JPS60237886A - Overload protective circuit of motor - Google Patents
Overload protective circuit of motorInfo
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- JPS60237886A JPS60237886A JP59090922A JP9092284A JPS60237886A JP S60237886 A JPS60237886 A JP S60237886A JP 59090922 A JP59090922 A JP 59090922A JP 9092284 A JP9092284 A JP 9092284A JP S60237886 A JPS60237886 A JP S60237886A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Protection Of Generators And Motors (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はインバーターによ)電動機の回転数を制御する
システムに係シ、特に電流検出抵抗を利用して過電流を
検知し、電動機の回転数を下げることによシ負荷を軽減
させるのに好適な回路に関する。[Detailed Description of the Invention] [Field of Application of the Invention] The present invention relates to a system for controlling the rotation speed of an electric motor (using an inverter), and in particular detects an overcurrent using a current detection resistor to control the rotation speed of the electric motor. The present invention relates to a circuit suitable for reducing the load by lowering the load.
従来例を第1図〜第3図によシ説明する。、。 A conventional example will be explained with reference to FIGS. 1 to 3. ,.
第1図に於いて、1〜6はパワートランジスター、7〜
12はダイオードで図示の如く接続されている。13は
パワートランジスター1〜6及びダイオード7〜12に
より構成されるパワーモジュール、141d i& m
、電動機でパワーモジュール出抵抗、vdは直流電源、
■は、電流検出抵抗15を流れる電流■mによシ生じる
電圧である。In Figure 1, 1 to 6 are power transistors, and 7 to 6 are power transistors.
12 is a diode connected as shown. 13 is a power module composed of power transistors 1 to 6 and diodes 7 to 12; 141d i&m;
, the power module output resistance in the electric motor, vd is the DC power supply,
(2) is a voltage generated by the current (2) m flowing through the current detection resistor 15.
第2図に於いて、上段は電流工dの波形、中段は電流工
rの波形、下段は電流Imの波形を示す。In FIG. 2, the upper row shows the waveform of the current d, the middle row shows the waveform of the current r, and the lower row shows the waveform of the current Im.
又11は上側パワートランジスターがチョッピングして
いる時の08時間、tはチョッパー周期である。Further, 11 is 08 hours when the upper power transistor is chopping, and t is the chopper period.
第3図に於いて、16は直流電動機14の回転数制御を
司さどる上で中枢部となるマイクロコンピュータ−(以
下マイコン16と呼ぶ)、17は第1図の電流検出抵抗
15に発生する電圧Vの大きさがある値を越えたことを
マイコン16へ知らせる働らきをするコンパレータであ
る。In FIG. 3, 16 is a microcomputer (hereinafter referred to as microcomputer 16) that is the central part in controlling the rotation speed of the DC motor 14, and 17 is a current generated in the current detection resistor 15 in FIG. This is a comparator that serves to notify the microcomputer 16 that the magnitude of the voltage V exceeds a certain value.
第1図に於いて、パワートランジスター1〜6は、それ
ぞれのベースに接続されたドライブ回路(図示せずンに
よシ、次のように交互に2ケずつのパワートランジスタ
ーがONする。In FIG. 1, power transistors 1 to 6 are connected to a drive circuit (not shown) connected to their respective bases, and two power transistors are turned on alternately as follows.
即ち、1と5→1と6→2と6→2と4→3と4→3と
5→1と5のように順次ONする組合せが替り、直流電
動機14に交番電流を供給する。That is, the combinations that are turned ON are changed in sequence, such as 1 and 5 → 1 and 6 → 2, 6 → 2, 4 → 3, 4 → 3, 5 → 1 and 5, and alternating current is supplied to the DC motor 14.
今ハワートランジスター1と5がONしている状態を考
えると、電流idは、A→パワートランジスター1→直
流電動機14→パワートランジスター5→電流検出抵抗
15→Bの順に流れる。Now considering the state in which Hower transistors 1 and 5 are ON, current id flows in the order of A -> power transistor 1 -> DC motor 14 -> power transistor 5 -> current detection resistor 15 -> B.
然るに、直流電動機14の回転数を変換するためには、
直流を動機14に印加する電圧を変える必要がある。こ
のだめの手段として前記したパワートランジスターのO
Nする組合せの切替わる周期よυも早い周期で上側のパ
ワートランジスターをON、OFFさせることにより直
流電動機14にかかる平均電圧を制御している。However, in order to convert the rotation speed of the DC motor 14,
It is necessary to change the voltage at which DC is applied to the motive 14. As a means to prevent this, the power transistor O
The average voltage applied to the DC motor 14 is controlled by turning on and off the upper power transistor at a cycle faster than the switching cycle of the N combinations.
従って前記した電流Jdの波形は、第2図の上段に示す
様な断続的な波形になる。Therefore, the waveform of the current Jd described above becomes an intermittent waveform as shown in the upper part of FIG.
次に第1図に於いてパワートランジスター1が0FF1
パワートランジスター5がONしている状態を考えると
、電流irは、直流電動機14→パワ一トランジスター
5→電流検出抵抗15→還流ダイオード10→直流電動
機14の順に流れる。Next, in Figure 1, power transistor 1 is set to 0FF1.
Considering the state in which the power transistor 5 is ON, the current ir flows in the order of the DC motor 14 → the power transistor 5 → the current detection resistor 15 → the freewheeling diode 10 → the DC motor 14.
この時の電流工rの波形は、第2図の中段に示す様な波
形になる。The waveform of the current r at this time is as shown in the middle part of FIG.
この様に電流検出抵抗15には、Idと工rが交互に流
れ、結局第2図下段に示す電流工mが流れる。In this way, Id and current r alternately flow through the current detection resistor 15, and eventually current flow m shown in the lower part of FIG. 2 flows.
この電流1mは直流電動機14に流れる電流と同一であ
シ、電流検出抵抗15によシ、直流電動機14に流れる
電流を正確に検出することができる。This current 1 m is the same as the current flowing through the DC motor 14, and the current flowing through the DC motor 14 can be accurately detected by the current detection resistor 15.
第1図の電流検出抵抗150両端には、電流Imに比例
した電圧■が発生する。A voltage (2) proportional to the current Im is generated across the current detection resistor 150 in FIG.
又第3図に於いて、前記電圧Vは、几、Cから成る積分
回路によシ平滑され、電流Imの平均値に比例した電圧
値となってコンパレータ17のマイナス側入力端子に入
力される。一方コンパレータ17のプラス側入力端子は
R2−R5によシある電位に固定されている。この結果
電流工mがある値を越えるとコンパレータ17の出力が
反転しくこの場合1(i→LO)この信号がマイコン1
6のOVL端子に入力されマイコン16のCI(Oil
子からでるチョッパー信号を変化させ直流電動機14の
回転数を下げる方向に動作する。Also, in FIG. 3, the voltage V is smoothed by an integrator circuit consisting of C and C, and is input to the negative input terminal of the comparator 17 as a voltage proportional to the average value of the current Im. . On the other hand, the positive input terminal of the comparator 17 is fixed at a certain potential by R2-R5. As a result, when the current m exceeds a certain value, the output of the comparator 17 is inverted, and in this case, 1 (i → LO), this signal is
6 is input to the OVL terminal of the microcomputer 16.
The chopper signal output from the motor is changed to lower the rotational speed of the DC motor 14.
1禍>1と箇飾ち猛*の嘴すでa パη−〉、・ンユエ
ミソターにつながるエミッタ一端子と、還流ダイオード
10,11.12の各アノードにつながるアノード端子
とをそれぞれ設ける必要があシ、これは、一般に市販さ
れているパワーモジュールが、前記した各エミッターと
各アノードとが内部で接続され端子が一個しか設けられ
ていないことを考えると、一般市販品が便えず、特注の
パワーモジュールを使わざるを得ないという不利な点が
あった。It is necessary to provide one emitter terminal connected to the emitter and an anode terminal connected to each anode of the freewheeling diodes 10, 11, and 12. This is because a commercially available power module has only one terminal, with each emitter and each anode connected internally. The disadvantage was that a power module had to be used.
本発明の目的は、一般市販のパワーモジュールを使用し
、且つ直流電動機14に流れる電流も実用上十分正確に
検出することにある。An object of the present invention is to use a commercially available power module and to detect the current flowing through the DC motor 14 with sufficient accuracy for practical use.
第2図に於いて、次の関係式が成立する。 In FIG. 2, the following relational expression holds true.
1mの平均値−(Idの平均値)・(t/it)即ち、
IdとIdが流れている時間の比率が分れば、Imを計
算することができる。Average value of 1m - (average value of Id)・(t/it), that is,
Im can be calculated if the ratio of Id and the time during which Id is flowing is known.
本発明は、この原理を簡単な回路構成で達成したもので
ある。The present invention achieves this principle with a simple circuit configuration.
以下、本発明の一実施例を第4図〜第7図によシ説明す
る。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 4 to 7.
第4図は、一般に市販されているパワーモジュールを使
用した時の回路を示したもので、101〜106はパワ
ートランジスター、107〜112はダイオードで図示
の如く接続されている。113はパワートランジスター
101〜106及びダイオード107〜112によ!l
l構成されるパワーモジュール、114は直流電動機で
パワーモジュール113に図示の如く接続されている。FIG. 4 shows a circuit when a commercially available power module is used, in which power transistors 101 to 106 and diodes 107 to 112 are connected as shown. 113 is by power transistors 101-106 and diodes 107-112! l
A power module 114 consisting of a DC motor is connected to the power module 113 as shown.
115は電流検出抵抗、■dは直流電源、■は電流検出
抵抗115を流れる■dによシ生じる電圧である。115 is a current detection resistor, ■d is a DC power supply, and ■ is a voltage generated by ■d flowing through the current detection resistor 115.
第5図は、本発明の中心をなすもので、116は直流電
動機114の回転数制御を司さどる上で中枢部となるマ
イクロコンピュータ−(以下マイコンと呼ぶ)、117
は第4図の電流検出抵抗115に発生する電圧Vの大き
さがおる値を越えたことをマイコン116へ知らせる働
らきをするコンパレータである。FIG. 5 shows the central part of the present invention; 116 is a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) which is the central part in controlling the rotational speed of the DC motor 114; 117;
is a comparator that serves to notify the microcomputer 116 that the magnitude of the voltage V generated across the current detection resistor 115 in FIG. 4 exceeds a certain value.
第6図は、第5図のV及びCHOに於ける電圧波形を示
す。FIG. 6 shows the voltage waveforms at V and CHO of FIG.
第7図は、縦軸に電圧Vの平均値(4av)、横軸にチ
ョッパー出力の平均値Nt+/1)aV)をとったとき
のグラフを示したものである。FIG. 7 shows a graph in which the vertical axis represents the average value of the voltage V (4av), and the horizontal axis represents the average value of the chopper output (Nt+/1)aV).
第4図に於いて、パワートランジスター101〜106
は、それぞれのベースに接続されたドライブ回路(図示
せず)によシ、次のように交互に2ケずつのパワートラ
ンジスターがONする。In FIG. 4, power transistors 101 to 106
In this case, two power transistors are turned on alternately as follows by a drive circuit (not shown) connected to each base.
即ち、101と105→101と106→102と10
6→102と104→103と104→103と105
→101と105のように1―次ONする組合せが替9
、直流電動機114に交番電流を供給する。That is, 101 and 105 → 101 and 106 → 102 and 10
6 → 102 and 104 → 103 and 104 → 103 and 105
→The combination of 1st-order ON like 101 and 105 is 9
, supplies alternating current to the DC motor 114.
今パワートランジスター101と105がONしている
状態を考えると、電流■dは、A→パワートランジスタ
ー101→直流電動機114→パワートランジスター1
05→電流検出抵抗115→BL:D順に流れる。この
時電流検出抵抗115には電流Idが流れる。Considering the state where power transistors 101 and 105 are now ON, the current ■d is A → power transistor 101 → DC motor 114 → power transistor 1
The current flows in the order of 05→current detection resistor 115→BL:D. At this time, a current Id flows through the current detection resistor 115.
然るに、直流電動機114の回転数を変換するためには
、直流電動機114に印加する電圧を変える必要がある
。このための手段として前記したパワートランジスター
のONする組合せの切替わる周期よシも早い周期で上側
のパワートランジスターをON、OFFさせることによ
シ直流電動機114にかかる平均電圧を制御している。However, in order to convert the rotation speed of the DC motor 114, it is necessary to change the voltage applied to the DC motor 114. As a means for this purpose, the average voltage applied to the DC motor 114 is controlled by turning the upper power transistor ON and OFF at a cycle faster than the switching cycle of the ON combination of the power transistors described above.
次に第4図に於いてパワートランジスター1゛01がO
F’F、パワートランジスター105がONしている状
態を考えると、電流工rは、直流電動機114→パワ一
トランジスター105→還流ダイオード110→直流電
動機114の順に流れる。Next, in Fig. 4, power transistor 1゛01 is
Considering the state in which F'F and power transistor 105 are ON, current r flows in the order of DC motor 114 -> power transistor 105 -> free wheel diode 110 -> DC motor 114.
この時電流検出抵抗115には電流工rは流れない。At this time, no current r flows through the current detection resistor 115.
この様にこの回路方式では、電流検出抵抗115には電
流IdLか流れず、直流電動機114に流れる電流工m
を電流検出抵抗によシ直接検出することはできない。In this way, in this circuit system, the current IdL does not flow through the current detection resistor 115, but the current m flows through the DC motor 114.
The current cannot be detected directly by the sensing resistor.
そこで、本発明では第2図に於いて
Imの平均値= (IdO平均値) ・(t/lt )
・・・・・・ 1
なる関係が成立することに着目し、第5図によシ実現し
たものである。Therefore, in the present invention, in FIG. 2, the average value of Im = (average IdO value) · (t/lt)
...1 We focused on the fact that the following relationship holds true, and realized this as shown in Fig. 5.
第5図に於いて、Vは電流工dによシミ流検出抵抗11
5に生じる電圧で第6図に示す如く電流1dと相似゛の
波形をしている。R101とC101は電圧Vの平均値
(vav )をめるだめの積分回路でその出力はコンパ
レータ117のマイナス側入力端子に入っている。In FIG. 5, V is the stain current detection resistor 11 due to the current
The voltage generated at the current 1d has a waveform similar to that of the current 1d, as shown in FIG. R101 and C101 are integral circuits for determining the average value (vav) of the voltage V, and the output thereof is input to the negative input terminal of the comparator 117.
一方、マイコン116のCHO端子からは、第6図に示
す様な波高値■ddX)(iの時間t11周期tなるチ
ョッパー信号が出力され、このチョッパー信号によシ上
側のパワートランジスターがON、OFFしている。従
って電圧Vに於ける08時間(tl )と周期(tlと
の比(11/1ンは、チョッパー信号に於ける11/1
と同一でおる。第5図に於けるR102とClO2はチ
ョッパー信号の平均値Ntl/1)aV)をめるための
積分回路でその出力はR103を介してコンパレータ1
17のプラス側入力端子に入っている。On the other hand, from the CHO terminal of the microcomputer 116, a chopper signal with a peak value ■ddX)(time t11 period t of i as shown in FIG. Therefore, the ratio (11/1) of time (tl) and period (tl) at voltage V is 11/1 in the chopper signal.
It is the same as R102 and ClO2 in Fig. 5 are an integrating circuit for calculating the average value Ntl/1)aV) of the chopper signal, and its output is sent to the comparator 1 via R103.
It is included in the positive input terminal of 17.
従ってこの入力電圧値はチョッパー信号のt’s/tに
比例している。尚PvRはコンパレータ117への入力
電圧値を調節するための半固定抵抗、R104はプルア
ップ抵抗である。Therefore, this input voltage value is proportional to t's/t of the chopper signal. Note that PvR is a semi-fixed resistor for adjusting the input voltage value to the comparator 117, and R104 is a pull-up resistor.
この回路構成によればコンパレータ117の出力が反転
する侍医の関係が成立する。According to this circuit configuration, a samurai relationship is established in which the output of the comparator 117 is inverted.
vav=a −(tl/1)av …−= 2但し a
は比例定数
第7図は2式をグラフに表したものである。vav=a −(tl/1)av …−= 2 However, a
is a constant of proportionality. Figure 7 is a graphical representation of the two equations.
2式を変形すると
a=l:dav・(t/11)av −−−−−・ 3
又
v7tvα工dの平均値 ・・・・・・ 4(t/1l
)av”(t/11) +・++++ s1式、3式、
4式、5式よシ
aCxImの平均値 ・・・・・・ 6即ち本回路構成
によシ間接的に1mの平均値をめることができる。Transforming equation 2, a=l:dav・(t/11)av -----・3
Also, the average value of v7tvαd... 4(t/1l
)av”(t/11) +・++++ s1 formula, 3 formula,
According to equations 4 and 5, the average value of aCxIm... 6 That is, the average value of 1 m can be calculated indirectly by this circuit configuration.
本発明によれば、パワーモジュールに従来例の様な還流
電流を検出するだめの特別な端子を設けることなく、パ
ワーモジュールに接続された電動機に流れる電流を検出
することができるので一般に市販されているパワーモジ
ュールを使用できるという効果がある。According to the present invention, the current flowing through the electric motor connected to the power module can be detected without providing a special terminal for detecting the return current in the power module as in the conventional example. This has the effect of allowing the use of existing power modules.
第1図は従来例に於けるパワーモジュール周囲の回路図
、第2図は第1図に於ける各部の電流波形、第3図は従
来例に於けるマイコン周辺の過負荷保護回路図、第4図
は本発明の実施例に於けるパワーモジュール周囲の回路
図、第5図は本発明の実施例に於けるマイコン周辺の過
負荷保護回路図、第6図は第5図に於ける各部の電圧波
形、第7図はコンパレータ117の出力が反転する時の
プラス、マイナス各端子への入力電圧値の関係をグラフ
に表したものでおる。
101・・・パワートランジスター、107・・・還流
ダイオード、113・・・パワーモジュール、114・
・・直流電動機、116・・・マイコン、117・・・
コン′$1の
I嗜ν
T=、30
$4図
u5 tt3Figure 1 is a circuit diagram around the power module in a conventional example, Figure 2 is a current waveform of each part in Figure 1, Figure 3 is an overload protection circuit diagram around a microcomputer in a conventional example, Figure 4 is a circuit diagram around the power module in an embodiment of the present invention, Figure 5 is an overload protection circuit diagram around a microcontroller in an embodiment of the present invention, and Figure 6 is a diagram of each part in Figure 5. FIG. 7 is a graph showing the relationship between the input voltage values to the plus and minus terminals when the output of the comparator 117 is inverted. 101... Power transistor, 107... Freewheeling diode, 113... Power module, 114...
...DC motor, 116...Microcomputer, 117...
Con'$1's I preference ν T=, 30 $4 figure u5 tt3
Claims (1)
ワートランジスター各々のコレメタ−エミッタ間に電流
の順方向が逆向きとなるように接続されたダイオードと
から成る回路を一組とし、これを二又は三組並列接続し
て成るトランジスター回路と、直列に接続された二個の
該パワートランジスターの中間点に接続された電動機と
、該パワートランジスターのベースに接続され該パワー
トランジスターをスイッチング動作させるドライブ回路
と、該トランジスター回路を通して該電動機に電力を供
給する直流電源と、該直流電源と該トランジスター回路
の間に挿入された電流検出抵抗と、該ドライブ回路を制
御するためのチョッパー信号を出力する出力端子及び過
負荷運転状態を入力する入力端子を備え過負荷運転状態
の信号が1 千1七躬 7−L叡μ肝−1坐小量虻?蕨
bムτI、γ7 ド へ1グ他抗の両端電圧の平均値及
び該チョッパー信号の平均値の大小を比較する比較回路
とを備え、該比較回路の出力を該マイクロコンピュータ
−の過負荷運転状態を入力する入力端子に接続して成る
電動機の過負荷保護回路。A circuit consisting of two power transistors connected in series and a diode connected between the core and emitter of each of the power transistors so that the forward direction of current flows is opposite to each other. A transistor circuit consisting of three sets connected in parallel, a motor connected to the intermediate point of the two power transistors connected in series, and a drive circuit connected to the base of the power transistor for switching the power transistor. , a DC power source that supplies power to the motor through the transistor circuit, a current detection resistor inserted between the DC power source and the transistor circuit, an output terminal that outputs a chopper signal for controlling the drive circuit; Equipped with an input terminal for inputting the overload operating state, the overload operating state signal is 1,170. It is equipped with a comparator circuit that compares the average value of the voltage across the resistor and the average value of the chopper signal, and the output of the comparator circuit is used to control the overload operation of the microcomputer. A motor overload protection circuit that is connected to an input terminal that inputs the status.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59090922A JPS60237886A (en) | 1984-05-09 | 1984-05-09 | Overload protective circuit of motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59090922A JPS60237886A (en) | 1984-05-09 | 1984-05-09 | Overload protective circuit of motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60237886A true JPS60237886A (en) | 1985-11-26 |
Family
ID=14011916
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59090922A Pending JPS60237886A (en) | 1984-05-09 | 1984-05-09 | Overload protective circuit of motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60237886A (en) |
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-
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- 1984-05-09 JP JP59090922A patent/JPS60237886A/en active Pending
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