JPS5951610A - 電子回路 - Google Patents
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- JPS5951610A JPS5951610A JP15155683A JP15155683A JPS5951610A JP S5951610 A JPS5951610 A JP S5951610A JP 15155683 A JP15155683 A JP 15155683A JP 15155683 A JP15155683 A JP 15155683A JP S5951610 A JPS5951610 A JP S5951610A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電子回路に関し、主として電子式腕時計に用い
られる水晶発振回路を対象とする。
られる水晶発振回路を対象とする。
従来、電子式腕時計に使用されている水晶発掘回路の−
っとして第５図に示すようなものが公知である。この回
路は、基本的には同図に示すようにｎチャンネルＭＩＳ
ＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）Ｑ とｐ
チャンネルＭＩＳＦＥＳＱ、とからなる相補ＷＭＩＳイ
ンバータ回路の入出力間にバイアス抵抗ＲＦを接続して
なる相補型ＭＩＳ増幅回路と、この増幅回路の入出力間
に正帰還回路を構成する水晶振動子およびコンデンサＣ
Ｄ、Ｃ，とからなる。また、増幅回路の出力側に設けら
れた抵抗ＲＤは周波数安定性の向上のために設けられて
いる。すなわち、電源電圧の変動等により増幅回路の出
力インピータンスが変化した場合、発振周波数の変動を
招くが、一定値である抵抗】ｔＤを直列に付加すること
により、この値が出力インピーダンスの変動に対して十
分大きければ、相対的な変鯛幅を小さくすることができ
発振周波数の安定化が図られるからである。
っとして第５図に示すようなものが公知である。この回
路は、基本的には同図に示すようにｎチャンネルＭＩＳ
ＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）Ｑ とｐ
チャンネルＭＩＳＦＥＳＱ、とからなる相補ＷＭＩＳイ
ンバータ回路の入出力間にバイアス抵抗ＲＦを接続して
なる相補型ＭＩＳ増幅回路と、この増幅回路の入出力間
に正帰還回路を構成する水晶振動子およびコンデンサＣ
Ｄ、Ｃ，とからなる。また、増幅回路の出力側に設けら
れた抵抗ＲＤは周波数安定性の向上のために設けられて
いる。すなわち、電源電圧の変動等により増幅回路の出
力インピータンスが変化した場合、発振周波数の変動を
招くが、一定値である抵抗】ｔＤを直列に付加すること
により、この値が出力インピーダンスの変動に対して十
分大きければ、相対的な変鯛幅を小さくすることができ
発振周波数の安定化が図られるからである。
従来、上記抵抗ＲＤの役割は、上記発振周波数の安定化
の点だけしか着目されていなかった。その理由は抵抗Ｒ
Ｄを増幅回路と水晶振動子との間に挿入することは抵抗
損失を増大させ、帰還回路の伝達率の低下を招き、動作
電源電圧範囲を狭くすると考えられていたためである。
の点だけしか着目されていなかった。その理由は抵抗Ｒ
Ｄを増幅回路と水晶振動子との間に挿入することは抵抗
損失を増大させ、帰還回路の伝達率の低下を招き、動作
電源電圧範囲を狭くすると考えられていたためである。
事実、従来の発振回路においては上記抵抗器。を大きく
すると動作電源電圧範囲を狭くするため、ぜいぜい２５
０にΩ程度の値しか使用できなかった、 本願発明者等においては、上記発振回路の実験。
すると動作電源電圧範囲を狭くするため、ぜいぜい２５
０にΩ程度の値しか使用できなかった、 本願発明者等においては、上記発振回路の実験。
解析をした結果、上記抵抗ＲＤの他の新たな役割を見い
出すことができた。
出すことができた。
本発明はり十の倹削の結果生まれたものであり、その目
的とするところは、Ｍ Ｉ Ｓ Ｆ Ｊ：、 ’ｆを用
いた水晶発振回路の特性の改善を図ることにあり、本発
明の他の目的はＭＩＳＦＥＴを用いた水晶発振回路の実
装上の小型化を図ることにある。
的とするところは、Ｍ Ｉ Ｓ Ｆ Ｊ：、 ’ｆを用
いた水晶発振回路の特性の改善を図ることにあり、本発
明の他の目的はＭＩＳＦＥＴを用いた水晶発振回路の実
装上の小型化を図ることにある。
上記目的を達成するための本発明の基本的構成は、少な
くとも増幅素子がＭ Ｉ Ｓ １” Ｅ Ｔで構成され
た増幅回路と、その入出力間に水晶振動子と容爪素子か
らなる正帰還回路を有し、上記増幅回路の出力端子と上
記正帰還回路との間に抵抗器を接続してなる水晶発振回
路において、上記増幅回路および抵抗器を同−半導体基
体内又は基体上に構成し、上記増幅回路の出力端子に接
続されろを生容月がＤ「定の値以下になるように構成す
るとともに、手記抵抗器が所定の値以下とすく、ように
［７てなることを性徴とするものでに、る。
くとも増幅素子がＭ Ｉ Ｓ １” Ｅ Ｔで構成され
た増幅回路と、その入出力間に水晶振動子と容爪素子か
らなる正帰還回路を有し、上記増幅回路の出力端子と上
記正帰還回路との間に抵抗器を接続してなる水晶発振回
路において、上記増幅回路および抵抗器を同−半導体基
体内又は基体上に構成し、上記増幅回路の出力端子に接
続されろを生容月がＤ「定の値以下になるように構成す
るとともに、手記抵抗器が所定の値以下とすく、ように
［７てなることを性徴とするものでに、る。
以下、実施例にそって図面を参照ｉ−７、本発明を具体
的に説明する。
的に説明する。
第１図は本発明の一例を示す水晶発振回路の回路図であ
る。同図に示すように、ｎチャンネルＭＩＳＦＥＴＱ１
１とｐチャンネルＭｆＳＦＥＴＱｐからなる相補型ＭＩ
Ｓインバータ回路の入出力端子間にバイアス抵抗ＲＦを
接続してなる相補型ＭＩｓ増幅回路と、水晶振動子とそ
の両端に設けられたコンデンサＣ６，ＣＤからなる正帰
還回路と、上記増幅回路の出力端子と上記正帰還回路と
の間に抵抗ＲＤを有してなる水晶発揚回路において、本
発明は上記増幅回路を構成するＭＩ Ｓ Ｆ Ｅ ＴＱ
ｎ、Ｑｐ、バイアス抵抗ＲＦおよび抵抗■ｔＤを同一半
導体集積回路装置１内に構成し、増幅回路の出力端子に
結合される寄生容量Ｃ８が５ｐＩ”〜２．５ｐＦ以下と
なるようにし、上記抵抗ｌＬＤの値が５０ＯＫΩ〜ＩＭ
Ωとなるようにする。このため、上記抵抗ＲＤを半導体
集積回路１に構成するにあたり、例えば寄生容量の小さ
な等電性ポリシリコン抵抗、イオン打ち込み抵抗、ウェ
ル拡散抵抗あるいば・ｈｌｌｓ抵抗等で構成する。
る。同図に示すように、ｎチャンネルＭＩＳＦＥＴＱ１
１とｐチャンネルＭｆＳＦＥＴＱｐからなる相補型ＭＩ
Ｓインバータ回路の入出力端子間にバイアス抵抗ＲＦを
接続してなる相補型ＭＩｓ増幅回路と、水晶振動子とそ
の両端に設けられたコンデンサＣ６，ＣＤからなる正帰
還回路と、上記増幅回路の出力端子と上記正帰還回路と
の間に抵抗ＲＤを有してなる水晶発揚回路において、本
発明は上記増幅回路を構成するＭＩ Ｓ Ｆ Ｅ ＴＱ
ｎ、Ｑｐ、バイアス抵抗ＲＦおよび抵抗■ｔＤを同一半
導体集積回路装置１内に構成し、増幅回路の出力端子に
結合される寄生容量Ｃ８が５ｐＩ”〜２．５ｐＦ以下と
なるようにし、上記抵抗ｌＬＤの値が５０ＯＫΩ〜ＩＭ
Ωとなるようにする。このため、上記抵抗ＲＤを半導体
集積回路１に構成するにあたり、例えば寄生容量の小さ
な等電性ポリシリコン抵抗、イオン打ち込み抵抗、ウェ
ル拡散抵抗あるいば・ｈｌｌｓ抵抗等で構成する。
本発明において、抵抗ＲＤを半導体集積回路１に構成し
て、増幅回路の出力端子に接続される寄生容量を小さく
したのは下記の理由による。
て、増幅回路の出力端子に接続される寄生容量を小さく
したのは下記の理由による。
第５図に示したような従来の水晶発振回路のように抵抗
Ｒｐ ｌ ＲＤを外伺けとした場合には、増幅回路の
出力端子に結合される寄生容量は、ポンディングパッド
やパッケージ端子間容量等が加わった値となるため、こ
の比較的大きな容量：によって前記説明したように帰還
回路の伝達率の低下を招き、動作電源電圧範囲を狭くす
るものである。
Ｒｐ ｌ ＲＤを外伺けとした場合には、増幅回路の
出力端子に結合される寄生容量は、ポンディングパッド
やパッケージ端子間容量等が加わった値となるため、こ
の比較的大きな容量：によって前記説明したように帰還
回路の伝達率の低下を招き、動作電源電圧範囲を狭くす
るものである。
すなわち、上記発振回路の等価回路は、この増幅回路の
動作において、ｐチャンネルＭＩＳＦＥＴＱｐＩｎチャ
ンネルＭＩＳＦＥＴＱｎが飽和領域で動作１゛るもので
あることより、その出力インビ−タｙ スハ非常に大き
く定電流源とみなすことができるから、第４図に示すよ
うになる。この等価回路より明らかなように、寄生容量
Ｃ８は帰還回路（ＲＤＩ ＣＤＩ ＣＧＦ Ｌ、Ｒ８）
のインピーダンスに対して交流的には並列に挿入される
こととなるため、抵抗ＲＤにおける電圧降下が帰還回路
の伝達率の低下を招くものとなる。したがって、この寄
生容量Ｃ６がなければ、あるいは十分に小さければ、増
幅回路が定電流源とみなされること、および共振状態に
おける帰還回路のインピーダンスが非常に大きいことよ
り、上記抵抗ＲＤを相当大きくしても帰還伝達率には何
ら影響を与えなくなるのである。なお、上記等価回路に
おいて、抵抗Ｒ８は水晶の直列抵抗であり、コイルＬは
水晶振動子の誘導性成分を示す。
動作において、ｐチャンネルＭＩＳＦＥＴＱｐＩｎチャ
ンネルＭＩＳＦＥＴＱｎが飽和領域で動作１゛るもので
あることより、その出力インビ−タｙ スハ非常に大き
く定電流源とみなすことができるから、第４図に示すよ
うになる。この等価回路より明らかなように、寄生容量
Ｃ８は帰還回路（ＲＤＩ ＣＤＩ ＣＧＦ Ｌ、Ｒ８）
のインピーダンスに対して交流的には並列に挿入される
こととなるため、抵抗ＲＤにおける電圧降下が帰還回路
の伝達率の低下を招くものとなる。したがって、この寄
生容量Ｃ６がなければ、あるいは十分に小さければ、増
幅回路が定電流源とみなされること、および共振状態に
おける帰還回路のインピーダンスが非常に大きいことよ
り、上記抵抗ＲＤを相当大きくしても帰還伝達率には何
ら影響を与えなくなるのである。なお、上記等価回路に
おいて、抵抗Ｒ８は水晶の直列抵抗であり、コイルＬは
水晶振動子の誘導性成分を示す。
本発明は、水晶発振回路の以上の点に着目して、抵抗Ｒ
Ｄを半導体集積回路に構成することにより発振回路の小
型化を図るとともに寄生容量を十分小さくし、抵抗ＲＤ
の値を大きくすることにより、動作電源１Ｌ圧範囲を確
保しつつ、以下に説明するように、抵抗ＲＤに周波数の
安定性の同士の外に、新たな役割を持たせることができ
る。
Ｄを半導体集積回路に構成することにより発振回路の小
型化を図るとともに寄生容量を十分小さくし、抵抗ＲＤ
の値を大きくすることにより、動作電源１Ｌ圧範囲を確
保しつつ、以下に説明するように、抵抗ＲＤに周波数の
安定性の同士の外に、新たな役割を持たせることができ
る。
（１）異常発振の抑制
発振状態において増幅回路の出力側の発振波形は、特に
コンデンサＣ６ＣＤの容量値が小さい場合、電源電圧ま
で飽和しているため矩形波に近く、基本周波数に対して
乱調波成分を多く含んだ状態となっている。そのために
水晶振動子が高次の振動モードで励振されるようになり
、基本周波数（時計用発振回路においては通常３２．７
６８ＫＨｚ）よりも高い周波数で発振を行なうようにな
る。特に水晶振動子として音叉型を使用した場合、その
構造上の理由から基本振動周波数の約６倍（１９０ＫＨ
ｚ）付近の所で発掘することが多く、これまで時計用Ｉ
Ｃ（半導体集積回路）の設計上大きな障害となっていた
。ところが、本発明においては、抵抗ＲＤの値を大きく
することにより、コンデンサＣＤが従来通りの容量値で
あれば、その時定数が大きくなるため、この抵抗ＲＤと
コンデンサＣＤとにより低域通過フィルタを構成し、水
晶振動子に印加される高調波成分を除去する作用をなし
、異常発揚の抑制が図られる。
コンデンサＣ６ＣＤの容量値が小さい場合、電源電圧ま
で飽和しているため矩形波に近く、基本周波数に対して
乱調波成分を多く含んだ状態となっている。そのために
水晶振動子が高次の振動モードで励振されるようになり
、基本周波数（時計用発振回路においては通常３２．７
６８ＫＨｚ）よりも高い周波数で発振を行なうようにな
る。特に水晶振動子として音叉型を使用した場合、その
構造上の理由から基本振動周波数の約６倍（１９０ＫＨ
ｚ）付近の所で発掘することが多く、これまで時計用Ｉ
Ｃ（半導体集積回路）の設計上大きな障害となっていた
。ところが、本発明においては、抵抗ＲＤの値を大きく
することにより、コンデンサＣＤが従来通りの容量値で
あれば、その時定数が大きくなるため、この抵抗ＲＤと
コンデンサＣＤとにより低域通過フィルタを構成し、水
晶振動子に印加される高調波成分を除去する作用をなし
、異常発揚の抑制が図られる。
（２１消費電流の減少
相補型ＭＩＳ水晶発振回路の消費電流は、インバータへ
の入力の電圧振幅、インバータが駆動しなければなら）
３ｃい負荷の二つに依存する。抵抗ＲＤを大きくするこ
とにより消費電流を減らすことができるのは、増幅回路
側からみたみかけ上の容量を減らし７て、負荷すなわち
容量を充放電するために流れる電流を減少させるためで
ある。また、電子式腕時計用回路においては、発振回路
の次段につながれる波形整形用のインバータ回路に発振
出力波形を矩形波に近くする（負荷容量が等測的に減少
している）ために、このインバータ回路における貫通電
流を少なくすることにより消費電流の減少が図られろ。
の入力の電圧振幅、インバータが駆動しなければなら）
３ｃい負荷の二つに依存する。抵抗ＲＤを大きくするこ
とにより消費電流を減らすことができるのは、増幅回路
側からみたみかけ上の容量を減らし７て、負荷すなわち
容量を充放電するために流れる電流を減少させるためで
ある。また、電子式腕時計用回路においては、発振回路
の次段につながれる波形整形用のインバータ回路に発振
出力波形を矩形波に近くする（負荷容量が等測的に減少
している）ために、このインバータ回路における貫通電
流を少なくすることにより消費電流の減少が図られろ。
こυ）ことは、相補型ＭＩＳインバータ回路ＩＮＶにお
いて、入力振幅が小さい場合には、ｐチャンネルＭＩＳ
ＦＥＴとｎチャンネルＭＩＳＦＥＴの両方が同時にＯＮ
するようになり、この両者のＭＩＳＦＥＴを通して貫通
電流が流れるようになるからである。
いて、入力振幅が小さい場合には、ｐチャンネルＭＩＳ
ＦＥＴとｎチャンネルＭＩＳＦＥＴの両方が同時にＯＮ
するようになり、この両者のＭＩＳＦＥＴを通して貫通
電流が流れるようになるからである。
ただし、この抵抗ＲＤにおける効果は、容量ＣＤが小さ
いときには、抵抗ＲＤＫよる帰還回路の伝達率の低下の
影響の方が大きくなるおそれがあるため、上記抵抗Ｉ−
ＬＤの値は５００にΩ〜ＩＭΩ程度が好ましい。
いときには、抵抗ＲＤＫよる帰還回路の伝達率の低下の
影響の方が大きくなるおそれがあるため、上記抵抗Ｉ−
ＬＤの値は５００にΩ〜ＩＭΩ程度が好ましい。
次に、寄生容量Ｃ５ｏの値、および抵抗Ｒ９の値を前記
実施例のようにした理由、を足置的に説明する。
実施例のようにした理由、を足置的に説明する。
本発明において、°寄生容量Ｃ８の値、および抵抗１ｔ
Ｄ０）値の決足は、以下のような基本的な考え方に基づ
いてなされなければならない。
Ｄ０）値の決足は、以下のような基本的な考え方に基づ
いてなされなければならない。
すなわち、第４図に示した等価回路において、寄生容量
Ｃ６かない場合の帰還回路の固有振動周波数と、ある値
を有する寄生容量Ｃ８が付加された場合の帰還回路の固
有振動周波数とが大きく異なるものとなるように寄生容
量Ｃ６の値を決定する。
Ｃ６かない場合の帰還回路の固有振動周波数と、ある値
を有する寄生容量Ｃ８が付加された場合の帰還回路の固
有振動周波数とが大きく異なるものとなるように寄生容
量Ｃ６の値を決定する。
この基本的な考え方に基づいて計算された寄生容量Ｃ６
の値は次式（１）のようになる。
の値は次式（１）のようになる。
ｃｏへ・−−−（１１
２πｆｏＩｔ。
ここでｆ。は水晶振動子の基本振動周波数である。
また、寄生発掘の周波数ｆ１ に対して低域通過フィル
タを構成するｆこめ、抵抗ＩｔＤの値は次式（２１を満
足するもの、でなければ／Ｚしない１．２ｆｆｆ、Ｉ（
ＤＣＤ＞ ］ （２＋さらに、発
振回路の消費電流を最小にするプ、１めに、発振回路を
構成１−る各素子は次式（３）を満足するものでなけれ
ばならない。
タを構成するｆこめ、抵抗ＩｔＤの値は次式（２１を満
足するもの、でなければ／Ｚしない１．２ｆｆｆ、Ｉ（
ＤＣＤ＞ ］ （２＋さらに、発
振回路の消費電流を最小にするプ、１めに、発振回路を
構成１−る各素子は次式（３）を満足するものでなけれ
ばならない。
（３）
（ｉ）Ｃ，Ｒ・＋ッ。ＤＲ８〉１
したがって、特許請求範囲第１項に記載した寄生容量の
条件である所定の値、および抵抗ＲＤの値とは、上記（
１）〜（３１式に基づいて決定されるものであり、特許
請求範囲第２項に示した具体的な値は、これらのことを
考慮して時計用水晶発振回路に適用した場合の本発明の
目的が確実に達成できる寄生容量の上限値および抵抗Ｒ
ＤΩ最適値を示すものである。
条件である所定の値、および抵抗ＲＤの値とは、上記（
１）〜（３１式に基づいて決定されるものであり、特許
請求範囲第２項に示した具体的な値は、これらのことを
考慮して時計用水晶発振回路に適用した場合の本発明の
目的が確実に達成できる寄生容量の上限値および抵抗Ｒ
ＤΩ最適値を示すものである。
本発明は前記実施例に限定され１′、種々ゐ実施形態を
採ることができる。
採ることができる。
例えば、増幅回路は、第２図に示すよう罠、１１チャン
ネルＭＩＳＦＥＴＱ およびｐチャンネルｎ Ｍ Ｔ Ｓ Ｆ Ｉ’、 Ｔ Ｑ、 １．０）ぞｉｔイ
：、： しく７”） ７ ＝−ス側１ｉＣ％抗１ｔ−Ａ
、 １１１．ろ・ｊＸＸ充完るものでＡ’ｌ、−、）
ても７１′い、この増幅回路は、抵抗ＩｔＡ、Ｉｔ□に
より電流帰還がかかるため異常発振がおさえられ又は電
源電圧Ｊ）変動がおさえられ７′・という効！１］を有
（７、；イ・発明に」−る効果と相生ってより特性の同
士が図られる発振回路が得られる。
ネルＭＩＳＦＥＴＱ およびｐチャンネルｎ Ｍ Ｔ Ｓ Ｆ Ｉ’、 Ｔ Ｑ、 １．０）ぞｉｔイ
：、： しく７”） ７ ＝−ス側１ｉＣ％抗１ｔ−Ａ
、 １１１．ろ・ｊＸＸ充完るものでＡ’ｌ、−、）
ても７１′い、この増幅回路は、抵抗ＩｔＡ、Ｉｔ□に
より電流帰還がかかるため異常発振がおさえられ又は電
源電圧Ｊ）変動がおさえられ７′・という効！１］を有
（７、；イ・発明に」−る効果と相生ってより特性の同
士が図られる発振回路が得られる。
また、第３図に示すように、単一チャンネルのＭ Ｉ
Ｓ Ｆ Ｅ Ｔ （例えばｐチャンネル）で＜Ｈ（Ｈ成
されたインバータ回路を利用し７て増幅回路を楢成する
ものであってもよい。この場合１．負荷として作用する
ディグレフジョン型ＭＩＳＦＥＴＱ’に替え抵抗を用い
るときには、増幅回路の定’ｉｌ’ｉ、流特性が悪くな
るので、相補型インバータによ／′）局舎と同等な効果
は（ＩＪ］待できなくなイ、であろう、１．か１７、こ
の場合でもは任同様な］里小によって不発明による発４
辰！侍件の向トが図られイ）、、なお、２は正帰還回路
を示すものであ７．、）。
Ｓ Ｆ Ｅ Ｔ （例えばｐチャンネル）で＜Ｈ（Ｈ成
されたインバータ回路を利用し７て増幅回路を楢成する
ものであってもよい。この場合１．負荷として作用する
ディグレフジョン型ＭＩＳＦＥＴＱ’に替え抵抗を用い
るときには、増幅回路の定’ｉｌ’ｉ、流特性が悪くな
るので、相補型インバータによ／′）局舎と同等な効果
は（ＩＪ］待できなくなイ、であろう、１．か１７、こ
の場合でもは任同様な］里小によって不発明による発４
辰！侍件の向トが図られイ）、、なお、２は正帰還回路
を示すものであ７．、）。
さらに、抵抗ＲＤは、前記説明したような寄生容量の少
ないもので力）れば、現在の半導体集積回路技術により
本発明の１ｊ的は達成できるが、例えば、１〜３にΩ／
口の拡散抵抗ではａ遊容貝が大きくなるから、これらは
利用できなし・であろう。
ないもので力）れば、現在の半導体集積回路技術により
本発明の１ｊ的は達成できるが、例えば、１〜３にΩ／
口の拡散抵抗ではａ遊容貝が大きくなるから、これらは
利用できなし・であろう。
本発明はＭＩＳｌ”ＥＴを用いた水晶発振回路に広く利
用できる。
用できる。
第１図〜第３図はそれぞれ本発明に係る発振回路の一例
を示す回路図であり、第４図はその等価回路を示し、第
５図は従来の発振回路σ）−例な示す回路図である。 Ｑ、ＱＱ、’ ・・・ＭＩＳＩ”ＥＴ、ＲＦ ・・・ノ
（イ アｎ ｐ’ ｐ ス抵抗、ＲＤ、且ｊｋ”’Ｂ・・・抵抗、Ｒ８・・・等
価抵抗、ＣＤ、ｃｏ・・・コンデンサ、ｃｏ、Ｃｏ′・
・・寄生容量、１・・・半導体集積回路、２・・・正帰
還回路、ＩＮＶ・・・相補型〜ＩＩＳインパーク回路。 第 １ 図 一ル 第 ４ 図 第 ５ 図
を示す回路図であり、第４図はその等価回路を示し、第
５図は従来の発振回路σ）−例な示す回路図である。 Ｑ、ＱＱ、’ ・・・ＭＩＳＩ”ＥＴ、ＲＦ ・・・ノ
（イ アｎ ｐ’ ｐ ス抵抗、ＲＤ、且ｊｋ”’Ｂ・・・抵抗、Ｒ８・・・等
価抵抗、ＣＤ、ｃｏ・・・コンデンサ、ｃｏ、Ｃｏ′・
・・寄生容量、１・・・半導体集積回路、２・・・正帰
還回路、ＩＮＶ・・・相補型〜ＩＩＳインパーク回路。 第 １ 図 一ル 第 ４ 図 第 ５ 図
Claims (1)
- 少なくとも増幅素子がＭＩＳＦＥＴで構成された増幅回
路とその入出力間に接続される水晶振動子を含む正帰還
回路と上記増幅回路の出力端子と上記正帰還回路との間
に接続される抵抗素子とから成る水晶発振回路と、上記
増幅回路の出力端子に送出された信号を入力信号とする
相補型ＭＩＳインバータ回路とを含む電子回路であって
、上記増幅回路、抵抗素子及び相補型ＭＩｓインバータ
回路とが同一半導体基板上に構成されてなることを特徴
とする電子回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15155683A JPS5951610A (ja) | 1983-08-22 | 1983-08-22 | 電子回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15155683A JPS5951610A (ja) | 1983-08-22 | 1983-08-22 | 電子回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3675975A Division JPS51112254A (en) | 1975-03-28 | 1975-03-28 | Crystal oscillation circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5951610A true JPS5951610A (ja) | 1984-03-26 |
Family
ID=15521101
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15155683A Pending JPS5951610A (ja) | 1983-08-22 | 1983-08-22 | 電子回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5951610A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02199906A (ja) * | 1989-01-27 | 1990-08-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電子チューナ用局部発振回路 |
| EP0998023A1 (en) * | 1998-04-27 | 2000-05-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillator |
-
1983
- 1983-08-22 JP JP15155683A patent/JPS5951610A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02199906A (ja) * | 1989-01-27 | 1990-08-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電子チューナ用局部発振回路 |
| EP0998023A1 (en) * | 1998-04-27 | 2000-05-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillator |
| EP0998023A4 (en) * | 1998-04-27 | 2004-12-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | OSCILLATOR |
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