JPS60124121A - Driving circuit of power mos field effect transistor - Google Patents
Driving circuit of power mos field effect transistorInfo
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- JPS60124121A JPS60124121A JP23123683A JP23123683A JPS60124121A JP S60124121 A JPS60124121 A JP S60124121A JP 23123683 A JP23123683 A JP 23123683A JP 23123683 A JP23123683 A JP 23123683A JP S60124121 A JPS60124121 A JP S60124121A
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- H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
- H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、パワーMOS電界効果トランジスタのドラ
イブ回路に係わり、特にパワーM OS it界効果ト
ランジスタtスイツチンク動作させるスイッチングレギ
ュレータ等に好適なドライブ回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a drive circuit for a power MOS field effect transistor, and more particularly to a drive circuit suitable for a switching regulator etc. that operates a power MOS field effect transistor. It is something.
近年パワーM OS !、界効果トランジスタ(以下、
単VcP −MOS )ランジスタという)は高速のス
イッチング動作が可能で、かつ壊tNC(いものが製品
化されている。そのため従来のオーディオ用の電力増幅
器のパワートランジスタ以外に、スイッチングレギュレ
ータ等のスイッチ素子としても使用さrるようになっに
0
第1図はP−MOS)ランジスク奢使用したハーアブシ
ジン形のスイッチングレギュレータの一例ン示す回路図
で、被スイッチング電源1は、例えば交流源1a+ フ
ィルタ1b、整流回路1c等によって形成さj、この被
スイッチング電源1の出力は、P・MOS )ランジス
タQ、、Q、及びコンデンサC+、C*、トランスTか
らなるハーアブシジン形のDC−AC変換回路に供給さ
jている。In recent years, Power MOS! , field effect transistor (hereinafter,
Single-VcP-MOS transistors) are capable of high-speed switching operations, and have also been commercialized. Therefore, in addition to power transistors in conventional audio power amplifiers, they are also used as switching elements in switching regulators, etc. Figure 1 is a circuit diagram showing an example of a HAR abscisin type switching regulator using a P-MOS (P-MOS) transistor. The output of the switched power supply 1 is formed by a rectifier circuit 1c, etc., and is supplied to a Herabsisine type DC-AC conversion circuit consisting of PMOS transistors Q, , Q, capacitors C+, C*, and a transformer T. I'm in the middle of the day.
2は前記P−MO8)ランジスタQ、、Q、を交互にス
イッチングする制御パルスを供給しているドライブ回路
で、制御パルスのパルス幅はパルス変調回路で構成さr
ているPWM回路3で制御さrる。2 is a drive circuit that supplies control pulses that alternately switch the P-MO8) transistors Q, , Q, and the pulse width of the control pulses is determined by a pulse modulation circuit.
It is controlled by a PWM circuit 3.
なお、4はスターク、5は前BCドライブ回路2゜PW
M回路3の作動電源を形成する整流回路、6は前記トラ
ンスTK出力さrた交番信号をダイオードD+ 、D2
で整流して得らjる直流出力に比例した制御信号を形
成する検出器である。In addition, 4 is Stark, 5 is front BC drive circuit 2゜PW
A rectifier circuit 6 forms an operating power source for the M circuit 3, and a rectifier circuit 6 connects the alternating signal output from the transformer TK to diodes D+ and D2.
This is a detector that generates a control signal proportional to the DC output obtained by rectifying the DC output.
か〜るスイッチングレギュレータは、第2図に示す制御
パルスP1 、P2 Kよって前記P−MO丁ような交
番電流がトランスTを流j、こt′L乞整流することに
よって直流出力を11:M子T。K得ることができる。In this switching regulator, the control pulses P1 and P2 shown in FIG. Child T. You can get K.
したがって、前記制御パルスP+ 、P2のパルス幅(
1)を直流出力に応じてPWM回路3により制御すると
、常に一定の直流出力か・fOらrるよ5になる。Therefore, the pulse width of the control pulses P+ and P2 (
If 1) is controlled by the PWM circuit 3 according to the DC output, the DC output will always be constant from fO to 5.
ところで、スイッチングさ71ているP−MOS +・
ランジスタQ、 Kついてみると、そのソース電極はツ
ー−ケイングミ位(被スイッチング電圧の枦となってい
るため、こ71をドライブする回路もフローテ・rング
回路とする必要がある。By the way, switching is 71 P-MOS +.
Regarding the transistors Q and K, their source electrodes are at two-keying potential (responses for the voltage to be switched), so the circuit that drives these transistors 71 must also be a floating circuit.
第3図(a)は結合トランスCTKより制御ノ(ルスP
、ytオフーティングするドライブ回路の一例を示した
もので、ドライブトランジスタTr+のベースに制御パ
ルスP1を加えると、P−MO8トランジスタQ1のゲ
ート・ソース間にフローティングされている制御パルス
P、が供給さjる。この場合、P−MO8)ランジスタ
Q、のゲート・ソース間は約2000PFの容量負荷C
L とみらハるので、結合トランスCTの2次側からみ
た等価回路は第3図(b)に示すようKなる。この回路
では制御パルスP1 の立上りは低いインピーダンスで
ゲート・ソース間に制御ノ(ルスP1 か供給さnるが
、制御パルスP、の立下り時は、ダイオードD。がオフ
(ドライブトランジスタ丁r1のオフを示すンとなる轟
インピーダンス状態になるため、容量負荷CLのチャー
ジ道位が時定数CL:Rで減衰することになり第3図(
c)の波形区で示すように立下りがなまってしまり。そ
のため、斜線の期間では他方のP−MO8)ランジスタ
Q2tオンに制御することができず制御範囲が小さくな
ると共に、スイッチングレギュレータの効率を著るしく
悪くすることになる。Figure 3(a) shows the control voltage (P) from the coupling transformer CTK.
,yt shows an example of a drive circuit in which off-setting is performed. When a control pulse P1 is applied to the base of the drive transistor Tr+, a floating control pulse P is supplied between the gate and source of the P-MO8 transistor Q1. I will. In this case, the capacitive load C between the gate and source of P-MO8) transistor Q is approximately 2000PF.
Since L is the same, the equivalent circuit seen from the secondary side of the coupling transformer CT is K as shown in FIG. 3(b). In this circuit, the control pulse P1 is supplied with a low impedance between the gate and the source at the rising edge of the control pulse P1, but at the falling edge of the control pulse P, the diode D is turned off (the drive transistor R1 is turned off). Since the impedance state becomes low, which indicates OFF, the charge level of the capacitive load CL is attenuated by the time constant CL:R, as shown in Fig. 3 (
As shown in the waveform section c), the falling edge is blunted. Therefore, during the hatched period, the other P-MO8) transistor Q2t cannot be controlled to be on, resulting in a narrow control range and a marked deterioration in the efficiency of the switching regulator.
そこで、第4図(a) K示すようにドライブトランジ
スタTr+〜Tr4 Y:プッシュプル接続し、結合ト
ランスCTY介して制御パルスP1 を供給する方法が
考えらjる。この方法は制御パルスP1が常にドライブ
トランジスタTr、・Tri+ 又はTrz・Tr4の
オン状態によって供給さ4るので、その等価回路は第4
図(b)のようになり、立上り、及び立下りとも急峻パ
ルス波形とすることができるか、結合トランスCTのり
一ケージインダクタンスL6の影響を5けると、第4図
(c)K示すように立上り点、及び立下り点でリンギン
グが発生し、第3図(a)の場合と同様に制御範囲が狭
くなると同時に、スイッチングレギュレータの効率低下
を招くという問題がある。Therefore, a method can be considered in which the drive transistors Tr+ to Tr4Y are connected in a push-pull manner and the control pulse P1 is supplied via the coupling transformer CTY, as shown in FIG. 4(a). In this method, the control pulse P1 is always supplied by the ON state of the drive transistors Tr, .Tri+ or Trz.Tr4, so its equivalent circuit is
As shown in Figure (b), it is possible to obtain a steep pulse waveform for both the rise and fall.If the influence of the coupling transformer CT ratio and the cage inductance L6 is multiplied by 5, the waveform as shown in Figure 4 (c) K can be obtained. Ringing occurs at the rising and falling points, and as in the case of FIG. 3(a), there is a problem in that the control range is narrowed and at the same time, the efficiency of the switching regulator is reduced.
この発明は、か〜る実状にかんがみてなされたもので、
結合トランスにより形成さt’ 7Cフロ一テイング回
路に低インピーダンスのバッファ・トランジスタを備え
ろことにより、P−MO8)ランジスタに対して正確な
制御パルスを供給することができるようにしたドライブ
回路を提供するものである。This invention was made in view of the actual situation,
By providing a low impedance buffer transistor in the t'7C floating circuit formed by a coupling transformer, a drive circuit is provided that can supply accurate control pulses to the P-MO8) transistor. It is something to do.
この発明は、上記の目的を達成するために、制御パルス
が供給さ1ている結合トランスの2次側に前記制御パル
スを整流する整流回路を設け、該整流回路で得らt’t
た直流電圧をコンプリメンタリ接続されているバッファ
・トランジスタの作動電源とすると共に、前記制御パル
スにより前記バッファ・トランジスタを駆動し、その出
力でP−MO8)ランジスタをドライブするように構成
する。In order to achieve the above object, the present invention provides a rectifier circuit for rectifying the control pulse on the secondary side of a coupling transformer to which the control pulse is supplied, and the rectifier circuit rectifies the control pulse.
The DC voltage is used as an operating power source for the complementary-connected buffer transistors, the buffer transistors are driven by the control pulse, and the output thereof drives the P-MO transistor (8).
したがって、フローティングされているドライブ回路内
に低インピーダンスのバッファ・アンプが形成されるの
で、P−MO8)ランジスクのグート電極に所定のパル
ス幅となっている制御パルスを供給することができるよ
うになる。Therefore, a low impedance buffer amplifier is formed in the floating drive circuit, making it possible to supply a control pulse with a predetermined pulse width to the goat electrode of the P-MO8) Ranjisk. .
第5図はこの発明のP−MOS)ランジスタのドライブ
回路ン示したもので、3は前述したPWM回路、Loは
ドライブトランジスタ、CTは結合トランスを示す。一
点鎖線で囲った部分はP・MOS)ランジスタQ、のた
めのフローティングさ4ているドライブ回路部!示し、
D、、、C,。は整流回路を構成するダイオードとコン
デンサ%TIIIL、はコンプリメンタリ形式のバッフ
ァ・トランジスタ、R1゜、OlIはベース電流を供給
するKめの抵抗とダイオードs R11+ R12はゲ
ートバイアス抵抗である。FIG. 5 shows a drive circuit for a P-MOS transistor according to the present invention, where 3 is the PWM circuit described above, Lo is a drive transistor, and CT is a coupling transformer. The part surrounded by the dashed line is the floating drive circuit for the PMOS) transistor Q! show,
D,,,C,. are a diode and a capacitor %TIIIL, which constitute a rectifier circuit, are complementary buffer transistors, R1° and OlI are K-th resistors and diodes s that supply base current, and R11+R12 are gate bias resistors.
コンプリメンタリ形式のバッファ・トランジスタT!I
+ Taxが設けらj、ている。Complementary type buffer transistor T! I
+Tax is provided.
つづいて、このドライブ回路の動作を第6図の波形と共
に説明する。PWM回路3から出力さjる制御パルスP
1 は、ドライブトランジスタT、。Next, the operation of this drive circuit will be explained with reference to the waveforms shown in FIG. Control pulse P output from PWM circuit 3
1 is a drive transistor T.
から結合トランス0丁を介して波形BK示すようにフロ
ーティング回路に供給される。そして、ダイオードD、
。によりコンデンサC+oは制御パルスP1 の波高値
まで充電されると共に、この充電電圧はバッファ・トラ
ンジスタT++ + T+*の作動電源となっているの
で、制御パルスP1 は立上り時にはバッファ・トラン
ジスタT++ Y介してP−MOS)ランジスタQ1の
ゲートに供給さVる。このときゲート電極の容量負荷(
CL)Kは波形DK示すようなスパイク状の’K a
i 1 が流するが、このときの電力消費はきわめて微
少である。したがって、前記整流回路のコンデンサC1
゜の端子電圧はほぼ一定に保たれ、P−MOS)ランジ
スタQ。The waveform BK is supplied to the floating circuit through the coupling transformer 0 as shown in the waveform BK. And diode D,
. As a result, the capacitor C+o is charged to the peak value of the control pulse P1, and this charging voltage serves as the operating power source for the buffer transistor T++ + T+*. -MOS) V supplied to the gate of transistor Q1. At this time, the capacitive load of the gate electrode (
CL) K is a spike-like 'K a as shown in the waveform DK.
i 1 flows, but the power consumption at this time is extremely small. Therefore, the capacitor C1 of the rectifier circuit
The terminal voltage of ゜ is kept almost constant, P-MOS) transistor Q.
のゲート電圧乞制御パルスP、 のオン期間波形EK示
すように所定値に保つことができる。The gate voltage control pulse P and the on-period waveform EK of can be maintained at a predetermined value as shown.
次に、制御パルスP、の立下り時には、一方のバッファ
・トランジスタ711かオフとなると同時に、他方のバ
ッフ7・トランジスタTI2がオンとなり、ゲート電極
の容量負荷(CL)からスノくイク状の電流i、が流れ
る。そのためP−MOS)ランジスタのゲート電圧は急
速に低下しソース電極と同電位となってオフに反転する
。Next, when the control pulse P falls, one buffer transistor 711 is turned off, and at the same time the other buffer transistor TI2 is turned on, causing a leak-like current to flow from the capacitive load (CL) of the gate electrode. i, flows. Therefore, the gate voltage of the P-MOS transistor decreases rapidly, becomes the same potential as the source electrode, and is turned off.
この発明のドライブ回路は上述し瓦ように動作するので
、バッファ・トランジスタT++ 、T12 Illよ
って立上り、立下りの早い制御パルスP、 Yフローテ
ィング電位となっているP−MOS、)ランジスタQ、
のゲートに供給てることができる。この場合、前記バッ
ファ・トランジスタTl1lTI2に供給さrている作
動電Oλは制御パルスP、の整流によって得るようVC
構成されているので、70−ティングさjている第3の
電源が不要になるという効果がある。Since the drive circuit of the present invention operates in the same manner as described above, the control pulses P and Y, which rise and fall quickly by the buffer transistors T++, T12Ill, P-MOS, which is at a floating potential, transistor Q,
can be supplied to the gate. In this case, the operating voltage Oλ supplied to the buffer transistor Tl1lTI2 is obtained by rectifying the control pulse P
This configuration has the effect of eliminating the need for a third power source that is connected to a 70-channel power source.
なお、p−MOS)ランジスクQ、のドライブは制御パ
ルスP2によって直接バッフ7・トランジスタT21
+ T22を駆動することによりスイッチングすること
ができるが、このP−MOS)ランジスクQ2vcも結
合トランスCI!介して上述したようなフローティング
回路構成としたドライブ回路により制御するよ5K[、
てもよい。この場合はPWM回路3とP、MOS)ラン
ジスタQ 2 (Q 、’)を直流的に完全にアイソレ
ーションすることができるという効果がある。Note that the p-MOS transistor Q is directly driven by the control pulse P2 to the buffer 7 and transistor T21.
+ Switching can be performed by driving T22, but this P-MOS) transistor Q2vc is also connected to the coupling transformer CI! It is controlled by a drive circuit with a floating circuit configuration as described above.
It's okay. In this case, there is an effect that the PWM circuit 3 and the P, MOS transistor Q 2 (Q,') can be completely isolated in terms of direct current.
以上説明したように、この発明のP−MOSトランジス
タのドライブ回路は、P−MOS)ランジスタのゲート
が容量負荷で形成されているためドライブ時の平均直流
電流はきわめて小さくなる点に着目し、作動電源を制御
パルスの波高値で整流することにより得るようにした。As explained above, the P-MOS transistor drive circuit of the present invention focuses on the fact that since the gate of the P-MOS transistor is formed with a capacitive load, the average DC current during drive is extremely small. The power is obtained by rectifying the peak value of the control pulse.
そのため、フローティング回路内で制御パルスの立上り
、及び立下り特性が悪くならないようにバッファ・トラ
ンジスタ7働かせることかでき、P−MOS)ランジス
タのスイッチングを確実に行わせることかできるという
利点がある。Therefore, there is an advantage that the buffer transistor 7 can be used to prevent the rise and fall characteristics of the control pulse from deteriorating in the floating circuit, and the switching of the P-MOS transistor can be performed reliably.
第1図はこの発明のドライブ回路が適用できる一例とし
て示しTこスイッチングレギュレータの回路図、氾2図
は制御パルスの波形図、第3i:1J(a)はフローテ
ィングによるドライブ回路の一例を示T従来の回路図、
第3図(b)は第3図(a)の等価回路図、第3図(c
)は第3j5(a)の回路で出力される制御パルスの波
形図、第4図(a)はフローティングさnたドライブ回
路の他の例を示す回路図、第4図(b)は第4図(a)
の等価回路図、第4図(clは第4図(a)の回路で出
力さ1する制御パルスの波形図、#!5図はこの発明の
一実施例〉示すドライブ回路の結線図、fR6図は第5
図の主要部の波形図である。
図中、CTは結合トランス、D、。I C+。は整流回
路を構成するダイオードとコンデンサ、Tit +T□
は導電形式の異なるバッファ・トランジス久Qs 、
Q、はパワーMOS電界効果トランジスタを示す。
第2図
第3図
(6) (b)
n。
第4図Figure 1 is a circuit diagram of a switching regulator as an example to which the drive circuit of the present invention can be applied, Figure 2 is a control pulse waveform diagram, and Figure 3i:1J(a) is an example of a floating drive circuit. conventional circuit diagram,
Figure 3(b) is an equivalent circuit diagram of Figure 3(a), and Figure 3(c) is an equivalent circuit diagram of Figure 3(a).
) is a waveform diagram of the control pulse output from the circuit of 3j5(a), FIG. 4(a) is a circuit diagram showing another example of a floating drive circuit, and FIG. 4(b) is a diagram of the control pulse output from the circuit of Diagram (a)
Equivalent circuit diagram of FIG. 4 (cl is a waveform diagram of the control pulse outputted by the circuit of FIG. 4(a), #!5 is a wiring diagram of the drive circuit shown in one embodiment of the present invention), fR6 The figure is number 5
FIG. 3 is a waveform diagram of the main part of the figure. In the figure, CT is a coupling transformer, D. IC+. are the diodes and capacitors that make up the rectifier circuit, Tit +T□
are buffer transistors with different conduction types Qs,
Q indicates a power MOS field effect transistor. Figure 2 Figure 3 (6) (b) n. Figure 4
Claims (1)
記制御パルスを整流する整流回路を設け、該整流回路で
得らt’l f、−直流電圧をフンプリメンタリ接続さ
jているバッファ・トランジスタの作動電源とすると共
に、前記制御パルスにより前記ハンプ7・トランジスタ
を駆動し、その出力でパワーMOS電界効果トランジス
タをドライブすることを特徴とするパワーMOS電界効
果トランジスタのドライブ回路。A rectifier circuit for rectifying the control pulse is provided on the secondary side of the coupling transformer to which the control pulse is supplied, and the DC voltage obtained by the rectifier circuit is connected to a buffer that is prementionally connected. - A drive circuit for a power MOS field effect transistor, characterized in that it serves as an operating power source for the transistor, drives the hump 7 transistor with the control pulse, and drives a power MOS field effect transistor with its output.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23123683A JPS60124121A (en) | 1983-12-09 | 1983-12-09 | Driving circuit of power mos field effect transistor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23123683A JPS60124121A (en) | 1983-12-09 | 1983-12-09 | Driving circuit of power mos field effect transistor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60124121A true JPS60124121A (en) | 1985-07-03 |
Family
ID=16920450
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23123683A Pending JPS60124121A (en) | 1983-12-09 | 1983-12-09 | Driving circuit of power mos field effect transistor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60124121A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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EP0660495A1 (en) * | 1993-12-23 | 1995-06-28 | Commissariat A L'energie Atomique | Control system for power electronical actuators supplied with DC |
DE102017208111A1 (en) * | 2017-05-15 | 2018-11-15 | Universität Stuttgart | Oscillator circuit for inductive energy transmission |
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JPS57121323A (en) * | 1980-12-04 | 1982-07-28 | Siemens Ag | Power fet control circuit |
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1983
- 1983-12-09 JP JP23123683A patent/JPS60124121A/en active Pending
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