JPS60262197A - 周期的信号の基本周波数および位相検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く技術分野〉 本発明は、音声や楽器音などの周期的信号の基本周波数
および信号位相を検出する回路に関するものである。

〈従来技術〉 従来、音声や楽器音などの周期的信号の基本周波数およ
び信号位相をめる方法として、波形処理による方法では
、信号を低域フィルタを通したあと、積分と微分処理を
反復して行う方法があり、また、ディジタル量で基本周
波数および信号位相をめる方法では、自己相関方式を利
用したものが大部分である。しかし、先の波形処理によ
る方法では、複数個の微分、積分処理の時定数を決定し
なければならないし、また、多数のアンプを必要とする
等の欠点がある。後のディジタル処理による方法では、
複雑な処理をしなければならないため、実時間処理が難
かしいという欠点がある。

〈発明の目的〉 本発明は、入力信号の正側ピークおよび負側ビークをホ
ールドする回路を用いて、簡単な回路構成で、基本周波
数および信号位相を検出できる回路を提供するものであ
る。

〈実施例〉 以下図面に従って本発明の実施例を詳細に説明する。

音声や楽器音では、第１０図のように、一般に基本周波
数成分によって信号が最大振幅を示す。

これを利用して、音声や楽器音の基本周波数および信号
位相を検出するためには、信号の振幅の一番大きいピー
クの部分を検出すればよいといえる。

入力信号のピークに追従し、保持する信号（いわゆるピ
ークホールド信号、擬似包絡信号）は、入力信号の振幅
が最大になろうとするところでは、入力信号に追従し、
入力信号の振幅の最大部分を過ぎると、その最大値をホ
ールドしておく。しかし、このピークホールド信号のホ
ールド部はある適当な時定数で減衰させる。時定数は２
０　ｍｓ〜、、”、’　１００　ｍｓが適当である。一
般に、入力信号の基本周波数成分の振幅は、高調波成分
の振幅と比較すると大きいため、ピークホールド信号は
次のピ一りまで、前のピークよりわずかに減衰した値を
ホールドする。

第１１図のモデル波形図に示すように、入力信号とピー
クホールド信号の大小関係が逆転するのは、前のピーク
値よシわずかに減衰した値よシ入力信号が大きくなるピ
ークへの立上り１１−Ａ点と、ピークホールド信号の方
が大きくなる入力信号のピーク部分１１−Ｂ点である。

従って、入力信号とピークホールド信号を比較検出すれ
ば、その出力信号は入力信号の基本周波数成分によるピ
ークに対応した信号となる。

第１２図にピークホールド回路と比較検出のだめのコン
パレータを組合わせた基本構成例を示す。

これはアナログ例である。ｌは抵抗ＲとコンデンサＣの
並列接続体に、ダイオードＤを直列接続して構成したピ
ークホールド回路、２はダイオードＤの両端部に接続し
たコンパレータである。

第１２図の１２−Ａ点、１２−Ｂ点、１２−Ｃ点におけ
る信号波形例を第１３図に示す。

入力信号を１２−Ａ点から入れると、１２−Ｂ点ではピ
ークホールド波形が得られる。１２−Ｂ点の波形は、ピ
ーク部分では１２−Ａ点の波形（入力信号）に追従する
。ただし、このとき例えば第１１図に明示されたように
、１２−Ｂ点は１２−Ａ点よりも、ダイオードＤの順方
向降下分だけ電位が低くなる。そして、１２−Ｂ点がピ
ーク値をホールドしているとき、その電位は１２−Ａ点
よシ高い電位を示す。コンパレータ２で、上記１２−Ａ
点と１２−Ｂ点の信号波形の電位を比較すれば、１２−
Ｃ点から基本周波数成分の位相信号（ピーク部分に対応
）が得られる。

第１２図に示した回路は、入力信号の正側を用いるもの
であるが、同様な回路構成で、負側のピークホールド信
号と入力信号を比較することによって、負側の位相信号
を得ることができる。

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成例である。こ
の回路構成例では、正負両側の位相信号および正負振幅
比較信号を出力しておシ、正負の振幅の絶対値を比較し
て、絶対値の大きい側の位相信号を選択するようにして
いる。

正側の位相信号出力回路（ピークホールド回路１、コン
パレータ２）は、第１２図と同じ回路構成のものであり
、負側の位相信号出力回路（ピークホールド回路３．コ
ンパレータ４）は極性を逆にしたものである。正負振幅
の比較は、正負それぞれのピークホールド回路１および
３の出力、１−Ｂ点と１−Ｃ点の電位の中点を１−Ｄ点
で得て、これをコンパレータ５でアース電位と比較する
ことによって、１−Ｅ点で正負の振幅比較信号を得てい
る。

第２図は第１図の各点における信号波形例である。正側
の振幅が大きければ、１−Ｄ点の中点電位は正側へ動き
、逆に負側の振幅が大きくなれば、１−Ｄ点の中点電位
は負側へ動く。コンパレータ５で比較した正負の振幅比
較信号は、１−Ｅ点の信号波形例として図示したように
なる。選択回路６は、１−Ｅ点の振幅比較信号によって
、正側位相信号出力、負側位相信号出力のいずれか一方
を１−Ｆ点に取出す。負側では負側の振幅の方が大きい
ので負側位相信号出力が、正側では正側の振幅の方が大
きいので正側位相信号出力が取出されるＯ 正負両側の位相信号は、正弦波のように正負対称な波形
の場合には、位相がずれただけの意味しか持たない。し
かし、第２図に示したように正負非対称の入力信号（音
声等ではこれが多い）の場合には、上述した回路構成が
有効であシ、正負の振幅の絶対値を比較して絶対値の大
きい側の位相信号を選択すれば、より正確な位相信号を
得ることができる。

なお、レベル変動のある信号の場合、例えば大きなレベ
ルの信号の直後の小レベルの信号では、ピークホールド
信号が大きなレベルのピークから減衰するために、小さ
なレベルでのピークの大きさよシなかなか減衰せずに、
その間は位相信号が出力されないことになる。これを避
けるために、入力信号のレベルをなるべく一定化する必
要があ、、１　る・そこで、第１図のように、入力の前
段に自動利得調整回路７を付加することはたいへん有効
であ−る〇 第３図は本発明の他の実施例を示す回路構成例である。

この回路構成例では、正側の回路はその壕まであるが、
負側の回路は逆相アンプを通してあシ、ピークホールド
回路へ接続される部分は正側のピークホールド回路を共
用している。

第４図は第３図の各部信号波形例である。

３−Ｂ点では正相アンプ８を通して３−Ａ点の入力信号
と同じ信号、３−Ｃ点では逆相アンプ９を通すことによ
って３−Ａ点の入力信号と逆相の信号が得られる。ピー
クホールド回路１は、抵抗ＲとコンデンサＣの並列接続
体と、これに直列接続した２個のダイオードＤ、Ｄ’か
らなシ、ダイオードＤ、Ｄ’により同相信号および逆相
信号をそれぞれ半波整流して、結線により和信号を作り
、抵抗ＲとコンデンサＣの並列接続体に加える。３−Ｄ
点では、この和信号についてのピークホールド処理した
信号を得る。この信号は、３−Ｂ点と３−Ｃ点のピーク
のうち大きい方に対応したピークの擬似包絡線を示すこ
ととなる。

第４図では、入力信号の、負側の方が大きいので、３−
Ｄ点は、位相反転した負側のピークに対応した擬似包絡
線を示している。３−Ｄ点と、３〜Ｂ点および３−Ｃ点
の電位を、コンパレータ２゜４でそれぞれ比較すれば、
少なくとも正側位相信号出力又は負側位相信号出力のい
ずれか一方が得られる。上述の場合、３−Ｄ点と３−Ｂ
点との大小関係は変わらず、コンパレータ２の３−Ｅ点
には正側位相信号が出力されない。しかし、３−Ｄ点と
３−Ｃ点の電位を比較すれば、その大きさは逆相信号の
ピークのところで逆転しているため、コンパレータ４の
３−Ｆ点には負側位相信号が出力される。

このように本回路構成例では、コンパレータ２又は４か
ら、正負の振幅の絶対値を比較して、振幅に差があれば
絶対値の大きい側の位相信号のみか選択されて出力され
る。なお、振幅の差が小さいときは、両側の位相信号が
出力されることになるが、このような場合は正負対称形
に類似して、正確な位相信号の検出に支障をきだすこと
はない。

第３図において、７は第１図と同様な趣旨で付加した自
動利得調整回路である。

ところで、実際の信号では、第５図の信号のように基本
周波数によるピークの前に、高調波成分による少し小さ
いピークが生じることがある。このような場合には、位
相信号を示すパルスが余分に生じる。

これに対して位相信号選別回路を設け、位相信号間の時
間間隔を記憶しておき、例えば第６図のような、入力信
号に対応するピークポイントＰｏ。

Ｐｌ、Ｐ２の時間間＠Ｌ＋　、Ｌ２を比較して、Ｌｌが
Ｌ２の所定値１／ａ３小さければ、Ｐｌは高調波成分に
よる位相信号パルスであるとして、位相信号パルスの消
去を行うという処理をすればよい。

１／／ａの定数としては１／２〜１／４が適当である。

第７図において、１０は第１図又は第３図の回路構成例
からなる位相信号出力回路で、１１は上記の位相信号選
別回路であり例えばマイクロコンピュータ等から構成さ
れる。

第８図は、マイクロコンピュータによる位相信号選別動
作を説明するためのフローチャートである。Ｓｌは初期
化ステップであシ、時間間隔Ｌ２の値をＯＫ上セツトる
。次に８２において、現在のピークポイントＰｏの時刻
から前のピークポイン）Ｐ＋　の時刻を引いて時間間隔
Ｌ＋の値とする。

そしてＳＳで、ａ−ＬｌくＬ２　を判断して、そうであ
ればＳＳに進み、前のピークポイントＰ。

に相当する位相信号を出力し、壕だ同時にＬｌの値を時
間間隔Ｌ２の値として記憶する。そうでなければＳ４に
進み、前のピークポイントＰａに相当する位相信号を出
力しない。すなわち、消去の処理を行う。また、この時
は、判断ステップＳ３におけるＬｌとＬ２の値をたして
時間間隔Ｌ２の値として記憶する。以降、Ｓ２のステッ
プに戻り、これを繰返すこととなる。

判断基準としての時間間隔Ｌ２の値は、必ずしも隣の時
間間隔を用いなくとも、その時点から過去数個分の平均
をとるという方法でもよい。これ１、　によれば、周期
的な信号に不規則なノイズが乗っｉ　だときにも対応で
きる利点がある。

第９図は第１２図の基本構成例をディジタル回路で実現
したものであり、これを用いて本発明の回路を容易に構
成できることはもちろんである９つ第９図において、入
力信号がだんだん大きくなろうとすると、コンパレータ
２によってセレクタ１３はディレィ１２の出力を選択し
、コンパレータ２で入力信号とディレィ１２を通った信
号を比較する。入力信号がだんだん大きくなろうとする
ところのため、ディレィ１２を通った信号と通っていな
い入力信号を比較したとき、通っていない入力信号の方
が大きく、コンパレータ２の出力はＮ１“となる。また
、セレクタ１４もコンパレータ２の出力によって入力信
号を選択し、ディレィ１５を通してセレクタ１３の他方
に入力している。

一方、入力信号がピークを過ぎてだんだん小さくなった
とき、コンパレータ２の出力は’ｉｔ　□　／／になり
、セレクタ１３．１４を切替える。セレクタ１４の切替
えは、ディレィ１５を通り掛算器１６を通ってセレクタ
１４に戻るループを形成し、ディレィ１５の出力として
、掛算器１６のため適当な時定数でピーク値をホールド
した信号を得る。

この信号はセレクタ１３で選択され、コンパレータ２の
一方の比較信号として入力される。そして、このホール
ドしている信号よりも入力信号が大きくなれば、コンパ
レータ２の出力は再びＮ１“とな９、最初に述べた動作
になる。

コンパレータ２の出力が’＋Ｓ　□　／／からＳＳ　１
　／／に変わったときが、入力信号の最大部分であり、
この信号が入力信号の位相信号となる。

負側のピークについては、第９図の基本構成でコンパレ
ータ２の入力極性を逆にすれば対応できる。

なお、本発明は上述した実施例にのみ限定されるもので
はなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲での種々の構
成変形は可能である。

〈発明の効果〉 以上のように本発明によれば、簡単な回路構成で、正負
非対称の入力信号にも対処して、より正確に周期的信号
の基本周波数および信号位相を検出できる、有用な検出
回路が提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図は
第１図の各部における信号波形図、第３図は本発明の他
の実施例を示す回路構成図、第４図は第３図の各部にお
ける信号波形図、第５図は特殊なピーク状態を有する入
力信号波形図、第６図は拡大して示す同モデル波形図、
第７図は同処理回路例を示すブロック図、第８図は第７
図の動作を説明するためのフローチャート、第９図はデ
ィジタルによる基本構成例を説明するだめの回路図、第
１０図は一般的な入力信号波形図、第１１図はピーク検
出を説明するためのモデル波形図、第１２図はアナログ
による基本構成例を説明するだめの回路図、第１３図は
第１２図の各部における信号波形図である。 １・３　・ピークホールド回路、２・４・５・・・コン
パレータ、６・・選択回路、７・・・自動利得調整回路
、８・・・正相アンプ、９・・・逆相アンプ、１０・・
・位相信号出力回路、１１・・・位相信号選別回路。 代理人　弁理士　福　士　愛　彦（他２名）第４　図 第５　図 第６図 第７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、周期的信号を入力として、該入力信号のピークホー
   ルド処理をした信号を得る手段と、前記入力信号とピー
   クホールド処理をした信号を比較する手段と、前記入力
   信号の正負の振幅の絶対値の大きい方に対応する、前記
   比較信号をもって出力信号とする手段と、を有してなる
   ことを特徴とする周期的信号の基本周波数および位相検
   出回路。 ２、前記入力の前段に自動利得調整回路を付加したこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項り記載の周期的信号
   の基本周波数および位相検出回路。 ３、前記出力信号のパルス時間間隔による信号選別手段
   を設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   周期的信号の基本周波数および位相検出回路。