JPS5985198A - 映像信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、テレビジョン受像機やビデオチーブレコーダ
等に用いて映像信号を１水平走査期間遅延させる映像信
号処理装置に関するものである。

従来例の調成とその問題点 Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃ方式のカラーテレビジョン映像信号（以
下、ＮＴＳＣカラー信号という）から輝度信号と色信号
とを分離するだめの一手段として櫛形フィルタ太がうり
、これは、第１図に示す様に構成されている。第１図に
おいて、１は持回７に示すような帯域特性を有する１水
平期間（１Ｈ）遅延回路、２は減算回路、３け特性７と
同様な帯域特性を有する帯域ｐ波フィルタ（Ｂ．Ｐ．Ｆ
．）、４は加算回路、６は輝度信号（Ｙ信号）出力端子
、６は色信号（Ｃ信号）出力端子である。かかる調成に
おいて、ＮＴＳＣカラー信号は色副搬送波の位相が１Ｈ
ごとに反転されているので、減算回路２の出力信号とし
ては入力信号の２倍の振幅の信号が出力される。すなわ
ち、ＮＴＳＣカラー信号をＥｓｉｎｗｔ　であられされ
る単一正弦波信号とすると、１Ｈ遅延回路１を通過した
後の信号はＥ　５ｉｌｌａノ（ｔ　＋ＴＨ）となる。Ｔ
Ｈは１水平期間である。

従って、これらを相互に減算する減算間１路２の出力Ｅ
Ｃは、 ＥＣ＝　Ｅｓ１ｎｒｚ＋ｔ　−Ｅｓｉ＋＋ω（ｔ　＋Ｔ
Ｈ）二Ｅ（（１−ｃ伽ＴＨ）Ｓｌｉｔωｔ　−５ｌｌｌ
ωＴ　ＨＣＯ３（Ｏｔ　）となり、これは、 Ｅｏ＝ＥＦ耳０ＳＩＴＨ）’＋Ｓ！Ｉ１％Ｊ　Ｔ−〇（
ωを一ψ）と表現される。従って、出力ＥＣの」辰巾荷
１生は、＝５杼−； ＝　２　Ｅ　１’ｓｍＨＴＨ１ のときにはＥＣ＝２Ｅ　　となる。従って、この１Ｈ遅
延回路１と減算回路２とは第２図Ａ中に実線で示す様な
櫛形特性を示すフィルタを形成している。

ところで、Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃカラー信号における色信号Ｃ
のスペクトラムは第２図中に斜線で示したものであり、
輝度信号Ｙのスペクトラムは点線で示すものである。し
だがって、この櫛形フィルりの減算回路２によって、色
信号Ｃだけが取り出されることになる。帯域ｐ波器３は
特１１７に示す通過帯域以外の１Ｈ遅延されていない信
号分の漏れ込みを制限するだめのものである。したがっ
て、出力ａ８には分離された色信号Ｃのみが敗り出され
る。

一方、加算器４の出力線５には、輝度信号Ｙのみが取り
出される。これは、色副搬送波が１Ｈごとに位相反転さ
れているため、１Ｈ遅延されたものとされていないもの
とを刀Ｕ算すると色信号Ｃが打ち消され、輝度信号Ｙの
みが残るためである。

これを式で示すと、加算器４の出力ＥＹは、Ｅ　　＝　
Ｅｓ１ｎωｔ　４−　Ａ：’ｓｉｎω（ｔ　＋　ＴＨ）
＝　Ｅ　［（１＋Ｃ０５Ｏ）ＴＨ）Ｓ！Ｉｆωｊ　＋Ｓ
！ＩｆωＴＨ・ｆｌｓ（ｃｌ　ｔ　）”＝　Ｅ　　（ン
（＊　＋ｃｏｓ二ｕ）　Ｉ４１づ；コ、）２．耳二１＋
１１’（ＩＪＴＨＱ　（”　ｔ　Ｑ’　）となる。従っ
て、出力ＥＹの振「ＩＪ特ｊ牛はＥＹ二ＦＥＦ票；７石
“ ＝２　Ｅ　Ｉ　Ｃｏｓ　２　Ｔ　Ｈ１ となる。ここで、・・−２・ｆ、ｒＨ−八より、従って
、１Ｈ遅延回路１と加算回路４とは第２図Ｂの様な、櫛
形特性を有するフィルタを形成している。第２図から明
らかな様に、この様な櫛形フィルタでは輝度信号Ｙのみ
が敗り出され１色情号Ｃが除去される。

以−ヒの様な原理に基づいて輝度信号Ｙと色信号Ｃが分
離されるのであるが、このような櫛形フィルタにおいて
は、１Ｈ遅延回路１の帯域幅と群遅延特注が問題となる
。

１Ｈ遅延回路１としては、通常、ガラス遅延線が用いら
れるが、その通過帯域幅は最大でも中心周波数の３０係
程度とされており、ｆＪ１図中に特；牛図７で示しだ様
に、中心周波数が３．５８ＭＨｚのものでｄ、Ｉ　ＭＨ
ｚの通過帯域幅を確保するのが最大限である。ところが
、放送用のＮＴＳＣカラー信号ｄ、色信号そのものの帯
域かベースバンド状態でも１．６ＭＨｚ　　程度あり、
これで色副搬送波を変調した状態では約３ＭＨｚの帯域
幅となる。但し、。

ＮＴＳＣカラー信号は色副搬１ｘ波の上側波帯か除去さ
れた残留ｌ１ｌｌｌ波帯方式で伝送されているので、実
際には（３，５８＋　０．５　）　Ｍｚ　−（３，５８
−１，５）ＭＨｚの帯域でよいことになる。

この様に１Ｈ遅延回路１の帯域が十分にとれないことか
ら、出力線６に得られる色信号の帯域が側根され、丑だ
、加算器４では色信号がその全帯域にわたって打ち消さ
れずに一部分残って、出力線５に得られる輝度信号内に
１Ｈ遅延回路１の帯域外の色信号成分が残ってし−まう
ことになる。

丑だ、１Ｈ遅延回路１は帯域特性をもっているだめ、通
過帯域の端の方と中央付近の群遅延特性が異なる。しだ
がって、帯域の中心である色副搬送波周波数付近（３，
５８ＭＨｚ近傍）では遅延時間がちょうど１水平期間に
なっていても、帯域の端の方の周波数では遅延時間がち
ょうど１水子期間にはならず、櫛形フィルタの臣の点が
少しずれてしまって輝度信号と色信号とを分離する性能
が悪くなる。

以北述べたような理由から、１Ｈ遅延回路１はできるだ
け帯域に余裕をもって設計することが必要である。

この様な点に鑑み、広帯域超音波１Ｈ遅延線を用いた第
３図の様な櫛形フィルタが高級なＹＣ分離回路のために
実用化されている。ここで、８はＮ’　Ｔ　Ｓ　Ｃカラ
ー信号の入力端子、９は振幅変調器で、約４ＭＨ２の帯
域を有するＮ　Ｔ　Ｓ　Ｃカラー信号を３０ＭＨｚ発振
器１０からの搬送波を用いて、特性１８のスペクトラム
図を示す様に３０ＭＭｚ帯に変臭している。１１は超音
波１Ｈ遅延線で、特性１２で示す様な帯域特性を有する
ものである。前述した様に、超音波１Ｈ遅延線１１は、
中心周波数の約％の帯域を通過させるのが現在の技術の
限度であることから、この場合には約１０　ＭＨｚの帯
域幅を有する帯域通過特性を示す。この１Ｈ遅延線１１
の出力信号を榎調器１３で・検波して、１Ｈ遅延された
Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃカラー信号を得、加算器１５の出力１６
線に輝度信号Ｙを、減算器１４の出力線１了に色信号Ｃ
を得ることができる。

この様に広帯域の１Ｈ遅延回路を用いることにより、Ｙ
−Ｃの分離特性の良い（面形フィルタを形成することが
できる。

しかしながら、このような超音波１Ｈ遅延線１１は温度
によって膨張したり、縮んだりするだめにその絶対遅延
時間が変化するという問題がある。

いま、仮りに３ｐｐｍ／’Ｃの遅延時間変化があるとす
ると、１Ｈでは１℃あたり６３．５５６μ５Ｘ３Ｘ１０
−６＝　（）、１ｇｎ５　にｔ）、２ｎｊ！の遅延時間
変化となり、ｏ’ｃ〜４０°Ｃの温度変化に対して０．
２ｎｓＸ４０＝ｓｎｓも変化することになる。遅延時間
が８ｎｓ　変化すると、３．５８ＭＨｚ付近では３．５
８１’ｖｉＨｚの１周期２７９ｎｓに対して−Ｘ３６０
−＝１０．３功ずれとなり、」−７９ 式よりＥＣ＝　２　Ｅｃｌ　５ｉｌｌ　１０．３°Ｉ＝
２ＥＣＸ０．１８となって櫛形フィルタで本来除去され
るべき輝度信号Ｙの中の色信号Ｃが最大１８係も残るこ
とになり、櫛形フィルタの効果が非常に劣化することに
なる。

通常、後述する様な目的に櫛形フィルタを用いる場合は
、輝度信号の中に色信号が残−ってもよい許容１恨界は
約−４ＱｄＢ（１／１ｏＯ）とされており、これを遅延
時間偏差に直すと、Ｓｍ　Ｘ”　−一００ −ｘ　２７９　＝　０．４５　ｎｇ　　となる。従って
、０°Ｃ〜６０ ４０”Ｃを超音波１Ｈ遅延線の１吏用範囲とすると、１
°Ｃあだりｍ＝〇、０１１ｎｓの遅延時間偏差に抑０ えなければならない。現在の超音波遅延線ではこれは非
常に実現の難しい数値である。

捷だ、超音波遅延線では遅延時間変動とともにその減衰
量も温度によって変動することがある。

その場合、当然遅延時間が正しく合っていても色信号Ｃ
の漏れ量は増加することになる。つまり、輝度信号中の
色信号の漏れ量を極端に抑えるためには、振幅変動も抑
える必要がある。

さて、Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃカラー信号を輝度信号Ｙと色１８
号Ｃとに分離して色信号を復調し、録画、再生。

伝送等を行なった談再び合成してＮＴＳＣカラー信号に
変換するような装置、例えばビデオテープレコーダなど
の鳴合には、ＮＴＳＣカラー信号を輝度信号と色信号に
分離する櫛形フィルタにおいて上述のように出力の輝度
信号中に色信号が残っていると、後でそれらを再び合成
してＮＴＳＣカラー信号に変換する時に、加える色信号
と残っていた色信号がビートを起こしたり、歪んだりす
るという悪影響を及ぼす。そこで、■面形フィルタに使
用する１Ｈ遅延線は正確に入力信号のＩＨＫ等しくなっ
ていなければならない。ところが、上述し′たように周
囲温度によって遅延時間や振幅が変動してしまったり、
あるいは逆に人力信号の１水半期間の時間が少し狂って
い／こりすると、当然輝度信号中の色信号成分の漏れ鼠
が増加することになる。

発明の目的 本発明ばかかる従来の不都合を解消して、１Ｈ遅延回路
において遅延時間や振幅に変動を生じても、常に正確Ｖ
こテレビジョン映像信号を１水平ｆＵＪ間遅延させるこ
とのできる信号処理装置を提供することを目的とする。

発明の構成 本発明においては、入力のカラーテレビジョン映像信号
とそれを１Ｈ遅延回路で遅延さぜだ信号とのそれそ九の
バースト信号の振幅と１〃相を比１１佼することにより
制御信号を作成し１．これにより可変利得制御回路と微
少可変遅延回路をそれぞれ制御するよりに構成している
。このようにすることにより、入力カラーテレビジョン
信号に対して正確に振幅と遅延時間を制御した１Ｈ遅延
信号を得ることができ、これを用いれば輝度信号中に色
信号成分の漏れの少い櫛形フィルタを得ることができる
。

実施例 第４図に本発明の一実施例における映像信号処理装置の
ブロック図を示す。図において、２１はＮ　Ｔ　Ｓ　Ｃ
カラー信号の入力端子、２２は振幅変調器、２３は１Ｈ
遅延線である。なお、この１Ｈ遅延線２３は後述の微少
可変遅延回路２７の遅延時間分だけ短かく作られている
。２４は１Ｈ遅延線２３で減衰した変調信号を増幅する
増幅器、２５は外部より加えしれる直流の制呻電圧で利
得が制御される可変利得１ぼり御回路、２６　ｊｒＪ榎
調器、２７は外部より別えられる直流の制御電圧で遅延
時間が可変される微少可変遅延回路、２８は１Ｈ遅延さ
れた信号を出力する出力端子である。２９及び３Ｑはそ
れぞれ遅延される前のＮＴＳＣカラー信号（原信号）と
１Ｈ遅延されたＮ　Ｔ　Ｓ　Ｃカラー信号（遅延信号）
とからバースト信号を取り出すパーストゲート回路、３
１及び３２はそれぞれのバースト信号の振幅を検波する
振幅検波回路、３３及び３４はそれぞれの振幅検波され
たバースト検波出力のピーク電圧をサンプリングして保
持するサンプルホールド回路、３６はそのサンプルホー
ルドされた両五圧を比較して原信号と遅延信号とのバー
スト信号の振幅の差に応じ／こ直流電圧を発生する演算
増幅器である。その演算出力は可変利得制御回路２５に
その利得制御用制御゛電圧として加えられ、原信号と遅
延信号とのバースト信号の振幅を常に等しくするように
遅延信号の振幅を制御１１ｉＩｌする。

一方、３６は遅延信号のバースト信号の位相を９０°移
相ｊ−る移相回路、３７．３８はそれぞれ原信号と遅延
信号とのバースト信号の振幅を一定に制限するＩＪ　ミ
ッタ回路、３９はその２つのバースト１Ｓ号の位相を比
較する位相検波回路、４０は１立相検波されたバースト
信号の部分の出力電圧をサンプリングして保持するサン
プルホールド回路、４１はバースト信号部分以外の無信
号部分の出力電圧をサンプリングして保持するサンプル
ホールド回路、４２はそれら２つのサンプルホールドさ
れた成用を比較して、その電圧差に応じた直流電圧ずな
わち両バースト信号の畝相差に応じた直流電圧を発生す
る演算増幅器である。その演算出力は微少可変遅延回路
２７に遅延時間制１ｎ用の制御重圧として加えられ、遅
延信号と原信号とのタイミングを正確に合わせるように
制御する。

次に、装置における賑幅利岬と遅延時間制御について詳
細（ｆこ説明する。

第５図（ｄ振幅制御の場合の各信号の形態を示しだもの
で、Ａはパーストゲートされたバースト信号、Ｂはその
振幅検波用ツバＣはサンプリングパルスを示す。

第６図は振幅制御部分の具体回路例で、５１は→−Ｂ電
源の入力端子、５２（ｄ取り出された原信号のバースト
信号の入力端子、５３は取り出された遅延信号のバース
ト信号の人ツＪ端子である。５５及び５６はそれぞれエ
ミッタホロワ回路を構成するトランジスタ、５６は検波
ナベきパーストイ言置に直流のバイアス電圧をＪうえる
ためのツェナーダイオード、５ｙ、５ａ（ｄそれぞれバ
イアス印刀ＩＩ用抵抗、５９．６０は検波用ダイオード
、６１．６２はサンプリングのために第５図Ｃのザ／プ
ルホールトハルスによって導通するアナログスイッチ、
６３．６４はサンプリングされた検波電圧のピーク値を
ボールドするだめのコンデンサ、６５．６６：、・まそ
のホールトされた直圧が高インピーダンスで人力され低
インピーダンスで出力するだめのソースホロワ回路を構
成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ　）、６７は原信
号のバースト検波出力電圧を＋側の入力とし遅延信号の
バースト検波出力′電圧を一側の入力とする演算増幅器
、６８．６９は演算増幅器６７の利得及び時定数を決定
するだめの抵抗及びコンデンサであり、７０は遅延信号
の振幅を利１皿するだめの制御信号の出力端子である。

この回路において、いま、遅延信号が何らかの変動を受
けてその振幅が増大したとすると、演算増幅器６７の一
側の入力の電圧が＋側の入力よりも高くなり、その結果
、振幅制御信号の出力端子７ｏの出力が下がり、第４図
中の可変利得制御回路２５により遅延信号の振幅が原信
号の振幅と等しくなる丑で利得が制御される。

次に、畝相制−回路３９について説明する。第７図はそ
の原理を示しだベクトル図であり、Ａは原信号のバース
ト信号の位相で、基準としてこれを００の立置とする。

このとき、もし遅延信号の・Ｑ−スト信号が正確に１Ｈ
遅延されているならば、色信号の搬送波信号は１Ｈこと
に位相が反転しているのでそのバースト信号の位相は原
信号のバーストとは１８００の位相差を持つことになる
。従って遅延信号のバースト位相は同図Ｂの位置となる
。

しかるに、そのバースト信号は第４図９０°移相回路３
６で９０°遅らされるので結局第７図Ｃの位相となり、
位相検波回路３９にはＡとＣの２つの・く−スト信号が
入力されることになる。

第８図は谷部の信号波形を示しだものでＡは位相検波回
路３９の２つのバースト人力波形であり、Ｂはその出力
波形である。位相検波回路３９は原理的には２つの人力
信号の乗算器であるからもとの′バースト信号の２倍の
周波数があられれるが、その平均直流レベルは、２人力
が正確に９０°位相差の時はＯとなり、位相差が００に
近いほど正、１８０°に近いほど負となる。第８図Ｃは
遅延信号が１Ｈよりやや遅れぎみの時の直流レベルを示
しており、第７図より遅延信号が遅れた時は位相検波回
路３９の２人力の位相差はＯｏに近づく方向となるので
第８図Ｃのようにバースト信号の位置でそれ以外の基準
電位に対して正の直圧があられれる。従ってこの出力信
号を同図り及びＥＫ示ず２つのサンプリンクパルスでサ
ンプルホー　ルトすることによりバースト位相差に応じ
た成用を得ることができる。この２つの電圧を演算増幅
器４２にて増幅し微少可変遅延回路２７の遅延時間制Ｔ
ｉ１ｌ信号として用い、常に前記２つの直圧が等しくな
る様に制御すればａ−ｒ図ＡとＣの２つのバースト信号
の位相を常に正確に９００に保つことが出来る。

訂い換えれば原１呂号と遅延信号のバース］・位相は＋
Ｅ　ｆｉ′ｆｄに１８０°差となり、これはｉ工延信号
が原信号と正確にタイミングが合っていることを意味す
る。

４９図は具体的な回路クリで８１は＋Ｂ市源入力端子、
８２はパーストゲートされた原信号のバースト入力端子
８３はバーストゲ−１・された遅延信号のバースト入力
端子である。８４は微少可変遅延回路２７の入力端子で
、復調されだ１Ｈ遅延出力が加えられる。８６及び８６
は９００移相回路３６を構成するインダクタンス及び可
変コンデンサ、８７．８８はリミッタ回路３８の／ζめ
の増幅器を構成するトランジスタ、８９．９０はリミッ
タ回路３８を構成するダイオード群、９１は位相険波器
、９２．９３は２つのサンプルホールド回路４０゜４１
の干渉を防ぐだめの抵抗、９４．９６はサンプリングの
だめのアナログスイッチで、それぞれ９６に卵えられる
第８図１）ｖこ示ずサンプリンクパルス、９７に刃口え
られるＥに示ずサンフ゛リングパルスによって導通する
。９８．９９はサンプリングされた直圧を保持するコン
デンサ、１００，１０１はその直圧を高インピーダンス
で′受けるためにノースホロアと構成するＮＥＴ、１０
２は前記２゛つのサンプルホールドされた電圧と入力と
する演算増′幅器で、１０３，１０４はそれぞれ利得及
び時定数を決定するだめの抵抗及びコンデンサを示す。

位相比較に１リクられた制ｆｉｌｌ電圧は抵抗１０６と
通して微少可変遅延回路２７に加えられる。１０６゜１
０７は直流カット用のコンデンサ、１０８．１０９はＩ
ＪＪ変１ダ量ダイオード、１１ｏパよインダクタンス、
１１１はｌ散歩可変遅延回路２了の出力端子である。

微少可変遅延回路２７は前述のようにｄ丁亥容量ダイオ
ード１０８，１０９とインダクタンス１１０で構成され
ているので、抵抗１０５を通して卵えられる澗１卸【Ｅ
圧Ｖこよってその遅延時１川か変化する。

ｄ丁亥谷型ダイオード１０８　、１０９μＪＪＪえられ
る直流成用が高くなるほと容量が減少するので結果とし
て遅延時間が減少し１．遅延信号は進むことになる。

第８図のクリで説明したように、もし何らかの原因で遅
延信号が遅れだ場合には、演算増幅器１０２の出力成用
は上昇し、前述のように微少可変遅延回路２７の遅延時
間を減少させ、遅延信号のタイミングを正確に合わせる
ように制御することになる。

なお位相制御回路中でリミッタ回路はノく−スト振幅の
変動による位相検波器の誤差が生ずるのを防ぐだめのも
ので必ずしも必要、なものではない。

丑／こ具体的な回路例で説明した以外に同じ働きをする
回路で本発明が構成されることは言う寸でもない。

発明の効果 このように、本発明によれば、１Ｈ遅延回路の入力信号
と遅延信号とのバースｊ・信号の振幅と位相を比較して
制御する／こめ、超音波１Ｈ遅延線の温度変化等による
遅延時間変動を効果的に補償できる。１だ、入力信号の
１Ｈの時間及び色信号レベルか正電よりずれていたとし
ても追従できるという効果がある。

丑だ、原信号と遅延信号のバースト信号の振幅や位相の
比較回路は全んとが同じ素子を用いて同じ構成にできる
ので制御回路自体の温度特性も互いに補償しあうように
働き、温度安定性が極めて第１図は一般的な櫛形フィル
タの基本的な構成を示す回路図、第２図はその櫛形フィ
ルタの周仮数特性図、第３図は超音波遅延線を用いた一
列の櫛形フィルタの構成と示す回路図、第４図は本発明
の一実施しリにおける映像信号処理装置の構成を示ずブ
ロック図、第６図はその撮幅制御師動・作を説明する信
号波形図、第６図は同装置中の振幅制御回路の具体的な
回路図、第７図は同装置における位相’＋ＩＩＩ御のだ
めのパース）・位相を説明するベクトル図、第８図は同
装置における泣相制師動作を説明する信号波形図、第９
図（ｄ同装置中の泣相制御卸回路の具体的な回路図であ
る。

２９．３０−・・パーストゲート回路、３１，３２−・
・・振幅制御回路、３６・−９０°移イ１」回路、３９
−位相検波回路、２３・・−・・・１ｆ（遅延線、２５
・可変利得制御卸回路、２７・　微少可変遅延回路。

代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 第５図 第６図 ｊ／

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. テレビジョン映１象信号を略１水平走査期間遅延させる
   １Ｈ遅延回路と、外部から加えられる制御電圧により増
   幅度力１丁亥される町変利碍制御卸回路と、外部から）
   ＩＩＩえられる制＃亀圧により遅延時間量遅延されたテ
   レビジョン映像信号と遅延される前の上記テレビジョン
   映像信号とからそれぞれバースト信号を取り出す２つの
   パーストゲートと、上記取り出された２つのバースト信
   号の振幅を比較しそのｊ辰幅の差に応じた直流電圧を発
   生して上記可変利得制御回路に上記制御卸成圧として供
   給し上記２つのバースト信号の振幅を一致させるように
   制御する振幅比較回路と、上記２つのバースト信号のう
   ちのいずれか一方のバースト信号の位相を９０°移相す
   る移相回路と、上記２つのバースト信号の位相を比較し
   その位相の差に応じた直流電圧を発生して上記微少可変
   遅延回路に上記制御電圧として供給し上記２つの・く−
   スト信号の位相を互いに９００の関係にするように制御
   する位相比紋回．路とを備えたことを特数とする映像信
   号処理装置ｔ　。