそれに比例するすべり周波数目標値ψ1 の形成の
ため上位の回転数調節器6に与えられる。磁束の大きさ
に対する目標値またはそれに比例する■
磁化電流目標値1.p□ は外部から予め与えられても
よいし、制御装置4に対する制御量を供給する制御装置
7のなかで内部設定されてもよい。The rotation speed control and X-control deviation Δn is formed from the rotor rotation speed and the rotation speed target value, and the effective current target value [,2°
(2) or is applied to the upper rotational speed regulator 6 to form a slip frequency target value ψ1 proportional thereto. Target value for the magnitude of magnetic flux or proportional to it ■ Target value of magnetizing current 1. p□ may be given in advance from the outside, or may be set internally in the control device 7 that supplies the control amount to the control device 4.
さて、制御装置7は回転子回転数18および目−×−、
+
標値I □ 、1(p2 に関係して周波数変換装置2
ψ
に対する制御量を、変換装置の出力電流のベクトル−が
、目標値により予め与えられた目標電流ベクトルiヌ−
に相応する周波数および振幅に整定するように形成する
。加えて、たとえば制御装置7は内部で、目標電流ベク
トルに属する負荷角目標値・ ゝの変化全形成し得るの
で、この負荷角変化ψ
二\回転子周波数4およびすべり周波数目標ψ
値9’−= (r”/ψ”) ・i、、2”o和から電
流目標ベクトルi■の相応の回転周波数:8■が形成さ
れる。Now, the control device 7 has a rotor rotation speed of 18 and an eye of -x-,
+ Reference value I □ , 1 (frequency converter 2 in relation to p2
The control amount for ψ is determined by the vector of the output current of the converter being the target current vector i given in advance by the target value.
It is formed so as to settle to a frequency and amplitude corresponding to . In addition, for example, the control device 7 can internally generate all changes in the load angle setpoint value . = (r"/ψ") ·i, , 2" From the sum of o, a corresponding rotational frequency of current target vector i■: 8■ is formed.
さて、非同期機の負荷角ハンチングを減衰するため、周
波数変換装置の周波数が、45°を越える負荷角におい
てすべり周波数目標値の変化が一時的に、目標ベクトル
の、目標値変化により条件づけられる周波数変化と反対
に向けられている変換装置周波数の変化を生せしめる1
うに制御される。Now, in order to attenuate the load angle hunting of an asynchronous machine, the frequency of the frequency converter is changed to a frequency at which the change in the target value of the slip frequency is temporarily conditioned by the change in the target value of the target vector at a load angle exceeding 45°. 1 causing a change in the frequency of the transducer directed opposite to the change
controlled by sea urchins.
先に記載したように、45°を越える負荷角においては
負荷角増大が磁束および回転モーメントの低下を生じさ
せ、それに回転数調節器が有効電流芳
目標値!9□ の上昇により反応する。従って、周゛’
X−
波数変換装置の周波数が単なる和(λ8+91 十二為
に応じて制御されるのではなく、この和に、ψ
45°を越える負荷角においては少なくともすベシ周波
数目標値の負の変化d12′/dtにほぼ比例ψ
している量γが重畳されることは有利である。As mentioned above, at load angles greater than 45°, an increase in the load angle causes a decrease in the magnetic flux and rotational moment, and the rotational speed regulator changes the effective current to the target value! Reacts by increasing 9□. Therefore, the circumference
The frequency of the X- wave number converter is not controlled according to the simple sum (λ8+91), but this sum, at load angles exceeding ψ 45°, is subject to at least a negative change in the frequency target value d12'. Advantageously, a quantity γ approximately proportional to /dt is superimposed.
」1記の和へのこの追加量γの重畳は第3図中に差引回
路8により示されている。この追加量γは、−X −X
−
量’t ”=d(arctan + 2/iI7.□)
/dtと同様ψ ψ
に、目標値を与えられる伝達回路9から取出され(15
)
得る。The superposition of this additional amount γ on the sum of 1 is shown in FIG. 3 by the subtraction circuit 8. This additional amount γ is −X −X
- Quantity 't''=d(arctan+2/iI7.□)
/dt, ψ ψ is taken out from the transmission circuit 9 which is given the target value (15
) obtain.
この構成は、変換装置2に制御量として直接、に固定子
オリエンティラド非同期機電流の電流の大−X−° 黄
きさ1 および同波数ε8 が予め与えられる場合につ
いて、第4図中に若干詳細に示されている。This configuration is shown in Fig. 4 for the case where the large current -X-° yellowness 1 and the same wave number ε8 of the stator orientirad asynchronous machine current are directly given to the converter 2 as control variables in advance. Shown in detail.
第4図では電流形変換装着が用いられている。変換装置
の制御装置は詳細には示されておらず、単に、目標周波
数を変換装置の個々の出力端における電流に対する相応
の目標位相に変換する1つの積分器11が示されている
。すなわち、周波数の代わりに角度そのものから出発す
ることもできるし、壕だ、制御装置がたとえば周波数お
よび位相(に対して隔離された制御入力端を有するなら
ば、Jrdt に相当する減衰量を位相制御入力端に重
畳することもできる。In FIG. 4, a current source conversion mounting is used. The control device of the converter is not shown in detail, but only an integrator 11 which converts the setpoint frequency into a corresponding setpoint phase for the current at the individual outputs of the converter. That is, it is possible to start from the angle itself instead of the frequency, or, if the control device has isolated control inputs for example frequency and phase, it is possible to phase-control the attenuation corresponding to Jrdt. It can also be superimposed on the input end.
第4図では、非同期機側の逆変換装置12が、電流中間
回路を介して供給された直流電流を、L d tb r
rK p −” V r h k + C−h−L(
h m荀V m(16)
固定子供給線に分配する。インバータ入力電流により定
められるこれらの固定子電流の振幅、従ってまた固定子
電流ベクトルの振幅は電源側順変換装置13により電流
の大きさの目標値l■に相応して制御または調節され得
る。In FIG. 4, the inverter 12 on the asynchronous machine side converts the DC current supplied via the current intermediate circuit into L d tb r
rK p −” V r h k + C−h−L(
h m xun V m (16) Distributed to fixed children's supply line. The amplitudes of these stator currents, which are determined by the inverter input current, and thus also the amplitudes of the stator current vectors, can be controlled or adjusted by the supply-side forward converter 13 in accordance with the setpoint value l of the current magnitude.
・ ■
伝達回路9は磁化電流目標値’ cp 1 e 、それ
ぞれの主磁界インダクタンス・パラメータXh に合わ
されている伝達回路14を介して、磁束目標値ψ”に対
する1つの入力端から受け、他方有効型■
流目標値19,2 は回転数調節器6の出力端から直・
芳
接に取出され得る。こうして目標電流ベクトル1は伝達
要素9によりその直交座標磁界オリエンティラド成分を
予め与えられており、それらから通常の直角座標・極座
標交換器15が固定子電流の大きさ、−x=%〒i 、
7” オJ: U負荷角t ”=arCtanψ
(! シr %)を形成する。・■ The transfer circuit 9 receives the magnetizing current target value 'cp 1 e from one input terminal for the magnetic flux target value ψ'' via the transfer circuit 14 which is matched to the respective main magnetic field inductance parameter Xh, and the other is the effective type. ■ The flow target value 19,2 is directly connected to the output end of the rotation speed regulator 6.
It can be extracted easily. In this way, the target current vector 1 is given in advance by the transfer element 9 its orientirad component of the orthogonal coordinate magnetic field, from which the usual rectangular/polar coordinate exchanger 15 determines the magnitude of the stator current, -x=%〒i,
7" OJ: U load angle t"=arCtanψ (! sir %) is formed.
ψ2 ψ1
回転子抵抗のパラメータr と設定された磁束ψ■が取
出され、(回転計発電機5から取出された)回転子回転
数λ8および(微分回路17を介して座標変換器15か
ら取出された)負荷角目標値ε■ψ
の微分と一緒に、追加量γも重畳されている1つの加算
点20に与えられる。ψ2 ψ1 The rotor resistance parameter r and the set magnetic flux ψ■ are taken out, and the rotor rotational speed λ8 (taken out from the tachometer generator 5) and the coordinate converter 15 (taken out via the differentiation circuit 17) Furthermore, together with the differential of the load angle target value ε■ψ, the additional amount γ is also applied to one superimposed summing point 20.
追加量として、この場合には、固定子電流の犬、−に
きさI の微分が、簡単なRC回路から成っていてよい
1つの微分回路21により形成される。この微分回路2
1の出力信号は電動機運転では加算点20に直接に負で
重畳されるが、この追加量rの極性は発電機運転に対し
ては反転され得る。そのためには、限界値回路23から
取出された有効■
電流目標値5゜の符号(正、負)に相当して駆動され得
る切換スイッチ22が用いられている。As an additional quantity, in this case the differentiation of the magnitude I of the stator current is formed by a differentiator circuit 21, which may consist of a simple RC circuit. This differential circuit 2
The output signal 1 is directly negatively superposed on the summing point 20 in motor operation, but the polarity of this additional quantity r can be reversed for generator operation. For this purpose, a changeover switch 22 is used which can be driven in accordance with the sign (positive, negative) of the effective current target value 5° taken out from the limit value circuit 23.
ども、この範囲内では有効電流目標値の干渉は回転数調
節器6を介して強く減衰的である。45°を越える負荷
角に対してはハンチングの際の負荷角のサインはごくわ
ずかしt≧変化せず、従って追加量は有効電流変化にほ
ぼ比例している。すなわち、ハンチングの結果として負
荷角が増大すると、電流角度εs■への特別な干渉なし
に磁束および回転モーメントが減少することになり、回
転数調節器6は第3図に相応して一層大きな有効電流目
標値すなわち々お増大する負荷角目標値を与える。However, within this range, the interference of the effective current setpoint value via the speed regulator 6 is strongly damping. For load angles greater than 45°, the sign of the load angle during hunting is negligible and t≧does not change, so that the additional amount is approximately proportional to the change in the effective current. That is, if the load angle increases as a result of hunting, the magnetic flux and the rotational moment will decrease without any particular interference with the current angle εs, and the rotational speed regulator 6 will have a correspondingly greater effectiveness as shown in FIG. A current setpoint value, ie a load angle setpoint value that increases with time, is given.
磁束、回転モーメントおよび回転数を介しての作用連鎖
に相応して、このハンチングにより条件づけられて増大
する有効電流目標値が認識され、また全体としてハンチ
ング減衰のために必要とされる目標周波数の低下が生ず
るように、角度または周波数制御に重畳される。Correspondingly to the chain of influence via magnetic flux, torque and rotational speed, an increasing effective current setpoint is recognized as a result of this hunting, and overall the desired frequency required for hunting damping is increased. Superimposed on the angle or frequency control so that a reduction occurs.
回転数調節器の通常の設定の際に比例ゲインがであるか
ら、微分Ig回路21かし取出δnるヌ垣刀ロ重は確か
に小さい負荷角に対してはごく小さいけれ(19)
く行なわれ得るので、追加量の重畳は変更不可能な時定
数を有する1つのRC回路を介して実現され得る。Since the proportional gain is when the rotational speed regulator is normally set, the weight of the differential Ig circuit 21 is very small for small load angles (19). Since the additional amount of superposition can be realized through one RC circuit with an unchangeable time constant.
追加量として加算回路20にもちろん、たとえば1つの
RC回路により直接に回転数調節器6の出力端から取出
し可能なすべり周波数目標値自体の変化が重畳されても
よい。この重畳が大きな負荷角すなわち大きな有効電流
目標値において初めて有効となるように、この場合には
有効電流目標値が微分用RC回路に、有効電流目標値の
十分に大きな値においてのみ、第6図でまた説明するよ
うに、微分回路をレリーズする阻止回路(たとえばツェ
ナーダイオード)を介して与えられ得る。Of course, a change in the slip frequency target value itself, which can be taken out directly from the output of the rotational speed regulator 6, can of course be superimposed on the adder circuit 20 as an additional quantity, for example by means of an RC circuit. In this case, the active current target value is applied to the differential RC circuit only at sufficiently large values of the active current target value, so that this superposition becomes effective only at large load angles, that is, at large active current target values. As also explained in , it may be provided through a blocking circuit (eg a Zener diode) that releases the differentiator circuit.
多くの場合に、たとえばパルス制御法においては、負荷
により影響されない入力直流電流を供給される第2図中
の周波数変換装置の代わりに、負荷により影響されない
入力直流電圧で作動する逆変換装置を使用するのが有利
である。原理的には、非回期機の七のつどの遠心質量時
定数Thに適合される。次いで、減衰回路の設定がT1
.に関係な(20)
(この場合、その制御電圧により非同期機の固定子電圧
ベクトル址が予め与えられる)が用いられているかによ
る区別はない。この場合には、単に、■
電流目標ベクトルを定める入力目標値1 q□ 。In many cases, for example in pulse control methods, instead of the frequency converter in Figure 2 which is supplied with a load-independent input DC current, an inverter is used which operates with a load-independent input DC voltage. It is advantageous to do so. In principle, the seven centrifugal mass time constants Th of the non-rotating machine are adapted. Next, the setting of the attenuation circuit is T1
.. There is no distinction depending on whether (20) (in this case, the stator voltage vector of the asynchronous machine is given in advance by the control voltage) is used. In this case, simply: ■ Input target value 1 q□ that defines the current target vector.
l が、それらから1つの電圧目標ベクトルu%、−に
T2 −
に対する適当な制御量が得られるように換算されればよ
い。そして電圧ベクトルが、非同期機の所与の条件に相
応して、目標値により予め力えられる電流目標ベクトル
に相応する電流ベクトルが整定するように周波数および
振幅に定められる。l may be converted so that an appropriate control amount for one voltage target vector u%, - and T2 - can be obtained from them. The voltage vector is then determined in frequency and amplitude, depending on the given conditions of the asynchronous machine, in such a way that a current vector is settled that corresponds to the current setpoint vector, which is prestressed by the setpoint value.
第5図には、所与の磁束ψ(およびそれと直交する起電
力ベクトル月=!・T8)と固定子抵抗rおよび漏れイ
ンダクタンスL0 に対する既知の値とにおいて、大き
さUおよび固定子オリエンティラド方向角度α8により
与えられる電圧ベクトルUが自由に整定する電流ベクト
ルlとどのように関係するかが磁界オリエンティラド・
ベクトル図■ 、 ■
により示されている。1 □ 、1(p2 により磁界
ψ
を相応の電圧目標ベクトルに換算するためには、単に、
ψ尺により与えられる起電力ベクトルにオーム性電圧降
下の相応のベクトルr8・、−X−とインダクタンス性
漏れ電圧のベクトルL0・9’3・志とが加えられれば
よい。この計算を実施するだめの適当な回路は当業者に
より困難なく実現可能であり、1減結合回路網′として
知られている。このよう% 、%
な回路網は、1.、□ または+9,2 に対する制御
入力端への干渉が電圧に対する相応の目標値の変化に通
じて、この電圧目標値により制御される変換装置の出力
電流内でそれぞれ変更された電流目標値に属する実際値
成分のみが変化するようにする。FIG. 5 shows the magnitude U and the stator orientirad direction for a given magnetic flux ψ (and the electromotive force vector perpendicular to it =! T8) and known values for the stator resistance r and leakage inductance L0. How the voltage vector U given by the angle α8 is related to the freely settling current vector l is determined by the magnetic field orientirad.
This is shown by the vector diagrams ■ and ■. 1 □ , 1 (p2 to convert the magnetic field ψ into the corresponding voltage target vector, simply
It is only necessary to add the corresponding vector r8., -X- of the ohmic voltage drop and the vector L0.9'3.X of the inductive leakage voltage to the electromotive force vector given by the ψ scale. A suitable circuit for carrying out this calculation can be implemented without difficulty by a person skilled in the art and is known as a decoupling network'. Such a circuit network is 1. . Allow only the actual value component to change.
第6図には、周波数変換装置3として直接周波数変換装
置が用いられている実施例が示されている。伝達回路9
としては、第5図に相応して構成されており目標電流ベ
クトル−〇磁界オリエン■
ティラド直交座標成分を電圧目標ベクトルU の−に
相応の磁界オリエンティラド直交座標成分U (pl
。FIG. 6 shows an embodiment in which a direct frequency converter is used as the frequency converter 3. In FIG. Transfer circuit 9
is constructed in accordance with FIG.
.
u9,2−X−に変換する1つの減結合回路網9aが用
いられている。1つの直交座標−極座標変換器9bによ
りそれらから電圧の大きさに対する制御量u%と磁界オ
リエンティラド電圧角度に対する制御量■ 。One decoupling network 9a is used to convert u9,2-X-. One orthogonal coordinate-to-polar coordinate converter 9b provides a control amount u% for the voltage magnitude and a control amount ■ for the magnetic field orientirad voltage angle.
α とか形成される。電流目標値、−X−、、−X−ψ
ψ1 ψ2
の入力は第4図と同様に行なわれ、比例要素16は1つ
の分圧器16′により示されている。図示されている仕
方で演算増幅器により有利に実現され得る加算点20に
おいて同様に、測定された回転子回転数λ8およびすべ
り周波数目標値片”が1つの追加量γおよび1つの角度
変化と共に1つの周波数制御量として合成されている。α is formed. Current target value, -X-, -X-ψ
The input of ψ1 ψ2 takes place as in FIG. 4, the proportional element 16 being represented by one voltage divider 16'. At the summing point 20, which can advantageously be realized by an operational amplifier in the manner shown, the measured rotor speed λ8 and the slip frequency setpoint value ``are likewise added together with an additional quantity γ and an angular change. It is synthesized as a frequency control amount.
負荷角変化を記述する量二”の代わりに、いまの場合に
は、ψ
物理的に等価な磁界オリエンティラド電圧角度α■ψ
の相応の変化が重畳される。Instead of the quantity 2'' describing the change in the load angle, in the present case a corresponding change in the physically equivalent magnetic field orientirad voltage angle α■ψ is superimposed.
変換装置用制御装置4(第1図)のうち第6図中には参
照電圧発生器4′のみが示されている。そ° ■
のなかで周波数目標値α8 が1つの積分器11′によ
り相応の角度目標値α−に換算され、それから1つのサ
イン波発生器25が120°位相のずれだ3(23)
つのサイン波を形成する。こうして目標電圧の大きさe
との乗算により3つの制御電圧[、RX−、us*■
、LIT が得られ、それらにより、ここには詳細に説
明されない仕方で、直接周波数変換装置30部分変換装
置が制御される。それぞれ使用される変換装置およびそ
の制御部ならびに場合によっては設けられる下位調節部
の詳細は当業者により目的にかなうように実現可能であ
り、また本発明の本質にとって重要ではない。Of the converter control device 4 (FIG. 1), only the reference voltage generator 4' is shown in FIG. Therein, the frequency setpoint value α8 is converted by an integrator 11' into the corresponding angle setpoint value α-, and then a sine wave generator 25 generates three (23) sine wave generators with a phase shift of 120°. form waves. In this way, the magnitude of the target voltage e
By multiplication with , three control voltages [, RX-, us*■, LIT are obtained, by means of which the direct frequency converter 30 partial converter is controlled in a manner not explained in detail here. The details of the conversion devices and their controls used in each case, as well as of the sub-controls that may be provided, can be realized to any purpose by a person skilled in the art and are not critical to the essence of the invention.
第4図と異なり、第6図による実施例では、追加量γが
既に説明された変形により形成されてお■
す、有効電流目標値19,2 は2つの逆接続のツェナ
ーダイオード26から成る1つの阻止回路を介して取出
され、微分要素として作用する1つのgc要素21に与
えられている。電動機運転から発電機運転への移行の際
の追加量γの符号反転はこの場合には必要でない。なぜ
ならば、有効電流!9,2がその符号を既に自ずから、
ハンチング減衰のた(24)In contrast to FIG. 4, in the embodiment according to FIG. 6, the additional quantity γ is formed by the variant already described, and the effective current setpoint 19,2 consists of two reversely connected Zener diodes 26. It is taken out through two blocking circuits and applied to one gc element 21 which acts as a differential element. A sign reversal of the additional quantity γ upon transition from motor operation to generator operation is not necessary in this case. Because of the effective current! 9,2 already has its sign,
For hunting attenuation (24)
第1図は本発明方法を実施するだめの装置のブロック図
、第2図は固定子電流および磁束のベクトル図、第3図
は回転モーメントと負荷角との間の関係を示す線図、第
4図は非同期機給電用に電流形層波数変換装置を有する
本発明の方法で作動する装置のブロック図、第5図は変
換装置に与えられる電圧と変換装置の出力電流との間の
関係を示すベクトル図、第6図は非同期機給電用の電圧
形変換装置を有する本発明の方法で作動する装置のブロ
ック図である。
1・・・非同期機、2・・・変換装置、3・・・電力部
、4・・・変換装置用制御装置、5・・・回転計発電機
、6・・・回転数調節器、7・・・制御装置、8・・・
差引回路、913・・・順変換装置、14・・・伝達回
路、15・・・座標変換器、16・・・比例回路、17
・・・微分回路、2゜・・・加算点、21・・・微分回
路、22・・・切換スイッチ、23・・・限界値回路、
25・・・サイン波発生器、26・・・ツェナーダイオ
ード
(27)
う1
.esl
/
/
/I′)
/ O
一Fig. 1 is a block diagram of a device for implementing the method of the present invention, Fig. 2 is a vector diagram of stator current and magnetic flux, Fig. 3 is a diagram showing the relationship between rotational moment and load angle, Fig. 4 is a block diagram of a device operating according to the method of the present invention having a current source wave number converter for asynchronous machine power supply, and Fig. 5 shows the relationship between the voltage applied to the converter and the output current of the converter. The vector diagram shown in FIG. 6 is a block diagram of a device operating with the method of the invention having a voltage source converter for powering an asynchronous machine. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Asynchronous machine, 2... Conversion device, 3... Power unit, 4... Control device for conversion device, 5... Tachometer generator, 6... Rotation speed regulator, 7 ...control device, 8...
Subtraction circuit, 913... Forward conversion device, 14... Transfer circuit, 15... Coordinate converter, 16... Proportional circuit, 17
...Differentiating circuit, 2゜... Addition point, 21... Differentiating circuit, 22... Changeover switch, 23... Limit value circuit,
25... Sine wave generator, 26... Zener diode (27) U1. esl / / /I') / O 1
Claims (1)
転数を測定し、周波数変換装置(2)を回転子回転数(
λS)と磁化電流に対する設定された目標値(i−X−
□)とすべり周波数(εS)に対する予め与えられた目
標値(i閂。)とに関係してその出力電流(i)が、目
標値により定められた目標ベクトルに相応する周波数(
λS)および振幅(i)に整定するように制御される制
御方法において、非同期機の負荷角り′ンチシ、グの減
衰のために、周波数が、45゜を越える負荷角(ε )
においてすべり周波数ψ °矢−≠ L ≠ 目標値(ψL−1q、2 ・r/ψ )の変化が一時的
に、目標ベクトルの、目標値変化により条件づけられる
周波数変化と反対に向けられてに制御されることを特徴
とする非同期機の制御方法。 2、特許請求の範囲第1項記載の方法において、周波数
変換装置周波数が、測定された回転子回転数とすベシ周
波数目標値と目標ベクトルの回転子軸基準の角度の変化
と45°を越える負荷角においては少なくともすべり周
波数目標値の負の変化にほぼ比例している追加量(γ=
di 2汐/dt)との和(2s+=pL+i ”)ψ
ψ により与えられている目標周波数CtB%)に相応して
制御されることを特徴とする非同期機の制御方法。 3)特許請求の範囲第2項記載の方法において、45°
を越える負荷角に対する追加量としてすべり周波数目標
値の変化が形成されていることを特徴とする非同期機の
制御方法。 4)特許請求の範囲第2項記載の方法において、追加量
として目標ベクトルの大きさの、負荷ことを特徴とする
非同期機の制御方法。 5)特許請求の範囲第1項ないし第4項のいずれかに記
載の方法において、磁化電流目標値が目標固定子電流ベ
クトルの、磁束目標値に比例する磁界平行成分として、
また回転数調節器の、目標固定子電流ベクトルの磁束垂
直成分を定める出力量がすべり周波数目標値として入力
されることを特徴とする非同期機の制御方法。 6)変換装置から給電される非同期機(1)の、ハンチ
ングを減衰された制御または調節のだめの装置であって
、周波数変換装置(2)の制御量(振幅、周波数)が、
磁化電流および有効電流に対する、1つの固定子電流目
標ベクトルを定める目標値が予め与えられている制御装
置(7)から構成される装置において、変換装置の周波
数が、測定された回転子回転数< ;B)と角度目標値
に比例するすべり周波数目標値(?L≠)と負荷角の変
化との和とな(3) 9)特許請求の範囲第8項記載の装置において、らんで
45°を越える負荷角においては少なくとも、すべり周
波数目標値の変化にほぼ比例している追加量(γ)が負
に重畳されている加算回路(20)の出力量CtB≠)
に比例して制御可能であることを特徴とする非同期機の
制御装置。 7)特許請求の範囲第6項記載の装置において、加算回
路(20)に追加量(r)として、目標値を与えられる
伝達回路(21)から微分回路(21)を介して取出さ
れた目標電流ベクトルの大きさが、発電運転において追
加量の極性を反転する切換スイッチ(22)を介して重
畳されていることを特徴とする非同期機の制御装置。 8)特許請求の範囲第7項記載の装置において、加算装
置(20)に追加量として、微分回路(21)を介して
取出されたすべり周波数目標値が重畳されていることを
特徴とする非同期機の制御装置。 (4) 化電流に対する設定された目標値とすべり周波数有効電
流目標値の十分に大きな値においてのみ微分回路をレリ
ーズする阻止回路(26)が設けられていることを特徴
とする非同期機の制御装置。 10)特許請求の範囲第6項ないし第9項のいずれかに
記載の装置において、伝達回路が電流形変換装置におい
ては直交座標−極座標変換器(15)を、まだ電圧形変
換装置においては減結合回路網を含んでいることを特徴
とする非同期機の制御装置。[Claims] 1) Measure the rotor rotation speed of the asynchronous machine (1) supplied with power from the converter, and convert the frequency converter (2) to the rotor rotation speed (
λS) and the set target value for the magnetizing current (i-X-
□) and a pre-given target value (i bar) for the slip frequency (εS), the output current (i) will be at a frequency (i) corresponding to the target vector determined by the target value.
λS) and amplitude (i), the frequency of the load angle (ε) exceeds 45° due to the attenuation of the load angle (ε) of the asynchronous machine.
At , the change in the slip frequency ψ ° -≠ L ≠ target value (ψL-1q, 2 ・r/ψ ) is temporarily directed opposite to the frequency change in the target vector conditioned by the change in the target value. A control method for an asynchronous machine, characterized in that the asynchronous machine is controlled. 2. In the method according to claim 1, the frequency converter frequency is greater than 45 degrees from the change in angle between the measured rotor rotational speed, the frequency target value, and the target vector with respect to the rotor axis. At the load angle, an additional amount (γ=
di 2sho/dt) (2s+=pL+i ”)ψ
1. A control method for an asynchronous machine, characterized in that the control is performed in accordance with a target frequency CtB%) given by ψ. 3) In the method according to claim 2, 45°
A method for controlling an asynchronous machine, characterized in that a change in a slip frequency target value is formed as an additional amount for a load angle exceeding . 4) A method for controlling an asynchronous machine according to claim 2, characterized in that the additional amount is a load of the magnitude of the target vector. 5) In the method according to any one of claims 1 to 4, the magnetizing current target value is a magnetic field parallel component proportional to the magnetic flux target value of the target stator current vector,
A control method for an asynchronous machine, characterized in that an output amount of the rotation speed regulator that determines the magnetic flux perpendicular component of the target stator current vector is input as a slip frequency target value. 6) A device for controlling or adjusting an asynchronous machine (1) supplied with power from a converter to attenuate hunting, in which the control amount (amplitude, frequency) of the frequency converter (2) is
A device consisting of a control device (7) in which setpoint values defining one stator current setpoint vector for the magnetizing current and the active current are given in advance, in which the frequency of the converter device is such that the measured rotor speed <; B), the sum of the slip frequency target value (?L≠) proportional to the angle target value, and the change in the load angle. (3) 9) In the apparatus according to claim 8, At least at load angles exceeding , the output amount CtB of the adder circuit (20) is negatively superimposed with an additional amount (γ) that is approximately proportional to the change in the target slip frequency value
A control device for an asynchronous machine, characterized in that it can be controlled in proportion to. 7) In the device according to claim 6, the target is taken out via the differentiating circuit (21) from the transmission circuit (21) to which the target value is given as the additional amount (r) to the adding circuit (20). A control device for an asynchronous machine, characterized in that the magnitude of the current vector is superimposed via a changeover switch (22) that reverses the polarity of the additional amount during power generation operation. 8) The device according to claim 7, characterized in that a slip frequency target value taken out via a differentiating circuit (21) is superimposed on the adding device (20) as an additional amount. Machine control device. (4) A control device for an asynchronous machine, characterized in that it is provided with a blocking circuit (26) that releases the differential circuit only at sufficiently large values of the set target value for the switching current and the target value of the slip frequency active current. . 10) In the device according to any one of claims 6 to 9, the transmission circuit is a rectangular coordinate-to-polar coordinate converter (15) in a current source converter, and a subtractor (15) in a voltage source converter. A control device for an asynchronous machine, characterized in that it includes a coupling circuit.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833323100 DE3323100A1 (en) | 1983-06-27 | 1983-06-27 | Method and device for oscillation-damped control or regulation of a converter-supplied asynchronous machine |
DE33231001 | 1983-06-27 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JPS6028786A true JPS6028786A (en) | 1985-02-13 |
Family
ID=6202500
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59132824A Pending JPS6028786A (en) | 1983-06-27 | 1984-06-27 | Method and device for controlling asynchronous machine |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6028786A (en) |
DE (1) | DE3323100A1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4313545A1 (en) * | 1992-04-27 | 1993-11-04 | Fuji Electric Co Ltd | Control circuit for inverter depending on one or several desired values - includes excitation producing unit for producing excitation current correlative from measured signal for each phase of induction motor prim. current |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6331492A (en) * | 1986-07-25 | 1988-02-10 | Nippon Electric Ind Co Ltd | Controller for induction motor |
-
1983
- 1983-06-27 DE DE19833323100 patent/DE3323100A1/en not_active Withdrawn
-
1984
- 1984-06-27 JP JP59132824A patent/JPS6028786A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4313545A1 (en) * | 1992-04-27 | 1993-11-04 | Fuji Electric Co Ltd | Control circuit for inverter depending on one or several desired values - includes excitation producing unit for producing excitation current correlative from measured signal for each phase of induction motor prim. current |
DE4313545B4 (en) * | 1992-04-27 | 2005-08-18 | Fuji Electric Co., Ltd., Kawasaki | Control circuit for a power converter |
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Publication number | Publication date |
---|---|
DE3323100A1 (en) | 1985-01-10 |
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