JPS596151B2 - 直列インバ−タ - Google Patents
直列インバ−タInfo
- Publication number
- JPS596151B2 JPS596151B2 JP53163303A JP16330378A JPS596151B2 JP S596151 B2 JPS596151 B2 JP S596151B2 JP 53163303 A JP53163303 A JP 53163303A JP 16330378 A JP16330378 A JP 16330378A JP S596151 B2 JPS596151 B2 JP S596151B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- load
- circuit
- frequency
- signal
- variable frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は発振が容易で常に高効率で負荷に電力を供給可
能な直列インバータに関する。
能な直列インバータに関する。
タンク負荷回路を備えた直列インバータが近時多用され
ているが誘導加熱装置の加熱コイルをタンク負荷回路と
して使用する場合、コイル内にバー材等を挿入するにつ
いて負荷が大きくなり、負荷回路の発振周波数特性が変
化する。
ているが誘導加熱装置の加熱コイルをタンク負荷回路と
して使用する場合、コイル内にバー材等を挿入するにつ
いて負荷が大きくなり、負荷回路の発振周波数特性が変
化する。
例えば無負荷時と全負荷時（バー材を終端まで挿入した
場合に対応）の発振周波数とサイリスタに流れる電流Ｉ
ｓｃＲとの関係は例えば第１図に示す如きものとなる。
即ち同図において横軸が周波数、縦軸が前記電流値Ｉｓ
ｃＲとするとき、Ａが無負荷時の特性を、Ｂが有負荷時
の特性を表わしている。ところで、インバータを構成す
るサイリスタの端子間電圧波形は第２図ａ、又電流波形
は第２図ｂに示す如きものであるが、第２図ａにおいて
ＴＯＦＦで示されるターンオフ時間が一定値Ｔｃ以上で
ないと転流が正常に行なわれないことが周知であるが、
この事は、「第２図ａにおいてＶＢで示される逆電圧が
一定値よりも小さい（Ｏレベルからの深さが一定値より
も浅い）と転流失敗を招く」と言うようにＶＢを目安と
して言いかえることもでき、更にはＶＢと前述したサイ
リスタを流れる電流値ＩｓｏＲとの間にＩ６ＣＲが増大
するにつれてＶＢが負になる（Ｏレベルを基準として深
くなる）如き関係があるため、結局ＴＯＦＦを常にＴｃ
より大きく保持するには、ＩｓｃＲを第１図においてＩ
ｃで示す如き一定値以上に常に保持すれば良いことにな
る。ところで、一般にタンク負荷回路を備えた直列イン
バータにおいて、タンク負荷回路の共振周波数と同一の
周波数でインバータを運転すれば、負荷力率が１００％
になり最高の効率で負荷に電力を供給できるため、従来
の直列インバータにおいては、自動周波数制御装置を備
えたものがあり、このような直列インバータにおいては
タンク負荷回路の共振周波数に常に自動追従してサイリ
スタの発振周波数を一致させるように制御されていた。
場合に対応）の発振周波数とサイリスタに流れる電流Ｉ
ｓｃＲとの関係は例えば第１図に示す如きものとなる。
即ち同図において横軸が周波数、縦軸が前記電流値Ｉｓ
ｃＲとするとき、Ａが無負荷時の特性を、Ｂが有負荷時
の特性を表わしている。ところで、インバータを構成す
るサイリスタの端子間電圧波形は第２図ａ、又電流波形
は第２図ｂに示す如きものであるが、第２図ａにおいて
ＴＯＦＦで示されるターンオフ時間が一定値Ｔｃ以上で
ないと転流が正常に行なわれないことが周知であるが、
この事は、「第２図ａにおいてＶＢで示される逆電圧が
一定値よりも小さい（Ｏレベルからの深さが一定値より
も浅い）と転流失敗を招く」と言うようにＶＢを目安と
して言いかえることもでき、更にはＶＢと前述したサイ
リスタを流れる電流値ＩｓｏＲとの間にＩ６ＣＲが増大
するにつれてＶＢが負になる（Ｏレベルを基準として深
くなる）如き関係があるため、結局ＴＯＦＦを常にＴｃ
より大きく保持するには、ＩｓｃＲを第１図においてＩ
ｃで示す如き一定値以上に常に保持すれば良いことにな
る。ところで、一般にタンク負荷回路を備えた直列イン
バータにおいて、タンク負荷回路の共振周波数と同一の
周波数でインバータを運転すれば、負荷力率が１００％
になり最高の効率で負荷に電力を供給できるため、従来
の直列インバータにおいては、自動周波数制御装置を備
えたものがあり、このような直列インバータにおいては
タンク負荷回路の共振周波数に常に自動追従してサイリ
スタの発振周波数を一致させるように制御されていた。
従つて、無負荷時においては、動作周波数は第１図にお
いてＦ，で示す周波数に設定されるため、ＳＣＲがＩｃ
に満たず、転流失敗を招いてしまう。そのため、切断器
等によつて切断されたバ一材を加熱コイルに順次挿入し
て加熱しようとする場合、バ一材がある程度挿入されな
いとインバータが動作しないため、バ一材の先端部のみ
他の部分に比して加熱が不充分となつてしまう。本発明
は、このような従来の自動周波数制御装置を備えた直列
インバータの欠点に鑑みなされたもので、無負荷時にお
いても速やかに起動し得、最高の効率で負荷に電力を供
給し得る新規な自動周波数制御装置を備えた直列インバ
ータを提供するもので以下図面に基づき本発明の一実施
例を詳述する。
いてＦ，で示す周波数に設定されるため、ＳＣＲがＩｃ
に満たず、転流失敗を招いてしまう。そのため、切断器
等によつて切断されたバ一材を加熱コイルに順次挿入し
て加熱しようとする場合、バ一材がある程度挿入されな
いとインバータが動作しないため、バ一材の先端部のみ
他の部分に比して加熱が不充分となつてしまう。本発明
は、このような従来の自動周波数制御装置を備えた直列
インバータの欠点に鑑みなされたもので、無負荷時にお
いても速やかに起動し得、最高の効率で負荷に電力を供
給し得る新規な自動周波数制御装置を備えた直列インバ
ータを提供するもので以下図面に基づき本発明の一実施
例を詳述する。
第３図は本発明の一実施例を示すプロツク図であり、図
面中１，は商用周波数電源であり、該商用周波数電源１
よりの交流は整流器２と、平滑リアクトル３とよりなる
順変換回路４によつて直流に変換された後、サイリスタ
の如き制御極付整流器ＳＣＲｌ，ＳＣＲ２，ＳＣＲ３，
ＳＣＲ４，ＳＣＲ５，ＳＣＲ６−と転流コンデンサＣｌ
，Ｃ２，Ｃ３及び分割コンデンサＣ４，Ｃ５とより成る
インバータに供給され、該インバータにおいて高周波に
変換される。
面中１，は商用周波数電源であり、該商用周波数電源１
よりの交流は整流器２と、平滑リアクトル３とよりなる
順変換回路４によつて直流に変換された後、サイリスタ
の如き制御極付整流器ＳＣＲｌ，ＳＣＲ２，ＳＣＲ３，
ＳＣＲ４，ＳＣＲ５，ＳＣＲ６−と転流コンデンサＣｌ
，Ｃ２，Ｃ３及び分割コンデンサＣ４，Ｃ５とより成る
インバータに供給され、該インバータにおいて高周波に
変換される。
該高周波は負荷誘導コイル５と並列に接続された補償コ
ンデンサ６とよりなるタンク負荷回路７に 二供給され
る。８は例えば第４図ａに示す如き負荷の両端の電圧信
号を取り出すためのパルストランスであり、該パルスト
ランス８の出力信号は第１の波形整形回路９に供給され
第４図ｂの如き信号に整形される。
ンデンサ６とよりなるタンク負荷回路７に 二供給され
る。８は例えば第４図ａに示す如き負荷の両端の電圧信
号を取り出すためのパルストランスであり、該パルスト
ランス８の出力信号は第１の波形整形回路９に供給され
第４図ｂの如き信号に整形される。
１０は負荷に流れる例えば第４図 こｃに示す如き電流
を検出するための変流器であり、該変流器１０の出力信
号は第２の波形整形回路１１に供給され第４図ｄに示す
如き信号に変換される。
を検出するための変流器であり、該変流器１０の出力信
号は第２の波形整形回路１１に供給され第４図ｄに示す
如き信号に変換される。
これら第１、第２の波形整形回路９，１１の出力信号は
各々第１、第２の微分回路１２，１３に供給されて各々
第４図ｅに示す如き信号の立ち上がりに同期した信号と
第４図ｆに示す如き信号の立ち下がりに同期した信号と
に各々変換される。第１の微分回路１２の出力信号はフ
リツプフロツプ回路１４のセツト端子に供給されており
、４第２の微分回路１３の出力信号はフリツプフロツプ
回路１４のりセツト端子に供給されており、従つてフリ
ツプフロツプ回路より、第４図ｇに示す如きパルストラ
ンス８の出力信号と変流器１０のの出力信号との位相差
に応じたデユテイ一を有するパルス信号が発生する。該
信号はフイルタ一回路１５に供給されてデユーテイ一に
応じた直流信号に変換される。該フイルタ一回路１５の
出力端子は信号選択回路１６を介して、可変周波発振器
１７に供給される。該可変周波発振器１７は供給される
信号値に応じて発振周波数を変化せしめる回路であり、
供給される信号値と発振周波数とは第５図に示す如き関
係となる。該可変周波発振器１７の出力端は６進リング
カウンタ等より成るゲート信号発生器１８に接続される
。該ゲート信号発生器１８は可変周波発振器１７の出力
信号と同一周波数で一定の位相差を有するゲート信号を
作成し、端子Ｔｌ，Ｔ２，・・・・・・Ｔ６より前記サ
イリスタＳＣＲｌ，ＳＣＲ２，・・・・・・ＳＣＲ６の
ゲート端子に供給する。１９はフォトカップラ一等を構
成要素として含む直流電圧検出器であり、該直流電圧検
出器の出力信号は差動増幅器によつて構成されるレベル
比較回路２０に供給されている。
各々第１、第２の微分回路１２，１３に供給されて各々
第４図ｅに示す如き信号の立ち上がりに同期した信号と
第４図ｆに示す如き信号の立ち下がりに同期した信号と
に各々変換される。第１の微分回路１２の出力信号はフ
リツプフロツプ回路１４のセツト端子に供給されており
、４第２の微分回路１３の出力信号はフリツプフロツプ
回路１４のりセツト端子に供給されており、従つてフリ
ツプフロツプ回路より、第４図ｇに示す如きパルストラ
ンス８の出力信号と変流器１０のの出力信号との位相差
に応じたデユテイ一を有するパルス信号が発生する。該
信号はフイルタ一回路１５に供給されてデユーテイ一に
応じた直流信号に変換される。該フイルタ一回路１５の
出力端子は信号選択回路１６を介して、可変周波発振器
１７に供給される。該可変周波発振器１７は供給される
信号値に応じて発振周波数を変化せしめる回路であり、
供給される信号値と発振周波数とは第５図に示す如き関
係となる。該可変周波発振器１７の出力端は６進リング
カウンタ等より成るゲート信号発生器１８に接続される
。該ゲート信号発生器１８は可変周波発振器１７の出力
信号と同一周波数で一定の位相差を有するゲート信号を
作成し、端子Ｔｌ，Ｔ２，・・・・・・Ｔ６より前記サ
イリスタＳＣＲｌ，ＳＣＲ２，・・・・・・ＳＣＲ６の
ゲート端子に供給する。１９はフォトカップラ一等を構
成要素として含む直流電圧検出器であり、該直流電圧検
出器の出力信号は差動増幅器によつて構成されるレベル
比較回路２０に供給されている。
又前記変流器１０の出力信号はピーク検出回路２１に供
給されており、該ピーク検出回路２１は変流器１０によ
つて検出された電流信号のピーク値の信号を出力する。
該レベル比較回路２０の出力端も前記選択回路１６を介
して可変周波発振器１７に接続されている。該選択回路
１６はフイルタ一回路１５とレベル比較回路２０の出力
信号のうち小さい方の信号を選択的に通過させる回路で
ある。上述した如き構成において、無負荷時あるいは負
荷の小さい時にインバータを始動させると、変流器１０
によつて検出される電流信号のピーク値は小さいため、
ピーク検出回路２１の出力信号の信号も小さいものとな
り、その結果レベル比較回路２０の出力はフイルタ一回
路１５の出力信号より小さくなる。従つて選択回路１６
を介してレベル比較回路２０の出力信号が可変周波発振
器１７に供給される。その結果、可変周波発振器は第１
図においてイで示された点を動作点としてインバータの
発振を開始する。更にバ一材等の挿入等により負荷が大
きくなると変流器１０によつて検出されるピーク検出回
路２１の出力信号が大きくなり、選択回路１６はフイル
タ一回路１５の出力信号の方を選択して可変周波発振器
１７に供給する。その結果、可変周波発振器１７は変流
器１０によつて検出される負荷に流れる電流信号と、パ
ルストランス８によつて検出される負荷に印加される電
圧信号とが同相になるように自動的に周波数が制御され
、最高の効率で負荷に信号を供給できる。土述したよう
に本発明によりインバータの起動時、インバータの起動
中での無負荷時の或いは負荷の小さい時のインバータの
始動も容易で最高の効率で負荷に電力を供給できる直列
インバータが提供される。尚、前述の説明では、無負荷
時の動作点を第１図においてイ点としたが、可変周波発
振器１７の入出力特性を第５図において点線で示すもの
とすれば、動作点は第１図において口点で示すものとな
る。
給されており、該ピーク検出回路２１は変流器１０によ
つて検出された電流信号のピーク値の信号を出力する。
該レベル比較回路２０の出力端も前記選択回路１６を介
して可変周波発振器１７に接続されている。該選択回路
１６はフイルタ一回路１５とレベル比較回路２０の出力
信号のうち小さい方の信号を選択的に通過させる回路で
ある。上述した如き構成において、無負荷時あるいは負
荷の小さい時にインバータを始動させると、変流器１０
によつて検出される電流信号のピーク値は小さいため、
ピーク検出回路２１の出力信号の信号も小さいものとな
り、その結果レベル比較回路２０の出力はフイルタ一回
路１５の出力信号より小さくなる。従つて選択回路１６
を介してレベル比較回路２０の出力信号が可変周波発振
器１７に供給される。その結果、可変周波発振器は第１
図においてイで示された点を動作点としてインバータの
発振を開始する。更にバ一材等の挿入等により負荷が大
きくなると変流器１０によつて検出されるピーク検出回
路２１の出力信号が大きくなり、選択回路１６はフイル
タ一回路１５の出力信号の方を選択して可変周波発振器
１７に供給する。その結果、可変周波発振器１７は変流
器１０によつて検出される負荷に流れる電流信号と、パ
ルストランス８によつて検出される負荷に印加される電
圧信号とが同相になるように自動的に周波数が制御され
、最高の効率で負荷に信号を供給できる。土述したよう
に本発明によりインバータの起動時、インバータの起動
中での無負荷時の或いは負荷の小さい時のインバータの
始動も容易で最高の効率で負荷に電力を供給できる直列
インバータが提供される。尚、前述の説明では、無負荷
時の動作点を第１図においてイ点としたが、可変周波発
振器１７の入出力特性を第５図において点線で示すもの
とすれば、動作点は第１図において口点で示すものとな
る。
又レベル比較回路２０の一方の入力を直流電圧でなく、
高周波電圧のピーク値としても良い。
高周波電圧のピーク値としても良い。
第１図は有負荷時及び無負荷時における発振周波数とサ
イリスタに流れる電流の最大値との関係を表わした図、
第２図はサイリスタの端子間電圧及び電流波形を表わす
ための図、第３図は本発明の一実施例を表わすための図
、第４図は第３図の各回路素子の出力信号を表わすため
の図、第５図は可変周波発振器の入力信号に対する出力
周波数を表わした図である。 １：商用周波数電源、２：整流器、３：平滑リアクトル
、４：順変換回路、ＳＣＲｌ，ＳＣＲ２，ＳＣＲ３，Ｓ
ＣＲ４，ＳＣＲ５，ＳＣＲ６：制御極付整流器、Ｃｌ，
Ｃ２：転流コンデンサ、Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５：分割コンデ
ンサ、５：負荷誘導コイル、６：補償コンデンサ、７リ
タンク負荷回路、８：パルストランス、９，１１：波形
整形回路、１０：変流器、１２，１３：微分回路、１４
：フリツプフロツプ回路、１５：フイルタ一回路、１６
：選択回路、１７：可変周波発振器、１８：ゲート信号
発生器、１９：直流電圧検出器、２０：レベル比較回路
、２１：ピーク検出回路。
イリスタに流れる電流の最大値との関係を表わした図、
第２図はサイリスタの端子間電圧及び電流波形を表わす
ための図、第３図は本発明の一実施例を表わすための図
、第４図は第３図の各回路素子の出力信号を表わすため
の図、第５図は可変周波発振器の入力信号に対する出力
周波数を表わした図である。 １：商用周波数電源、２：整流器、３：平滑リアクトル
、４：順変換回路、ＳＣＲｌ，ＳＣＲ２，ＳＣＲ３，Ｓ
ＣＲ４，ＳＣＲ５，ＳＣＲ６：制御極付整流器、Ｃｌ，
Ｃ２：転流コンデンサ、Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５：分割コンデ
ンサ、５：負荷誘導コイル、６：補償コンデンサ、７リ
タンク負荷回路、８：パルストランス、９，１１：波形
整形回路、１０：変流器、１２，１３：微分回路、１４
：フリツプフロツプ回路、１５：フイルタ一回路、１６
：選択回路、１７：可変周波発振器、１８：ゲート信号
発生器、１９：直流電圧検出器、２０：レベル比較回路
、２１：ピーク検出回路。
Claims (1)
- １ タンク負荷回路と、該タンク負荷回路に高周波電力
を供給する制御極付整流器とを備えた直列インバータに
おいて、入力信号値に応じて発振周波数を変化せしめ前
記制御極付整流器へのゲート信号の周波数を制御する可
変周波発振器、負荷に流れる電流値を検出する手段、該
負荷に印加される電圧を取出す手段、及び前記検出され
た電流値が所定値よりも小さい時に前記可変周波発振器
を前記制御極付整流器の転流が可能な周波数で発振させ
、大きい時に前記可変周波発振器を前記検出された電流
と取出された電圧とが同相になる様な周波数で発信させ
る様な回路を具備した直列インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53163303A JPS596151B2 (ja) | 1978-12-26 | 1978-12-26 | 直列インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53163303A JPS596151B2 (ja) | 1978-12-26 | 1978-12-26 | 直列インバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5588580A JPS5588580A (en) | 1980-07-04 |
| JPS596151B2 true JPS596151B2 (ja) | 1984-02-09 |
Family
ID=15771256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53163303A Expired JPS596151B2 (ja) | 1978-12-26 | 1978-12-26 | 直列インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS596151B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60249875A (ja) * | 1984-05-24 | 1985-12-10 | Toshiba Corp | 周波数変換装置の制御装置 |
-
1978
- 1978-12-26 JP JP53163303A patent/JPS596151B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5588580A (en) | 1980-07-04 |
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