JPS6019564B2 - 雑音低減装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は信号伝送系のノイズによるＳ／Ｎの劣化を防止
する信号の圧縮伸長方式雑音低減装置に関するものであ
る。

更に詳説すると、本発明は信号の圧縮伸長方式型雑音低
減装置の欠点である伝送系中で発生するノイズの息づき
現象を効果的に抑圧する方式を提供するものである。

従来、テープレコーダ、あるいはディスクレコーダ等に
おいては、記録媒体のダイナミックレンジが狭小なこと
による信号のＳ／Ｎ劣化を防止するために、信号の圧縮
伸長方式による雑音低減装置が用いられている。

第１図はこの種圧縮伸長方式の雑音低減装置をテープレ
コーダに適用した場合のブロック図を示したものであり
、また第２図は圧縮伸長係数が２の場合の圧伸特性を示
している。尚、第２図に於て横軸は入力レベル（ｌｎ）
、縦軸は出力レベル（０ｍｔ）を示し、同図ａは信号の
圧縮特性、ｂは伸長特性を示す。０ 雑音低減装置にお
いては、信号のダイナミックレンジは対数スケールで直
線的に圧縮及び伸長されるものであり、たとえば、第２
図において、１００（船）のダイナミックレンジを持つ
入力信号は、ダイナミックレンジが５０（ｄＢ）の信号
に圧タ縮されて録音され、また、伸長時にはテープレコ
ーダからのダイナミックレンジ５０（ｄＢ）の信号は、
元のｌｏｏ（ｄＢ）のダイナミックレンジの信号に伸長
して出力される。

第１図において、１は入力端、２は出力端であり、圧縮
伸長動作は第１図０に示されているＶＣＡ（電圧制御可
変利得回路）３，４により行なわれ、ＶＣＡ３および４
はそれぞれ信号レベルを検出するためのレベルセンサ回
路５および６の出力により制御される。すなわち、信号
の圧縮側回路Ａを動作させて録音行なうタ信号の圧縮時
には入力信号レベルの増大に逆比例してＶＣＡ３の利得
は低下し、信号の伸長側回路Ｂを動作させて再生を行な
う信号の伸長時には逆に入力信号レベルの増大に比例し
てＶＣＡ４の利得は増大する。さて、圧縮伸長方式の欠
点であるノイズの息づき現象（ブリージング）は、上記
したＶＣＡの利得の変化により伝送系で発生するノイズ
が変調されて聴取される現象である。

たとえば、テープレコーダの場合には、再生にいわゆる
ヒスノィズが発生し、このヒスノィズのスベクトラムは
ホワイトノイズに近いため、騒音評価曲線からも推察で
きるように高音領域において非常に耳障りであることは
周知である。このようなノイズ特性を持つテープレコー
ダに、第１図に示される雑音低減装置を適用した場合に
は、記録されている信号たとえば楽音信号のレベルの変
化により、ヒスノィズのレベルが周波数の全帯域にわた
り変動するため、非常に聞きづらいものとなる。楽音信
号が高音城にまでわたる広いスベクトラムを有している
場合には、ヒスノイズはマスキングされるため問題は無
いが、通常の楽音信号は平均的にみると、２低、中音城
にエネルギーの主成分を持っていることが多いため、高
音城のヒスノィズはマスキングされにくい。圧縮伸長方
式における上記欠点を改善するため、第１図の装置にお
いては、高音域強調型のプ２リヱンフアシス回路７、及
び、これと相補な特性のディェンフアシス回路８が挿入
される。

すなわち、ヒスノィズの目立ちやすい高音域の楽音信号
をあらかじめ強調して録音し、再生時に元へ戻すことに
より高音城におけるＳ／Ｎを改善するわけ３である。し
かしながら、この方法が有効であるためにはテープレコ
ーダが高音域において、ェンフアシス量を十分収容でき
るだけの広いダイナミックレンジを持っていることが前
提となる。一般に、テープレコーダの高音域におけるダ
ィナミッ３クレンジは、低、中音城に比べて狭くなって
おり、ヱンフアシス量を十分にとることができない。レ
ベルセンサ系に挿入されたウェィテイング（Ｗｅｉｇｈ
ｔｉｎｇ）回路９，１ ０はこの点を補うものであり、
やはり高音域強調型の周波数特性を持つ全回路である。
すなわち、高音域にエネルギーの集中した信号に対して
は、ェンフアシスによる高音城での飽和を避けるため、
圧縮時（即ち録音時）にＶＣＡ３の利得を低下させる働
きをする。ただし、ウェィティングをかけた分だけ全体
のＳ／Ｎは低下している。尚１１はテープレコーダであ
る。ヱンフアシスにより、第１図の装置においてはある
程度高城のブリージングノィズを低減することができる
が、完全とは言えない。

特にピアノ曲等においては不十分であることが知られて
いる。これはピアノ音のスベクトラムが純音に低い単純
な構造をしているため、元々ノイズをマスキングし｝こ
くい性質を持っていることに加えて、そのエネルギーが
ほとんど低、中音城に集中しており、高音域において変
動するノイズをマスキングすることができないためであ
る。さらに、また、エンフアシスによる改善策は、聴感
上耳障りとなる高音城のノイズの低減を目的としたもの
であり、低音城のブリージングノィズの低減に関しては
効果は無い。ノイズレベルが時間的に一定であれば、低
音城ノイズは高音域ノイズに比較して目立ちにくいが、
レベルが変動する場合には聴感感度は高くなり、やはり
何らかの対策が必要である。第１図の装置において、特
にピアノ曲でブリージングノィズ低減効果が不十分であ
る原因は、楽音信号が低、中音城にしか存在していない
にもかかわらず、圧縮伸長操作を全帯域で行うことによ
る。このため、楽音信号の存在しない高音城のノイズレ
ベルの変動がマスキングされずに聴取されるわけである
。これを改善するための方法として、圧縮伸長操作を全
帯城で同時に行うのではなく、帯域を複数に分割し、各
帯域において別個に圧縮伸長操作を行うことは、従来よ
り公知である。すなわち、楽音信号の存在する帯城にお
いては、ノイズレベルの変動はマスキングされて聞こえ
ず、楽音信号の存在しない帯城においては、ノイズは楽
音信号による変調を受けず、しかも、伸長動作により十
分抑圧されるため、ノイズは聴取されない。第３図は帯
域を２分割した場合の帯域分割型圧縮伸長方式による雑
音低減装置のブロック図を示したものである。

ローパスフイルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）１６，１７及びハィパ
スフイルタ（日．Ｐ．Ｆ）１８，１９は帯城分割用のフ
ィル夕であり、クロスオーバー周波数（Ｋ）はブリージ
ングノィズ低減効果が最良となるように選ばれる。ＶＣ
Ａ３，４、レベルセンサ回路５，６の動作は第１図及び
第２図において説明した通りであり、ＶＣＡ３，４及び
レベルセンサ回路５，６は低音域における圧縮伸長操作
を受け持ち、またＶＣＡ１２，１３及びレベルセンサ回
路１４，１５は高音域における圧縮伸長操作を受け持つ
。各帯城で圧縮伸長操作を受づけた信号は加算回路（Ａ
ｄｄ．）２０により一つの信号に合成されて録音される
。また、再生時には、ローパスフィルタ１７及びハィパ
ルスフィルタ１９により分離された信号はそれぞれ伸長
操作を受けた後、再び加算回路２１ Ｚにより一つの信
号に合成されて出力される。

しかし、第３図の装置においては、入力スベクトラムが
圧縮伸長操作後に忠実に再現されないという欠点を有す
る。すなわち、ローパスフィルタ１６，１７及びハイパ
ルスフイルタ１８，１９のＺ特性は、第４図に示すよう
に、通常、クロスオバ一帯域を有しており、急峻な遮断
特性のフィル夕を用いたとしても、これを皆無にするこ
とはできない。尚、第４図において横軸は周波数（ｆ）
、縦軸は減衰度（Ａｔｔ．）を示す。したがって、たと
２えば、圧縮時に低温域側のＶＣＡ３でレベル制御を受
けたクロスオーバー帯城の信号は、伸長時に高音城側の
ＶＣＡ１３によってもしベル制御を受ける。また逆に圧
縮時に高音城側のＶＣＡ１２で＊ＹＬ（の），Ｓｒニ〔
ＧＬＣ●Ｙし（の）十ＧＨＣ．ＹＨ（ＹＨ（山）・Ｓｒ
＝〔ＧＬＣ・ＹＬ（■）十ＧＨＣ・ＹＨ（となり、圧縮
側Ａのレベルセンサ回路５，１４と伸長側Ｂのレベルセ
ンサ回路６，１５が検知する信号は異なるため、ＶＣＡ
３と４の利得および１※レベル制御を受けたクロスオー
バー帯城の信号は、伸長時には低音域側のＶＣＡ４によ
ってもしベル制御を受ける。今、入力信号をＳｉ、出力
信号をＳｏ、テープレコーダに記録される信号をＳｒ、
ローパスフィルタ及びハィパルスフィルタの特性をそれ
ぞれＹＬ（山），ＹＨ（ｗ）とする。ただし、ＩＹＬ（
ｗ）＋ＹＨ（の）ｌ＝１である。また、圧縮時のＶＣＡ
３および１２の利得をそれぞれＧＬＣおよびＧＨＣ、伸
長時のＶＣＡ４および１３の利得をそれぞれＧＬｅおよ
びＧ日ｅとする。録音再生で相補な圧縮伸長操作を行う
ためには、本来、ＧＬＣ＝１／Ｇｆ，ＧＨＣ＝１／ＧＨ
ｅ…ｍとなるべきであるが、第３図の装置においては、
圧縮時にレベルセンサ回路５および１４が検出する信号
は、それぞれ次のようになる。

即ち、ＧＬＣ．ＹＬ（■）・Ｓｉ ・・
・（２｝ＧＨＣ・ＹＨ（■）・Ｓｉ
・・・【３１また、記録される信号ＳｒはＳｒ＝〔ＧＬ
Ｃ・ＹＬ（ひ）十ＧＨＣ・ＹＨ（■）〕・Ｓｉ
…（４）であるから、伸長時にレベルセンサ回路６お
よび１５が検知する信号は、それぞれの）〕，ＹＬ（の
），Ｓｉ ，．．｛５｝山）〕．ＹＨ
（の），Ｓｉ …■※２と１３の利得
はそれぞれ相補とならない。

出力端２における出力信号Ｓｏを求めると、Ｓｏ＝〔Ｇ
ＬＣ・ＧＬｅ・ＹＬ２（の）十ＧＨＣ・ＧＨｅ・ＹＨ２
（■）十（ＧＨＣ・ＧＬｅ＋Ｇ「・Ｇで）・ＹＬ■ ．
ＹＨ の〕・Ｓｉ
・・・‘７｝とな
る。

総合の伝達特性を示す上記の〔〕内の式は、ＧＬＣ＝Ｇ
Ｌｅ＝ＧＨＣ＝ＧＨｅ＝１の時のみ１となり、他の場合
は〔〕≠１であるから、Ｓｉ主Ｓｏとなる。すなわち、
低音城と高音城の信号のクロストークにより、出力信号
Ｓｏは入力信号とは異なったものとなってしまう。しか
も、この差異は低音城と高音城でのレベル制御の度合い
に変化するため、圧縮伸長後の忠実度は著しく損われる
。第５図は、【７｝式からこの様子を定性的に示したも
のである。即ち、第５図において、横軸は周波数ｆ、縦
軸は応答特・性Ｒｅｓを示し、クロストーク周波数にの
近傍で凸状になっているが、これは【７｝式の特性がこ
のようになることを示している。信号の帯域を分割し、
各帯域毎にレベル制御を行う方法はブリージングノィズ
の低減のためには非常に効果的であるが、通常の方法で
は上記のように忠実度が損われるという欠点持っている
ため、非常に急峻なフィル夕を用いて、できるだけクロ
ストークを減らすなどの工夫が必要であった。本願出願
人は先に特願昭５２−１０６４４１号を出願０し、上述
の如き従来の帯城分割型雑音低減装置の欠点を改良し、
信号の圧縮及び伸長の際完全に相補な特性を得ることの
できる雑音低減装置を提案した。

本願は更にその改良案を提供せんとするものである。一
般に信号の圧縮及び伸長操作で相補な特性を得るために
は、圧縮時の伝達特性と全く逆の特性を伸長時に得るこ
とができれば良い。

本発明は上記先願と同様に伸長時に圧縮時と逆の伝達特
性を得るために、負帰還増幅器を用いるものである。説
明の都合上、先ず上記先願について第６図と共に説明す
る。同図Ａは信号の圧縮時の構成を示し、Ｂ図は伸長時
の構成を示している。圧縮時における圧縮回路２３の動
作は、第３図の従釆の装置において説明した圧縮動作と
全く同じであり、入力信号Ｓｉはそれぞれの帯城におい
て圧縮操作を受け、その後合成されて‘４｝式で示され
る信号Ｓｒとなる。

この信号は増幅器回路２２により増幅されて、テープレ
コーダ１１の記録される。次に、伸長時には、圧縮回路
２３は増幅器回路２２の負帰還路に挿入される。

圧縮回路の伝達特性は■式で示されるが、これを簡単に
するため、Ｔ（の）＝ＧしＣ・Ｙし（の）十ＧＨＣ・Ｙ
Ｈ（山） ，．，【８１とおき、増幅器
回路２２の利得をＡｏとすれば、負帰還増幅器の一般論
より、伸長時の入力信号Ｓｒと出力信号Ｓｏの間には、
Ｓ。

＝．十Ａ金手（■）‐Ｓｒ ‐‐‐｛９１が成
立する。ただし、この場合、正帰帰還による発振を避け
るために、帰還ループ内の総合の位相回転が１８０度以
上となる周波数領域では、ループ利得が１以下となるよ
うに設計すべきことは当然である。増幅器の利得を十分
大きく選んでおけば、ＡｏＴ（の）＞＞１であるから、
側式は、Ｓ。＝Ｔ（三）．Ｓｒ ・・・（１
■となる。すなわち、圧縮時とは全く逆の特性１／Ｔ（
の）を得ることができる。したがって、圧縮３時の周波
数特性がどのようなものであれ、伸長時にはそれと全く
逆の特性を得ることができるから、総合の特性はト圧縮
と伸長で完全に相補となる。なお、第６図においては、
伸長時に圧縮回路を増幅器の負帰還路に挿入する場合に
ついて説明４したが、これと逆に、圧縮時に伸長回路を
負帰還路に挿入しても良いことは明らかである。即ち、
第７図に示す如くであり、同図Ａは信号の圧縮時の構成
を示し、同図Ｂは信号の伸長時の構成を示す。第８図は
、前記先願の具体的な一実施例を示す回路図である。

図において、スイッチ２８および２９は圧縮と伸長の切
換えスイッチであり、Ｒ側に接続すれば圧縮回路を、Ｐ
側に接続すれば伸長回路を構成する。ローパスフィルタ
１６、ハィパルスフィルタ１８は帯城分割用のフィル夕
であり、クロスオーバー周波数均まブリージングノイズ
低減効果が最良となるように選ばれる。特にピ０アノ曲
のスベクトラムを考慮した我々の実験では、クロスオー
バー周波数ｆｃは狐ＨＺ付近が適当であった。レベルセ
ンサ回路５および１４は各帯城の信号レベルを検出する
ための整流回路であり、通常、実効値検出型、ピーク値
検出型、あるいは、平均値検出型等のいずれかが用いら
れる。２４および２５は可変利得素子であり、それぞれ
レベルセンサ回路５および１４により信号レベルの増大
に応じてその利得が増大するように制御される。

通常、この可変利得素子としてはＦＥＴ、光導電素子、
あるいは、乗算器等が用いられる。２６は固定抵抗であ
り、可変利得素子２４，２５と共に演算増幅器２７は利
得を決定する。

演算増幅器２７は利得を決定するためのＶＣＡとしての
役割と、圧縮時と伸長時とではそれぞれ逆特性を得るた
めの負帰還増幅器としての役割を兼用している。なお、
帯城分割用フィルター６，１８の位相特性は正帰還によ
る発振を避けるため、演算増幅器２７及び、可変利得素
子２４，２５の位相特性を考慮して設計する必要がある
。演算増幅器２７の位相回転は、高周波領域では９０度
以上となるため、ここではめＢ／ｏｃｔ．の減衰特性の
分割フィル夕を用い、高周波領域においては減衰特性が
飽和するように補償している。今、可変利得素子２４，
２５として、光導電素子のような可変抵抗素子を用いた
場合、その抵抗値をそれぞれＲＬ，ＲＨとし、また、固
定抵抗の値をＲｏとすれば、圧縮時には入力Ｓｉと出力
Ｓｒの関係は、ＳｒＦ− １ ．Ｓｉ
．．…．（１１）Ｒｏ Ｒｏ町市十前市 となる。

また、ＲＬ，ＲＨの大きさは信号レベル逆比例して制御
され、孝＝Ｇ８，彰＝Ｇも ‐．・（１２）であ
る。

したがって、（１１）式は１ ．ｓｉ ．．
．．．．（１３）Ｇ暑ＳＦ−等Ｌ＋市 となる。

次に伸長時には、入力Ｓｒと出力Ｓｏの関係は Ｚ軌
＝−（三善工十Ｒ票竿Ｈ）＆＝−（等十韻）ｓｒ ．
・・（１の となり、圧縮伸長で完全に逆の伝達特性を得るこＺとが
できる。

したがって、第８図の回路の場合、完全に相補な圧縮伸
長特性を得ることができ、従来の装置で問題となったよ
うなクロスオーバー周波数付近での周波数特性の異常は
全く生じない。さて、第１図に示す如きプリェンフアシ
ス回路２７の高城強調による高城信号の飽和を防止する
目的で附加されるレベルセンサ回路５，６系のウェィテ
ィング回路９，１０の周波数ウェイティングは、通常は
、例えば第３図の如きマルチバンドＶＣＡ３，１２の高
城側１２だけで行なわれる場２合が多いのであるが、マ
ルチバンドＶＣＡの分割周波数ｆｃ（第４図および第５
図参照）が高いため、第９図のプリェンフアシス特性ａ
に示す如く、プリェンフアシスによる強調帯域がマルチ
バンドＶＣＡの低域側に入り込んでくる場合、換言すれ
ばプリェンフアシスの影響がクロストーク周波数により
も周波数の低い側にまで及ぶ場合、上述の如き回路構成
では、低域側の信号の飽和をおさえることができない。
このためマルチバンドＶＣＡ部のＨＰＦ，ＬＰＦのそぞ
れの出力に同じ特性の周波数ウェイティングを付加する
必要がある。分割帯城が少ない場合は、あまり問題には
ならないが分割帯域が３或いは４と多い場合は、それぞ
れの周波数ウェイティング特性のばらつきが問題となる
。特にこのような特性のばらつきにより３００ＨＺ〜Ｉ
ＫＨＺ帯城での単一正弦波特性に凸凹が生じると、録音
時のレベル設定が困難になる。又、圧押回路の０（ｄＢ
）レベル（圧押回路を通っても信号レベルが変化しない
レベル）を変化させたい時「 マルチバンドＶＣＡを構
成するＨＰＦ，ＬＰＦのそれぞれの出力でＶＣＡが制御
される構成では、全帯域を一様に変化させるための調整
が非常にめんどうになる（実際の回路では、周波数ウェ
イテイング回路は電圧ゲインを持っため、そのゲインを
変化させることにより、０（船）レベルを変えることが
できる）。このような理由により、マルチバンドＶＣＡ
は全帯城をひとつの周波数ウェィティング回路を通した
後、それぞれの帯城を持つフィル夕で分割された信号に
より制御される必要がある。

本発明はこの点に着目してなされたものである。第１０
図は本発明の回路構成を示し、第１０図Ａはその録音側
を示す。

即ち、プリェンフアシス回路３０‘こよりプリェンフア
シスを行い、２個の帯城フィルタＬＰＦ，，ＨＰＦ，で
信号の帯城を分割してＶＣＡ３，１２に信号を供給して
いる。また周波数特性を有する１個のウェィティング回
路３１によりそこを通過する信号に周波数特性を持た０
せ、フィル夕（ＬＰＦ２）３２、（ＨＰＦ２）３３で信
号の帯城を分割してレベルセンサ回路５，１４に信号を
供給するように構成している。こね場合、フィルタＬＰ
Ｆ２およびＨＰＦ２の帯域は第１ １図に示す如くそれ
ぞれ対応のフィルタＬＰＦ，およびＨＰＦ，と夕同じか
或はその帯域内に入るように選定する。また第１０図Ｂ
は再生側の構成を示し、切換スイッチにより、増幅回路
２２にプリェンフアシス回路３０１こよる負帰還をかけ
てディェンフアシス回路３４を横生している。尚第１０
図は第７図に０本発明を適用した例であるが、第６図−
第８図に本発明を適用できることは言うまでもない。一
般に帯域分割型の雑音低減回路は、単一広帯域型の雑音
低減回路と比較して信号の飽和現象を起こしやすいが、
その理由について次に説明す夕る。第１図に示す如き単
一広帯域バンドの回路において、レベルセンサ回路５，
６から取り出されるＶＣＡ３，４制御用の制御電圧は、
通常、第１２図に示す如くレベルセンサ回路５，６に印
加され０る入力信号（即ち、高域成分Ｖ２と低域成分Ｖ
，の合成信号）のピーク値Ｖｐに比例すると考えてよい
。

従って、このような単一帯域の場合は、信号の高城成分
も低域成分も共に第１２図ｃに示す如く、同時に圧縮さ
れるので、合成信号のピーク値附近Ｘ，Ｙにおいても信
号は飽和することはない。一方、帯城分割型では、第１
０図Ａに示す如く（但し、ウェィテイング回路３１は短
絡されていて存在しないものとする）、高城側はしベル
センサ回路５から制御電圧が取り出され、低域側は高城
側とは全く別にレベルセンサ１４から制御信号が取り出
される。

それ故、たとえ信号の高城側成分Ｖ２が大きい場合にも
低域側成分Ｖ，の圧縮動作は高城側とは無関係に行なわ
れることになる。その結果、第１３図Ｃに示す如き低域
成分Ｖ，と高城成分Ｖ２の合成された合成信号において
は、低域成分の振幅Ｖ４は第１２図Ｃにおける低域成分
の振幅Ｖ３と比較して大きくなる。そのため第１３図Ｃ
のＸ′，Ｙ附近で信号の飽和現象が起こる。これに対し
、本発明の第１０図の回路構成に於いては、ウェィティ
ング回路３１の出力が低域および高域のレベルセンサ回
路５および６の双方に供給されており、このウェィティ
ング回路３１の周波数特性は第１４図に示す如く高城か
ら中城にまたがっている。

それ故、高域信号成分の多い入力信号の場合には、低域
のレベルセンサ回路３１もこの高城信号成分の影響を受
けて、低減信号のレベルを低下させるように動作する。
従って、この場合は信号の飽和現象は起こらない。本発
明はこのようにマルチバンドＶＣＡ方式の雑音低減装置
において、全帯城を１つの周波数ウェイティング回路を
通過させた後、それぞれの帯城を持つフィル夕で分割し
た信号によりＶＣＡ回路を制御しているので、周波数ウ
ェイテイング特性のばらつきによる周波数対振幅特性に
凹凸が生じるという問題は全く生じない。

上述の如く、本発明によれば、圧縮特性と伸長特性とが
完全に相補な、しかも、ブリージング・ノイズ低減効果
の大きい雑音低減装置を得ることができる。

また、ゥェィティング回路を高低両周波数帯城のレベル
センサ回路に共用できるようにそれらの前後に配置する
構成である故、単一広帯域型の雑音低減回路に比較して
信号の飽和現象が起こりにくい。

また、一般にレベルセンサ回路は、信号振幅の平均値又
はェンベロ−プ或いは実効値など、信号をある程度積分
した量を得るものであり、従って必然的に動作時定数を
もつ。

この時定数（通常アタックタイム、リカバリタイムなど
とも言われる）は短かし、ほど取り扱かう楽音の急激な
立上り、立下りに対する応答が速かであり、切れの良い
再生音を得ることが出来る。即ち録音ソースと再生信号
の動的な忠実さの為には、時定数は短かし、程良い。し
かし、その反対にこの時定数は再生信号の信号歪に関係
する。信号歪は時定数が短い０程、又同一時定数では信
号周波数が低い程増大する煩向を示す。而して、信号レ
ベルを単一のレベルセンサ回路により検出する従来例で
はこの信号歪と応答速度の相反があり、この妥協に苦心
している。しかし、信号帯域を分割し、それぞれの帯タ
城についてレベル検出器を有する本発明の構成では、各
レベルセンサに独自の時定数を設定でき、信号歪および
応答速度の双方の特性を良好に維持できる。即ち、本発
明の構成による雑音低減装置では応答速度がより重視さ
れる高域では時定数を短くし、信号歪が重視される低域
では時定数を長くできる。更にまた、本発明の構成上の
特徴である、レベルセンサ回路およびフィル夕に共通し
て使用される周波数ウェイティング回路は、帯城分割処
理に於て固有の次の如き特徴ある機能を発揮する。

即ち｛ィ）レベルセンサ回路の個々のフィル夕の周波数
的ウェイティング特性を持たせることなく単なる分割フ
ィル夕とし、これらに共通してウェィティング回路を前
置するので、製品の特性管理上有利である。

‘。

｝ 圧縮あるいは伸長回路のＷＢ（圧押しない信号レベ
ル）を調整する場合周波数ウェイティング回路に利得を
持たせればこれが容易となる。し一 一般のテープレコ
ーダで通常高城で頻発する伝送系のエラー（レベル変動
等）の影響を緩和する為、プリヱンフアシス回路と組合
せて有効に作用する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の全帯城型の雑音低減装置のブロック図、
第２図は第１図の装置の圧縮伸長係数が２の場合の特性
を示す特性図、第３図は帯城分割型の従来の雑音低減装
置のブロック図、第４図は帯域を２分割する場合の分割
フィル夕の特性、弟５図は第３図の装置の周波数特性を
示す特性図、第６図、第７図および第８図は本発明を適
用する。 帯城分割型雑音低減装置のブロック図、第１０は本発明
の帯城分割型雑音低減装置の具体的一実施例を示す回路
図、第９図、第１１図、第１２図、第１３図および第１
４図は本発明を説明するための図面である。１・…・・
入力端、２・・・・・・出力端、３，４，１２，１３・
・・・・・可変利得回路、５，６，１４，１５．．・…
レベルセンサ回路、１１・・・…テープレコーダ、１６
，１７，３２……ローパス・フイル夕、１８，１９，３
３……ハイパス・フイル夕、２０，２１・・・…加算回
路、２３・・・・・・圧縮（伸長）回路、２４，２５・
・・・・・可変利得素子、２６・…・・固定抵抗、２７
・・・・・・演算増幅器、２８，２９・・・・・・切襖
スイッチ、３０・・・・・・プリェンフアシス回路、３
１・・・・・・ウェイティング回路、３４…・・・ディ
ェンフアシス回路。 第１図 第２図 第３図 第８図 第４図 第５図 第６図 第７図 第９図 第１１図 第１０図 第１４図 図 Ｎ 船 図 〇 船

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 信号の帯域を複数に分割するための複数個の第１帯
   域分割フイルタ群と、該第１帯域分割フイルタ群に接続
   され且つ該フイルタにより分割された各帯域の信号のダ
   イナミツクレンジを対数スケールで直線的に圧縮或は伸
   長するための複数個の可変利得回路と、圧縮或は伸長さ
   れた各帯域の信号を加算して一つの信号にするための加
   算回路と、信号の周波数ウエイテイング回路と、該ウエ
   イテイング回路の出力信号の帯域を複数に分割するため
   の複数個の第２帯域分割フイルタ群と、該第２帯域分割
   フイルタ群により分割された各帯域の信号レベルを検出
   するための複数個のレベルセンサ回路とを備え、該レベ
   ルセンサ回路の出力により前記可変利得回路を制御する
   ことを特徴とする雑音低減装置。