JPS60218026A - Ｓ／ｄ変換方式 - Google Patents
Ｓ／ｄ変換方式Info
- Publication number
- JPS60218026A JPS60218026A JP59075536A JP7553684A JPS60218026A JP S60218026 A JPS60218026 A JP S60218026A JP 59075536 A JP59075536 A JP 59075536A JP 7553684 A JP7553684 A JP 7553684A JP S60218026 A JPS60218026 A JP S60218026A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- counter
- value
- conversion
- component
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａｌ 発明の技術分野
本発明はＳ／Ｄ変換回路に係り、特にレーダー指示器等
におけるアナログ回転負度信号をディジタル角度信号に
変換し、レーダーアンテナの回転角度を知るときのディ
ジタル角度変換方式の改良に関する。
におけるアナログ回転負度信号をディジタル角度信号に
変換し、レーダーアンテナの回転角度を知るときのディ
ジタル角度変換方式の改良に関する。
（ｂ） 従来技術と問題点
従来のＳ／Ｄ変換回路は入力される角度信号の絶対値を
検知することなく Ｓ／Ｄ変換を実施するので、アナロ
グ回転角度信号の最大振幅の変動により、変換されたデ
ィジタル角度データに誤差が生じる。
検知することなく Ｓ／Ｄ変換を実施するので、アナロ
グ回転角度信号の最大振幅の変動により、変換されたデ
ィジタル角度データに誤差が生じる。
第１図は従来のＳ／Ｄ変換回路の一例の概略構成を示す
ブロック図である。同図に示す従来のＳ／Ｄ変換回路は
アンテナ１の回転に同期してＣＲＴｚ上のスイープを回
転させるために、シンクロ発振器ＣＸからのアナログ角
度信号をＳ／Ｄ変換器４でディジタル角度データに変換
し、さらにディジタル角度７ｓｉｎ、ｃｏｓ変換器５に
よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、このｓｉｎ信号
とｃｏｓ信号をアンプ６で増幅して偏向コイル７に印加
し、ＣＲＴ２上のスイープを回転させる。
ブロック図である。同図に示す従来のＳ／Ｄ変換回路は
アンテナ１の回転に同期してＣＲＴｚ上のスイープを回
転させるために、シンクロ発振器ＣＸからのアナログ角
度信号をＳ／Ｄ変換器４でディジタル角度データに変換
し、さらにディジタル角度７ｓｉｎ、ｃｏｓ変換器５に
よりｓｉｎ信号とｃｏｓ信号を発生し、このｓｉｎ信号
とｃｏｓ信号をアンプ６で増幅して偏向コイル７に印加
し、ＣＲＴ２上のスイープを回転させる。
このような装置において、図示したようにＳ／Ｄ変換回
路４に他の負荷（例えばレピータ装置）８を並列に接続
し、これにも角度信号を供給するようにすると角度信号
電圧が低下し、従ってＳ／Ｄ変換器４からは誤差を有す
るディジタル角度データを出力することになる。そのた
め設計者は角度信号搬送系の設計に当たっては、角度信
号電圧即ち角度信号が供給される負荷数を常に考慮しな
ければならなかった。
路４に他の負荷（例えばレピータ装置）８を並列に接続
し、これにも角度信号を供給するようにすると角度信号
電圧が低下し、従ってＳ／Ｄ変換器４からは誤差を有す
るディジタル角度データを出力することになる。そのた
め設計者は角度信号搬送系の設計に当たっては、角度信
号電圧即ち角度信号が供給される負荷数を常に考慮しな
ければならなかった。
（Ｃ１発明の目的
本発明の目的はたとえ入力されるアナログ回転角度信号
電圧が変動しても、変換されたディジタル角度データに
誤差が生じることがなく、しかも実施に際し使用するＳ
／Ｄ変換回路の構成が容品なＳ／Ｄ変換方式を提供する
ことにある。
電圧が変動しても、変換されたディジタル角度データに
誤差が生じることがなく、しかも実施に際し使用するＳ
／Ｄ変換回路の構成が容品なＳ／Ｄ変換方式を提供する
ことにある。
ｌｄｌ 発明の構成
本発明の特徴は、入力された角度信号の絶対値の大きさ
を略一定に補正してＳ／Ｄ変換を行うことにより、正確
なディジタル変換角度を得ることが出来るようにしたこ
とにある。
を略一定に補正してＳ／Ｄ変換を行うことにより、正確
なディジタル変換角度を得ることが出来るようにしたこ
とにある。
（ｅｌ 発明の実施例
以下本発明の一実施例を説明するに先立ち、本発明の詳
細な説明する。
細な説明する。
第２図は本発明に係るＳ／Ｄ変換方式を実施するために
使用したＳ／Ｄ変換回路の構成を示すブロック図である
。
使用したＳ／Ｄ変換回路の構成を示すブロック図である
。
Ｓ／Ｄ変換を行うために必要な信号は同図に示す６０１
であって、この信号は次の形である必要がある。
であって、この信号は次の形である必要がある。
ｅ、ｏ＋ ＝ Ｋ ｓｉｎωｔ ５ｉｎ（θ−ψ）・・
・■ここで ω＝搬送角周波数 θ＝入力角度情報 ψ＝比較角度 ■式中比較角度ψは、Ｕ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウ
ンタの内容そのままであり、従ってψはＵ ｐ／ Ｄ
ｏ ｗｎカウンタで制御される量である。
・■ここで ω＝搬送角周波数 θ＝入力角度情報 ψ＝比較角度 ■式中比較角度ψは、Ｕ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウ
ンタの内容そのままであり、従ってψはＵ ｐ／ Ｄ
ｏ ｗｎカウンタで制御される量である。
■式から明らかな如く、θ＝ψのときｅｏ＋＝０となる
。従って８０１＝ｏとなったときのＵｐ／Ｄｏｗｎカウ
ンタの内容ψが、ディジタル化されたθにほかならない
。
。従って８０１＝ｏとなったときのＵｐ／Ｄｏｗｎカウ
ンタの内容ψが、ディジタル化されたθにほかならない
。
また■式で判るように振幅の変動が直接ｅｏ＋に、従っ
てディジタル変換量に影響する。このため何らかの方法
で振幅を一定とする必要がある。
てディジタル変換量に影響する。このため何らかの方法
で振幅を一定とする必要がある。
そこで本発明では搬送波の絶対値ベクトル、即ち最大値
を検出し、この大きさに基づいて信号系の増幅度を制御
し、搬送波の最大振幅の絶対値を一定になるよう補正す
るようにしている。
を検出し、この大きさに基づいて信号系の増幅度を制御
し、搬送波の最大振幅の絶対値を一定になるよう補正す
るようにしている。
この一連の操作のために必要な信号はｅｏｓであり、そ
の形は次のようになっている必要がある。
の形は次のようになっている必要がある。
ｅｏ３＝ Ｋ ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ−ψ） …■■式
から明らかなようにψ＝θのときＣ６３はｅｏｚ＝Ｋ
ｓｉｎωｔ となる。従ってこψ＝θのときの搬送波の大きさを検知
し、これを例えば基準値と一敗するよう補正することに
より、前記搬送波の最大振幅を補正することが出来る。
から明らかなようにψ＝θのときＣ６３はｅｏｚ＝Ｋ
ｓｉｎωｔ となる。従ってこψ＝θのときの搬送波の大きさを検知
し、これを例えば基準値と一敗するよう補正することに
より、前記搬送波の最大振幅を補正することが出来る。
以上の動作を繰り返し、搬送波の振幅が補正された状態
においてψ＝θとなるようカウンタを制御する。このと
きのψが正しいディジタル化されたアナログ回転角度と
なる。
においてψ＝θとなるようカウンタを制御する。このと
きのψが正しいディジタル化されたアナログ回転角度と
なる。
以下本実施例の動作を第２図を参照しながら説明する。
入力するアナログ角度信号（シンクロ角度信号）ｅ６ｕ
ｎ＋ は位相がそれぞれ２π／ ３ （ｒａｄ）異なっ
た３つの信号であり、次の０式の形でスコツトトランス
Ｔへ入力する。
ｎ＋ は位相がそれぞれ２π／ ３ （ｒａｄ）異なっ
た３つの信号であり、次の０式の形でスコツトトランス
Ｔへ入力する。
ｅ １２−ｔｌ ４ ＥＩＩｓｉｎωｔ ｓｉｎ θｅ
ｍｌ−ｓｆｆｉ ＝Ｅｍ ｓｉｎ ａｒｔ ５ｉｎ（θ
−２ｇ／３）ｅ ｇｚ−ｓｉ ＝ Ｅ＋＊’ｓｉｎ ω
ｉ ｓｉｎ θ−４π／３）・・・■ ここで搬送角周波数ωは通常６０Ｈｚまたは４００Ｈｚ
である。
ｍｌ−ｓｆｆｉ ＝Ｅｍ ｓｉｎ ａｒｔ ５ｉｎ（θ
−２ｇ／３）ｅ ｇｚ−ｓｉ ＝ Ｅ＋＊’ｓｉｎ ω
ｉ ｓｉｎ θ−４π／３）・・・■ ここで搬送角周波数ωは通常６０Ｈｚまたは４００Ｈｚ
である。
スコツトトランスＴは上記３つの入力信号を受けて次の
２つの信号を出力する。
２つの信号を出力する。
ｅ ｓｒ ＝ Ｋ ｉｉｎωｔ ｓｉｎ θ ・・・■
ｅ ｃ＋ ＝ Ｋ ＋ｓｉｎωｔ ｃｏｓ θ ・・・
■このようにスコツトトランスＴは角度θに対応するア
ナログ角度信号をｓｉｎθ信号とｃｏｓθ信号とに分解
する。
ｅ ｃ＋ ＝ Ｋ ＋ｓｉｎωｔ ｃｏｓ θ ・・・
■このようにスコツトトランスＴは角度θに対応するア
ナログ角度信号をｓｉｎθ信号とｃｏｓθ信号とに分解
する。
いまアンプＡ、、Ａ、の増幅度ＫＡＩＩ Ｋ、がＫａｒ
＝Ｋａｚ＝Ｋａ とすると、第１〜第４のディジタル−アナログ変換器（
以下これらをＤ／Ａ＋、Ｄ／Ａｔ、Ｄ／Ａｓ、及びＤ／
Ａ４と記す）へそれぞれ入力する信号ｅ。
＝Ｋａｚ＝Ｋａ とすると、第１〜第４のディジタル−アナログ変換器（
以下これらをＤ／Ａ＋、Ｄ／Ａｔ、Ｄ／Ａｓ、及びＤ／
Ａ４と記す）へそれぞれ入力する信号ｅ。
及びｅ’ｅｚは次式のようになる。
８１２＝ＫＡ ｅｓ＋＝ＫＡＫｌｓｉｎωｔ ｓｉｎ
θ ■ｅＣ２＝ＫＡｅｃＩ＝ＫＡＫ＋ｓｉｎωｔ ｃｏ
ｓ θ ■一方ＤりＡＩ＋Ｄ／Ａ３及びＤ ／ Ａ ｔ
、 Ｄ ／ Ａ ａへそれぞれ入力するディジタル信
号ｅｔ、Ｉ＋ ｅｔｚはｅｔＩ“ｃｏｓψ ・・・■ ｅｔｇ＝ ｓｉｎψ ・・・■ である。■式、■式中のψは後述するようにｕｐ／ ［
） ｏ ｗ ｎカウンタ１１の現在値であって、最終的
には入力されたアナログ回転角度θのディジタル変換角
度データとなるものである。
θ ■ｅＣ２＝ＫＡｅｃＩ＝ＫＡＫ＋ｓｉｎωｔ ｃｏ
ｓ θ ■一方ＤりＡＩ＋Ｄ／Ａ３及びＤ ／ Ａ ｔ
、 Ｄ ／ Ａ ａへそれぞれ入力するディジタル信
号ｅｔ、Ｉ＋ ｅｔｚはｅｔＩ“ｃｏｓψ ・・・■ ｅｔｇ＝ ｓｉｎψ ・・・■ である。■式、■式中のψは後述するようにｕｐ／ ［
） ｏ ｗ ｎカウンタ１１の現在値であって、最終的
には入力されたアナログ回転角度θのディジタル変換角
度データとなるものである。
更に、各Ｄ ／ Ａ Ｉ〜Ｄ／Ａ４からはそれぞれ、ｅ
ｏ２と”ＬＩ＋ ｅ＠２とｅ ｔ２＋ ｅ Ｃ２とｅ
ｔｌ＋ ｅ Ｃ２とｅｔ□の乗算結果ｅ ＠３＋ ｅ
Ｃ３＋ ｅ ｓ４． ｅ ｃ４が出力され、次の如くな
る。
ｏ２と”ＬＩ＋ ｅ＠２とｅ ｔ２＋ ｅ Ｃ２とｅ
ｔｌ＋ ｅ Ｃ２とｅｔ□の乗算結果ｅ ＠３＋ ｅ
Ｃ３＋ ｅ ｓ４． ｅ ｃ４が出力され、次の如くな
る。
ｅｓ３＝ＫＯ／Ａ ＫＡＫ＋ｓｉｎωｔ ｓｉｎθＣｏ
）ｌψ壽−φ［相］８ ｃａ ＝ Ｋ ａ／Ａ Ｋ ｓ
Ｋ １ｓｉｎ ω ｔ ｃｏｓ θ ｓｉｎ ψ Ｑ
９・ ■ｅｍａ＝Ｋｏ／Ａ ＫＡ Ｋ１５ｉｎωｔ ｓ
ｉｎ θ ｓｉｎψ・・・＠ｅｃａ＝Ｋｔｒ／ｈ ＫＡ
ＫＩｓ５ｎωｔ ｃｏｓ θ ｃｏｓψ…Ｏ更にこれら
の乗算結果は減算回路１２及び加算回路１３に加えられ
、ｅｏ３からｅｏ３を減算してＣ６１が、またＥ３ｓ４
とｅｃ４とを加算しｅｏ、がまる。即ち、ｅ ｎ＋ ＝
ｌ ｓ３ ｅ Ｃ３ ” Ｋ Ｄ／Ａ Ｋ ＡＫ ＋ｓｉｎωｔ ｓｉｎ θ
ｃｏｓψ−ＫＤ／Ａ ＫＡ Ｋ＋ｓｉｎωｔ ｃｏｓ
θｓｉｎψ＝Ｋｎ／ａ Ｋａ Ｋ＋ｓｉｎωｔ （ｓｉ
ｎθｃｏｓψ−ｃｏｓ θｓｉｎψ） ＝ＫＩｌ／Ａ Ｋａ Ｋ＋ｓｉｎωｔ ５ｉｎ（θ −
ψ）９９．■ｅ０３””６＠４＋ｅＣ４ ＝Ｋｏｙａ ＫＡＫ＋ｓｊｎωｔ ｓｉｎ θｓｉｎψ
十に＋１／Ａ Ｋａ Ｋ１５ｉｎωｔ ｃｏｓ θｃｏ
ｓψ”’ＫＤ／Ａ ＫＡ Ｋ＋ｓｉｎωｔ （ｓｉｎθ
ｓｉｎψ−ｃｏ’ｓθｃｏｓψ） ＝ ＫＤ／Ａ Ｋａ ’に＋ｓｉｎωｔ ｃｏｓ（θ−
ψ） ・＠となる。
）ｌψ壽−φ［相］８ ｃａ ＝ Ｋ ａ／Ａ Ｋ ｓ
Ｋ １ｓｉｎ ω ｔ ｃｏｓ θ ｓｉｎ ψ Ｑ
９・ ■ｅｍａ＝Ｋｏ／Ａ ＫＡ Ｋ１５ｉｎωｔ ｓ
ｉｎ θ ｓｉｎψ・・・＠ｅｃａ＝Ｋｔｒ／ｈ ＫＡ
ＫＩｓ５ｎωｔ ｃｏｓ θ ｃｏｓψ…Ｏ更にこれら
の乗算結果は減算回路１２及び加算回路１３に加えられ
、ｅｏ３からｅｏ３を減算してＣ６１が、またＥ３ｓ４
とｅｃ４とを加算しｅｏ、がまる。即ち、ｅ ｎ＋ ＝
ｌ ｓ３ ｅ Ｃ３ ” Ｋ Ｄ／Ａ Ｋ ＡＫ ＋ｓｉｎωｔ ｓｉｎ θ
ｃｏｓψ−ＫＤ／Ａ ＫＡ Ｋ＋ｓｉｎωｔ ｃｏｓ
θｓｉｎψ＝Ｋｎ／ａ Ｋａ Ｋ＋ｓｉｎωｔ （ｓｉ
ｎθｃｏｓψ−ｃｏｓ θｓｉｎψ） ＝ＫＩｌ／Ａ Ｋａ Ｋ＋ｓｉｎωｔ ５ｉｎ（θ −
ψ）９９．■ｅ０３””６＠４＋ｅＣ４ ＝Ｋｏｙａ ＫＡＫ＋ｓｊｎωｔ ｓｉｎ θｓｉｎψ
十に＋１／Ａ Ｋａ Ｋ１５ｉｎωｔ ｃｏｓ θｃｏ
ｓψ”’ＫＤ／Ａ ＫＡ Ｋ＋ｓｉｎωｔ （ｓｉｎθ
ｓｉｎψ−ｃｏ’ｓθｃｏｓψ） ＝ ＫＤ／Ａ Ｋａ ’に＋ｓｉｎωｔ ｃｏｓ（θ−
ψ） ・＠となる。
上記０式及び０式はそれぞれ前述の０式及び０式の形に
一致する。このようにして入力されたアナログ角度信号
を所望の成分構成を有する信号形に変換することが出来
た。
一致する。このようにして入力されたアナログ角度信号
を所望の成分構成を有する信号形に変換することが出来
た。
このように変換されたｅｊｌ＋ ８６３はそれぞれアン
プＡ１．Ａｔに入力される。アンプＡ３及びアンプＡ４
の利得をそれぞれに□、に、、とすると、これらの出力
ｅＯｉ＋ ８０４は次式で表される。
プＡ１．Ａｔに入力される。アンプＡ３及びアンプＡ４
の利得をそれぞれに□、に、、とすると、これらの出力
ｅＯｉ＋ ８０４は次式で表される。
ｅ ｏｚ＝ Ｋｌｌ ＫＤ／Ａ ＫＡ Ｋ １ｓｉｎω
ｔ ５ｉｎ（θ−ψ）［相］ｅ ０４ ＝ Ｋ ８１
Ｋ Ｄ／Ａ Ｋ ＡＫ ＋Ｓｉｎωｔ ｃｏｓ（θ−ψ
）０次に、上記ｅ。ｔは３値検出回路１４に入力され、
基準位相に対してｅ。２の５ｉｎ（θ−ψ）成分が正相
のとき即ちθ〉ψが検出されたときはＵｐ、逆相のとき
即ちθ〈ψが検出されたときはＤｏｗｎを出力する。
ｔ ５ｉｎ（θ−ψ）［相］ｅ ０４ ＝ Ｋ ８１
Ｋ Ｄ／Ａ Ｋ ＡＫ ＋Ｓｉｎωｔ ｃｏｓ（θ−ψ
）０次に、上記ｅ。ｔは３値検出回路１４に入力され、
基準位相に対してｅ。２の５ｉｎ（θ−ψ）成分が正相
のとき即ちθ〉ψが検出されたときはＵｐ、逆相のとき
即ちθ〈ψが検出されたときはＤｏｗｎを出力する。
Ｕ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウンタ１１は上記信号に
従ってその内容即ち比較角度ψを増減する。このように
制御された比較角度ψはｃｏｓ変換ＲＯＭ１６．及びｓ
ｉｎ変換ＲＯＭ１７に入力され、それぞれｃｏｓψ（−
ｅｔＩ）及びｓｉｎψｅ＝ ｅ ｔ−）に変換されてＤ
／ Ａ ＋ 。
従ってその内容即ち比較角度ψを増減する。このように
制御された比較角度ψはｃｏｓ変換ＲＯＭ１６．及びｓ
ｉｎ変換ＲＯＭ１７に入力され、それぞれｃｏｓψ（−
ｅｔＩ）及びｓｉｎψｅ＝ ｅ ｔ−）に変換されてＤ
／ Ａ ＋ 。
Ｄ／Ａ、及びＤ ／ Ａ ｚ、 Ｄ ／ Ａ ａに送ら
れ、上記動作を繰り返してｅ。ｔ”０即ちθ＝ψになる
よう制御する。
れ、上記動作を繰り返してｅ。ｔ”０即ちθ＝ψになる
よう制御する。
このようにしてＵ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウンタ１
１を制御し、ｅａｔ”’ｏのとき３値検出回路１４より
ストップ信号を出力してＵ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカ
ウンタ１１をストップさせることにより、Ｕ ｐ ／
Ｄ ｏ ｗ ｎカウンタ１１の内容である比較角度ψは
、ψ＝θとなる。
１を制御し、ｅａｔ”’ｏのとき３値検出回路１４より
ストップ信号を出力してＵ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカ
ウンタ１１をストップさせることにより、Ｕ ｐ ／
Ｄ ｏ ｗ ｎカウンタ１１の内容である比較角度ψは
、ψ＝θとなる。
上述の如くθ−ψとなったとき、ｃｏｓ （θ−ψ）−
〇となるので、０式より６０４は、ｅ０４＝＝ＫＩＩＩ
ＫＤ／Ａ Ｋｌ ｓｉｎ ωｔ −＠となり、ピーク検
出回路１５は［相］式の最大値ｅｏ４（ｍａに）即ち、 ｅｏｎ（ｍａｘ） ＝に、Ｋｏ／ｈ ＫＡ Ｋｌ −＠
を検出する。
〇となるので、０式より６０４は、ｅ０４＝＝ＫＩＩＩ
ＫＤ／Ａ Ｋｌ ｓｉｎ ωｔ −＠となり、ピーク検
出回路１５は［相］式の最大値ｅｏ４（ｍａに）即ち、 ｅｏｎ（ｍａｘ） ＝に、Ｋｏ／ｈ ＫＡ Ｋｌ −＠
を検出する。
この値は誤差発生回路１８により基準電圧と比較される
。誤差検出回路】８は両者を比較し、両者の差に相当す
る信号をアンプＡ１及びＡ２に送出して、その増幅度を
制御する。
。誤差検出回路】８は両者を比較し、両者の差に相当す
る信号をアンプＡ１及びＡ２に送出して、その増幅度を
制御する。
このときｅ ０４ （ｗａｘ） ≠基準電圧のときは、
振幅が正規の値から変動しているので、ｅｅ＝基準電圧
−ｅｏｓ（＋１ａχ）がアンプＡ＋及びＡｔに出力され
、これに応じて増幅度に、が変化し、振幅が補正される
。この動作を繰り返してｅｏａ（ｍａに）＝基準電圧と
なれば、アナログ回転角度信号は正しい振幅に補正され
たこととなり、誤差検出回路１８からは補正信号は出力
されず、［相］式中のに１の補正は停止する。
振幅が正規の値から変動しているので、ｅｅ＝基準電圧
−ｅｏｓ（＋１ａχ）がアンプＡ＋及びＡｔに出力され
、これに応じて増幅度に、が変化し、振幅が補正される
。この動作を繰り返してｅｏａ（ｍａに）＝基準電圧と
なれば、アナログ回転角度信号は正しい振幅に補正され
たこととなり、誤差検出回路１８からは補正信号は出力
されず、［相］式中のに１の補正は停止する。
上記動作により［相］式中のａ（１２が変化するので、
再び前述のψの制御動作が繰り返され、ｅｏｔが０にな
るように（Ｊｐ／Ｄｏｗｎカウンタ１１が動作し、前記
のディジタル角度データψが修正される。
再び前述のψの制御動作が繰り返され、ｅｏｔが０にな
るように（Ｊｐ／Ｄｏｗｎカウンタ１１が動作し、前記
のディジタル角度データψが修正される。
このようにして得られたψを知ることにより、アナログ
回転角度信号θがディジタル変換されたディジタル角度
データを得ることが出来る。
回転角度信号θがディジタル変換されたディジタル角度
データを得ることが出来る。
以上の如く本実施例ではたとえアナログ角度信号の振幅
が変動しても上述の如く補正され、一定振幅とされたア
ナログ角度信号から正しいディジタル角度データψが得
られる。
が変動しても上述の如く補正され、一定振幅とされたア
ナログ角度信号から正しいディジタル角度データψが得
られる。
なお上記一実施例ではＤ／Ａを用いて乗算器を構成し、
またＵ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウンタの制御を３値
検出回路を用いて構成した例を説明したが、本発明を実
施するためのＳ／Ｄ変換回路の構成はこれに限定される
ものではなく、種々変形し得るものである。
またＵ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウンタの制御を３値
検出回路を用いて構成した例を説明したが、本発明を実
施するためのＳ／Ｄ変換回路の構成はこれに限定される
ものではなく、種々変形し得るものである。
（ｆｌ 発明の詳細
な説明した如く本発明によれば、常に入力されるアナロ
グ回転角度信号電圧の振幅の最大値を検知しなからＳ／
Ｄ変換を行うことにより、たとえアナログ回転角度信号
電圧が変動しても、変換されたディジタル角度データに
誤差が生じることがない。
グ回転角度信号電圧の振幅の最大値を検知しなからＳ／
Ｄ変換を行うことにより、たとえアナログ回転角度信号
電圧が変動しても、変換されたディジタル角度データに
誤差が生じることがない。
第１図は通常のＳ／Ｄ変換方式を説明するための要部ブ
ロック図、第２図は本発明の一実施例に使用したＳ／Ｄ
変換回路を示す要部ブロック図である。 図において、１１はＵ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウン
タ、１２は減算器、１３は加算器、１４は３値検出回路
、１５はピーク検出回路、１６はｃｏｓ変換ＲＯＭ、１
７はｓｉｎ変換ＲＯＭ、、１８は誤差発生回路、Ｔはス
コツトトランス、Ａ１−Ａ４はアンプ、Ｄ ／ Ａ ｌ
〜Ｄ ／ Ａ ４はディジタル−アナログ変換器を示
す。 第１図
ロック図、第２図は本発明の一実施例に使用したＳ／Ｄ
変換回路を示す要部ブロック図である。 図において、１１はＵ ｐ ／ Ｄ ｏ ｗ ｎカウン
タ、１２は減算器、１３は加算器、１４は３値検出回路
、１５はピーク検出回路、１６はｃｏｓ変換ＲＯＭ、１
７はｓｉｎ変換ＲＯＭ、、１８は誤差発生回路、Ｔはス
コツトトランス、Ａ１−Ａ４はアンプ、Ｄ ／ Ａ ｌ
〜Ｄ ／ Ａ ４はディジタル−アナログ変換器を示
す。 第１図
Claims (1)
- 入力角度信号＆臣対応した角度情報θを示すカウンタを
有し、入力角度信号のｓｉｎθ成分及びｃｏｓθ成分並
びに前記カウンタの現在値ψに対応して変化する擬似的
角度信号のｓｉｎψ成分、 ｃｏｓψ成分とを用いて所
定の演算処理を施すことにより５ｉｎ（θ−ψ）成分及
びｃｏｓ （θ−ψ）成分とを生成する手段と、前記３
ｉｎ（θ−ψ）成分に基づいて前記カウンタの現在値ψ
が前記θと略一致するよう制御するカウンタ制御手段と
、前記ψが前記θと略一致したときの入力角度信号レベ
ルを検知し該レベルに基づいて前記ｓｉｎθ成分及びｃ
ｏｓθ成分の振幅を略一定に補正する手段とを具備する
ことを特徴とするＳ／Ｄ変換方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075536A JPS60218026A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | Ｓ／ｄ変換方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075536A JPS60218026A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | Ｓ／ｄ変換方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60218026A true JPS60218026A (ja) | 1985-10-31 |
Family
ID=13579027
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59075536A Pending JPS60218026A (ja) | 1984-04-13 | 1984-04-13 | Ｓ／ｄ変換方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60218026A (ja) |
-
1984
- 1984-04-13 JP JP59075536A patent/JPS60218026A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0119583B1 (en) | Ac current control system | |
| US7403404B2 (en) | Power inverter system and method of correcting supply voltage of the same | |
| EP0492396B1 (en) | Parallel inverter system | |
| US5381328A (en) | PWM inverter control system and method | |
| US5602469A (en) | Apparatus for detecting the amplitude and phase of an a.c. signal | |
| US4669024A (en) | Multiphase frequency selective phase locked loop with multiphase sinusoidal and digital outputs | |
| JPS60171414A (ja) | ロツクイン増幅器 | |
| US8004276B2 (en) | Reference signal generation circuit, angle converter, and angle detection apparatus | |
| US5065304A (en) | Controller for AC power converter | |
| US5663643A (en) | Position detecting apparatus using offset calculated from sum of three-phase signals | |
| US5886493A (en) | Synchronous machine excitation control device for absorbing harmonics superposed onto fundamental current | |
| JPS60218026A (ja) | Ｓ／ｄ変換方式 | |
| Hanselman | Signal processing techniques for improved resolver-to-digital conversion accuracy | |
| JPH04275746A (ja) | 直交変調器 | |
| JP2005003530A (ja) | 位相検出器 | |
| JPS62502063A (ja) | ワトソン・ワット原理による方位測定機 | |
| JPH0682494A (ja) | 電流検出装置 | |
| JPH06178550A (ja) | Ｖｖｖｆインバータの電流制御装置 | |
| KR100635717B1 (ko) | 전력변환설비용 위상 동기 루프 | |
| JP3557687B2 (ja) | 電圧形自励多重変換装置とその電力変換方法 | |
| JPH06174755A (ja) | 変圧器の励磁電流検出装置 | |
| SU1133600A1 (ru) | Устройство дл формировани функции эллипса | |
| JP2653485B2 (ja) | インバータの制御装置 | |
| JPH06233544A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
| JPH05297029A (ja) | ２相交流電圧検出装置 |