JPS5947560B2 - 電磁継手制御装置 - Google Patents

電磁継手制御装置

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JPS5947560B2
JPS5947560B2 JP49131319A JP13131974A JPS5947560B2 JP S5947560 B2 JPS5947560 B2 JP S5947560B2 JP 49131319 A JP49131319 A JP 49131319A JP 13131974 A JP13131974 A JP 13131974A JP S5947560 B2 JPS5947560 B2 JP S5947560B2
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嘉彦 都築
信史 保浦
豊 鈴木
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電磁継手の励磁電流を制御して、前記電磁継手
にて駆動される交流発電機等の被駆動体の回転速度を一
定に保つ電磁継手制御装置の改良に関するものである。
近年電源同期型の電子機器を車両に搭載することが増加
し、商用電源と同等以上の周波数精度を要する交流電源
を車両にて得る必要性が増して来た。
例えば、ビデオテープレコーダ等においては交流電源周
波数の変動率を0.33%以下(60H2電源に対して
はO、2H2以下)におさえる要求がなされている。よ
つて、このビデオテープレコーダを車両に搭載し、車載
エンジンの回転駆動力を取出して電磁継手の駆動軸に加
え、この電磁継手の被駆動軸にて同期機の交流発電機の
回転子を回転させ、さらに前記被駆動軸の回転速度の帰
還にて前記電磁継手の励磁電流をオン−オフ制御してそ
の滑りを調整し、前記回転速度を一定に保つための制御
回路を設けて前記交流発電機より周波数変動率が0.3
3%以下の交流電源を発生し、この交流電源にてビデオ
テープレコーダを作動させる実験を繰返したところ前記
交流電源の周波数変動率を0.33%以下におさえた場
合でも前記ビデオテープレコーダの再生画像が二重にぶ
れてしまう現象が生じてしまつた。本発明は上述の実験
にて生じた問題に鑑みたもので、駆動軸に加わる回転駆
動力を被駆動軸に伝達する電磁継手の滑りを調整するた
めの励磁電流を前記被駆動軸の回転速度の帰還にてオン
−オフ制御し、さらに前記被駆動軸に連結した被駆動体
の負荷の大きさを帰還して前記オン−オフ制御による前
記励磁電流の変動幅を平均的に小さくすることによつて
、前記被駆動体を極めて小さな変動幅にて定速運転でき
るとともに、そのトルク変動をも極めて小さくできる電
磁継手制御装置を提供することを目的とするものである
以下本発明を図に示す一実施例について詳しく説明する
第1図の本発明装置の部分断面構成図において、1は電
動機で、駆動軸2に直結してこの駆動軸2をほぼ安定し
た速度にて回転駆動するものである。3は電磁継手で、
その励磁電流を変化させることにより入力側の前記駆動
軸2から出力側の被駆動軸4への伝達トルクの滑りが調
整可能になるものである。
この電磁継手3としては、電磁誘導に基づく渦電流型の
例を示し、前記駆動軸2に直結した誘導子Tと被駆動軸
4に直結した回転ドラム9がわずかなエアギヤツプを隔
てて回転自在に対向しており、励磁コイル11に励磁電
流を流した時フレーム10を含めて破線8の如き閉磁器
が形成されるため、駆動軸2の回転に伴つて、ドラム9
に回転磁界が発生し、電磁誘導による渦電流が流れ、駆
動軸2より被駆動軸4へトルクが伝達されるものである
。これによる被駆動軸4の伝達トルクTの大きさは、励
磁電流I及び駆動軸2と被駆動軸4の滑りSに応じて第
2図の特性を示す。従つて、励磁電流Iを制御すること
により、駆動軸2と被駆動軸4の伝達トルクTが変わり
、両軸間の滑りSが調節でき、被駆動軸4の回転速度が
調節できるものである。5は被駆動体である交流発電機
であり、そのアーマチヤシヤフトは被駆動軸4に直結さ
れてこの被駆動軸4の回転に従つた周波数の交流電圧を
発生する。
なお、交流発電機5の界磁電流は、図示せぬ出力電圧調
整器によつて出力電圧が設定値となるよう増減される。
例えば出力電圧が所定値に設定されている時、電子機器
の使用による電気的負荷が大きくなると所定値の出力電
圧を維持するため、界磁電流が増加されるというもので
ある。つまり、交流発電機5の出力電圧は、界磁電流と
電気的負荷が比例関係にあるため、界磁電流の電流制御
によつて所定値に維持できる。6は電磁継手3の励磁電
流をオン−オフ制御する断続制御回路で、前記被駆動軸
4の回転に同期した回転パルスを得、その周期単位にて
設定周期との比較を行い、この比較出力にて前記励磁電
流を断続制御(オン−オフ制御)するものである。
50は前記交流発電機5の電子機器使用による電気的負
荷の大きさとなる負荷量を検出する負荷検出器、60は
前記負荷検出器50の検出信号にて前記断続制御による
励磁電流の変動幅を平均的に小さくする補助帰還回路で
、前記励磁電流の一部を前記検出信号に応じたバイパス
電流にて供給するものであり、この補助帰還作用および
前記断続制御作用にて前記被駆動軸4の回転速度および
トルクを極めて小さな変動率にて一定に保つている。
次に、前記断続制御回路6を詳細に説明する。第3図に
おいて、12は交流発電機5の回転速度を検出するタコ
ジェネレータであり、交流発電機5の回転に同期した交
流検出信号を発生するものである。13は波形整形回路
で、タコジェネレータ12の交流検出信号をダイオード
ブリツジ131に印加して全波整流した後レベル変換用
トランジスタ132にてレベル変換された回転速度信号
をインバータ133にて矩形波に整形し、フリツプフロ
ツプ134にてl/2分周して、デユーテイー比がほぼ
l:lの矩形波の回転パルス信号に変換している。
ここで、フリツプフロツプ134としては米国のラジオ
・コーポレーシヨン・オブ・アメリカ(RCA)社製の
CD4Ol3というDual゛D”−TypeFllp
− FlOp(7)1つを使用しており、CLOCK入
力にインバータ133からの矩形波信号を印加し、出力
Q端子とD端子を接続し、SET及びRESET端子を
接地して使用し、出力Q端子より回転パルス信号を得て
いる。そして、波形整形回路13の出力は、第1の遅延
回路14、第2の遅延回路15及びインバータ25を通
して単安定マルチパイプレータ16に印加されている。
第1の遅延回路14はインバータ141,142及び1
43と抵抗144及びコンデンサ145にて構成され、
抵抗144とコンデンサ145にて決まる遅延時間だけ
回転パルスを遅らせている。従つて、第1の遅延回路1
4からの遅延信号はNANDゲート18の一方の入力端
子に印加されている。第2の遅延回路15の回路構成及
びその作動は第1の遅延回路14と全く同じであり、そ
の遅延時間は第1の遅延回路14の方が第2の遅延回路
15より長く設定してある。パルス発振器ITは水晶振
動子ITIを使用し、インバータと抵抗にて構成される
公知の発振器であり、その発振周波数は水晶振動子IT
Iの共振周波数にて決まるため、その安定度は非常に高
く、この出力の定周波クロツクパルスを時間基準にして
いる。このクロツクパルスはインバータを通して、前記
NANDゲート18の他方の入力端子に印加されている
。このNANDゲート18はパルス変調のためのゲート
回路をなすものであり、第1の遅延回路14の出力矩形
波が定められたl周期の6rレベルの間だけパルス発振
器17からのクロツクパルスを通過させてパルス変調し
ている。従つて、第1の遅延回路14の出力矩形波は交
流発電機5の回転速度に反比例した周期時間幅を有する
回転パルスであるため、回転速度が下がれば周期時間幅
が長くなり、この周期内にNANDゲート18を通過す
るクロツクパルス数が増加し、又反対に回転速度が上が
れば周期時間幅が短かくなり、NANDゲート18を通
過するクロツクパルス数が減少する。すなわち、交流発
電機5の回転に同期した回転パルスの周期時間幅を計測
することになる。19は交流発電機5の回転速度を設定
するための設定器であり、その設定値は予め定めた設定
速度に対応した設定周期時間幅に相当する前記クロツク
パルスのパルス数に等しい2進符号、10”あるいは6
rで与えるものである。
ここでいう勺”は接地電位を意味し、又“l”は電源端
子Ccの電位を意味するものである。実施例においては
、交流発電機5を2ポール、60z用と仮定すると、定
格回転数は3600r.p.m・時には240Hzの周
波数が得られ、それを波形整形した回転パルスの1周期
は約4.17msecとなり、かつそのデユーテイ比は
ほぼl:lであるため618状態の時間は約2.08m
secとなる。一方、パルス発振器17の発振周波数は
2097152Hzに定めたため、2.08msecに
相当するクロツクパルス数は4369パルスとなる。こ
の10進数64369″を2進符号に変換すると610
00100010001″となる。
従つて、前記2進符号が交流発電機5を3500r.p
.m.で運転する場合の設定値となる。故に、回転速度
設定器19には、前記13ビツトの2進符号がセツトさ
れる。20は前記周期単位にて変調したパルス数を計数
比較して前記設定値を越えると出力信号を発生するダウ
ンカウンタにて構成される比較回路である。
このダウンカウンタとしてRCA社製の Presettable−Up/DOwn−COunt
erCD4O29を用い、Up/DOwn端子を接地し
、BINARY/DECADE端子を電源端子Vccに
接続して11″信号を与え、JAM−1NPUTS1,
2,3及び4端子に前記回転速度設定器19の2進符号
が印加され、CLOCK端子及びCARRY−IN端子
に人力信号が加えられ、出力はCARRY一0UTより
得られる。
又PRESET−ENABLE端子に61′″が入ると
JAM−1NPUTS端子から設定値が読み込まれる。
従つて、2進数は13ビツト必要なため、4ビツトのカ
ウント素子CD4O29を4個直列接続して使用し、ダ
ウンカウンタとして用いている。
第1のダウンカウント素子201は入力としてNAND
ゲート18の出力信号がCLOCK端子及びCARRY
−1N端子に印加され、その出力はCARRY−0UT
端子から得られ、第2のダウンカウント素子202のの
CLOCK端子及びCARRY−1N端子に印加され、
順次第3のダウンカウント素子203及び第4のダウン
カウント素子204と接続され比較回路20の出力とし
て第4のダウンカウント素子204のCARRY・0U
T端子より得られる。この出力信号がR−Sフリツプフ
ロツプ22のR1端子に印加される。又、ダウンカウン
ト素子201,202,203及び204の各々のPR
ESET−ENABLE端子は単安定マルチバイブレー
タ21のQ端子に接続されている。従つて、まず単安定
マルチバイブレータ21のQ端子からのトリガ618信
号にて各々のダウンカウント素子201,202,20
3及び204に回転速度設定器19からの設定値が読み
込まれ、一方NANDゲート18の出力としてある周期
時間幅内に通過するパルス数を順次カウントダウンして
行き、設定パルス数より通過パルス数の方が多い時比較
回路20の出力信号として10″信号が得られ、次段の
R−Sフリツプフロツプ22のR1端子に印加され、R
−Sフリツプフロツプ22をりセツトする。
このR−Sフリツプフロツプ22は2個のNANDゲー
トにて構成され、S1端子は単安定マルチバイブレータ
21のQ端子に接続され、回転パルスの周期ごとに60
″信号が加わり、出力を゛0”にセツトする。そして、
R1端子に10″のりセツト信号が加わると、その出力
は6rにりセツトされる。そして、このR−Sフリツプ
フロツプ22の出力は次段のDタイプフリツプフロツプ
23のD端子に印加される。このDタイプフリツプフロ
ツプ23としてはRCA社製のCD4Ol3を使用して
おり、CLOCK入力端子には単安定マルチバイブレー
タ16の出力Q端子からのトリガ信号が印加され、RE
SET端子に接地されSET端子には抵抗、コンデンサ
からなる遅れ回路よりの信号をインバータを通して印加
してある。これは、断続制御回路6より電源投入時に必
ず増速信号が得られるように、Dタイプフリツプフロツ
プ23のQ端子に゛r信号を発生させるために設けてあ
る。又単安定マルチパイプレータ16からのトリガ信号
は交流発電機5の回転に同期して到来するものであり、
前記R−Sフリツプフロツプ22の出力が゛1゛状態の
時、Dタイプフリツプフロツプ23はその出力に゛l゛
信号を発生する。
増幅器24はトランジスタ241,242,243及び
244と定電圧ダイオード245にて構成され、Dタイ
プフリツプフロツプ23の出力信号がインバータを通し
て印加され、その信号を増幅して、電磁継手3の励磁コ
イル11に流れる励磁電流を断続制御している。定電圧
ダイオード245は励磁コイル11に流れる励磁電流を
トランジスタ244で遮断した場合に発生する非常に高
い逆起電圧を吸収し、トランジスタ244の破壊を防止
するものである。尚単安定マルチバイブレータ16及び
21は同じものが使用可能であり、実施例においては米
国のモトローラ社製のMCl4528を使用し、入力信
号はA端子に各々印加し、B端子、CD端子は各々電源
端子Vccに接続して゛1゛信号が与えられ、抵抗、コ
ンデンサにて決まるパルス幅のトリガパルスを出力Q及
びQ端子より発生している。26はバツテリであり、増
幅器24にはそのまま電源を供給しているが、各素子に
は図示していない安定化電源回路にて安定化された電源
電圧Vccが供給している。
又、この安定化電源は公知の回路例が多いので省略して
ある。次に、第4図の補助帰還回路60について説明す
る。交流発電機5は電子機器使用による電気的負荷が増
加すると、被駆動軸4の回転数が低下する傾向があり、
被駆動軸4の回転数を一定に維持する必要から界磁電流
が増加するという交流発電機5の界磁電流と電気的負荷
の比例関係に注目し、界磁コイルに直列に電流検出抵抗
2Tを挿入し、その電流検出抵抗27の両端に発生する
両端電圧から交流発電機5の電気的負荷を検出するよう
にしている。負荷検出回路50は前記抵抗2Tに加えて
フオトカプラ281とフオトカプラ281の出力を平滑
する抵抗282及びコンデンサ283よりなる変換回路
28にて構成され、フオトカプラ281の発光ダイオー
ド281aのアノード側の電流検出抵抗2Tの電源側に
接続され、カソード側は電流検出抵抗2Tの界磁コイル
側に接続され、受光側のフオトトランジスタ281bの
エミツタは接地され、コレクタは抵抗を通して電源端子
Vccに接続されており、フオトカプラ281の出力は
コレクタより得られ、抵抗282とコンデンサ283に
て平滑された直流電圧信号が得られる。第5図には前記
電流検出抵抗2Tの両端に発生する交流発電機5の負荷
量対両端電圧特性を示す。又第6図には負荷量対検出信
号電圧特性を示す。29は増幅器であり演算増幅器にて
構成され、負荷検出器50の出力検出信号は演算増幅器
の反転入力端子に印加され、反転増幅される。
その出力の負荷信号VAは比較器31に印加される。鋸
歯状波発生器30は2個の演算増幅器と抵抗、コンデン
サ及びダイオードにて構成されるもので公知のものであ
るため説明は省略するが、その発振周波数は前記発電機
5の定格回転時の回転パルスの周波数240Hzより充
分高い周波数に選ぶ必要があり、実施例においては2.
5倍の600Hzに選んである。そして、鋸歯状波発生
器30の鋸歯状波信号Vpと増幅器29の出力の負荷信
号VAは共に比較器31の演算増幅器の反転入力端子に
印加される。そして、第T図には鋸歯状波信号Vpと増
幅器29の出力の負荷信号VAの関係図を示す。比較器
31において、その周波数が600Hzであり、パルス
幅が負荷信号VAの大きさすなわち交流発電機5の負荷
の大きさによりパルス幅の変わる信号すなわちパルス幅
変調された信号が得られるわけである。従つて、交流発
電機5の負荷量が大きくなると負荷信号VAは上昇し、
比較器31の出力ばo゛時間の長いパルス信号となる。
そして、その出力パルス信号は増幅器32に印加される
。この増幅器32はトランジスタ321,322,32
3及び324にて構成され、入力パルスの゛o゛時間が
長くなると、トランジスタ324のオン時間も長くなり
、交流発電機5の電気的負荷の大きさに比例してバイパ
ス電流を増加させることができる。又、トランジスタ3
24のコレクタ抵抗325が接続されているX点は断続
制御回路6の増幅器24のトランジスタ244のコレク
タに接続されている。又、バイパス電流は電磁継手3が
必要とする伝達トルクを得るために必要な励磁電流の8
割〜9割に調整し、その値は交流発電機5の電気的負荷
の大きさに比例して増加する。又電源端子Bはバツテリ
26に接続されており、電源端子Vccは前記安定化電
源回路の出力Vccに接続されている。
尚上記実施例にて説明したデイジタル集積回路(IC)
及び演算増幅器の電源及び接地線は省略してあるが、正
規に接続されているものとする。
次に、上記構成においてその作動を説明する。第8図は
第3図の断続制御回路6の回路中の各部タイミングチヤ
ートを示すものである。タコジェネレータ12より交流
発電機5の回転に同期した交流信号を検出し、波形整形
回路13にて波形整形してa点に第8図a図示の回転パ
ルス信号を得る。この回転パルスを第1の遅延回路14
により遅延Qてb点に第8図b図示の遅延信号を得る。
この遅延信号BO)11″状態の間、すなわち時間τだ
けNANDゲート18のゲートを開く。他方、パルス発
振器17の出力のC点には第8図c図示のクロツクパル
スが発生しているため、前記NANDゲート18の出力
d点には第8図d図示の変調信号を発生する。又前記N
ANDゲート18のゲートが開く以前には、前記回転パ
ルスが第2の遅延回路15にて遅延され、単安定マルチ
バイブレータ21の出力e点に第8図e図示のトリガ信
号を発生している。(但し、e点のトリガ信号はe点の
トリガ信号の反転信号で第8図中にはi点のトリガ信号
のみ図示してある。)そして、このトリガ信号eは比較
器20のダウンカウンタに設定器19よりの設定値を読
み込むと共にトリガ信号iはR−Sフリツプフロツプ2
2をセツトする。そして、NANDゲート18の出力の
変調信号dを入力としているダウンカウント素子201
,202,203及び204は前記設定値よりダウン計
数する。今、交流発電機5の回転速度が設定回転速度以
下になつた時の回転パルスaの周期をTO,Trl設定
回転速度よりも高くなつた時の回転パルスの周期をTs
にて示し、NANDゲート18のゲートを開く周期をそ
れぞれTO,Tr,Tsにて示すと、周期TOあるいは
Trに示すごとく交流発電機5の回転速度が設定回転速
度以下の場合、すなわち比較回路20にて計数したパル
ス数が設定値より多い場合、比較回路20の出力g点に
第8図g図示のごとく10″″信号が得られ、予めセツ
トされているR−Sフリツプフロツプ22がりセツトさ
れてその出力h点に第8図h図示のごとく1r信号を発
生する。
この6r信号がDタイプフリツプフロツプ23のD端子
にデータ入力として加わるため、その時に単安定マルチ
バイブレータ16の出力のf点に業8図f図示のトリガ
信号がクロツク入力として到来すると、このDタイプフ
リツプフロツプ23の出力のi点は第8図1図示のごと
ぐr信号となる。この6r信号がインバータを通つて反
転され、増幅器24におけるトランジスタ141がオ入
トランジスタ142がオン、トランジスタ143がオ
フ、トランジスタ144がオンして電磁継手3の励磁コ
イル11に励磁電流を供給してトルクを発生させる。次
に、第8図中の回転パルスaの周期Tsに示すごとく、
交流発電機5の回転速度が設定回転速度よりも高い場合
には、回転パルスAOlr状態の時間Tsが短かくなる
ため、その時間Ts内にNANDゲート18を通過した
第8図d図示の変調信号のパルス数が少なくなり、比較
回路20の出力のg点には第8図g図示のごとく10′
″信号は発生せず、したがつてR−Sフリツプフロツプ
22の出力信号が00″信号のままとなりDタイプフリ
ツプフロツプ23の出力信号は60″となる。
そして、インバータにて反転され、増幅器24のトラン
ジスタ241はオン、トランジスタ242はオフ、トラ
ンジスタ243はオフ、トランジスタ244はオフされ
る。したがつて、電磁継手3の励磁コイル11には断続
制御回路6からは励磁電流が供給されず、トルクが小さ
くなり、交流発電機5の回転速度が低下する。すなわち
、前記作動を繰返し自動制御を行う。次に、補助帰還回
路60の作動について述べる。
まず、交流発電機5の電気的負荷の大きさをその界磁コ
イルに直列に挿入してある電流検出抵抗27より検出し
、その電圧特性を第5図に示す。そして、負荷検出器5
0の出力特性を第6図に示す。そして、増幅器29にて
増幅した後比較器31にて鋸歯状波発生器30からの鋸
歯状波にてパルス幅変調される。すなわち、第7図に示
すごとく交流発電機5の負荷が増加すると負荷信号VA
のレベルは上昇し、逆に電気的負荷が減少すると負荷信
号VAのレベルは下がる。したがつて、比較器31の出
力のパルスの゛o゛時間は交流発電機5の電気的負荷が
増加すると、増すため、増幅器32のトランジスタ32
4のオン時間が長くなりバイパス電流I’は増加する。
逆に交流発電機5の電気的負荷が減少すると負荷信号V
Aのレベルが下がり、比較器31の出力パルスの゛o゛
時間が減少し、したがつて増幅器32のトランジスタ3
24のオン時間が短くなり、バイパス電流I’が減少す
る。第9図に交流発電機5の負荷量に対する電磁継手3
の励磁コイル11に流れる励磁電流Iとバイパス電流I
’のグラフを示す。又第8図j図示の゛1゛状態の時に
゛o゛信号が入つているのがバイパス電流のパルス幅変
調信号である。
従つて、断続制御回路6にて電磁継手3の励磁電流を断
続制御すると共に負荷量をフイードバツクすることによ
り、この交流発電機5の電気的負荷が大きい時でも電磁
継手3の伝達トルク変動を小さくおさえることができ、
非常に高精度な制御ができる。尚、前述の実施例におい
ては変調信号のパルス数を計数して比較する比較器20
としてダウンカウンタを例示したが、本発明ではこれに
限らずアツプカウンタを用いても良く、この際にはその
アツプカウンタの設定値に対応するように2進符号出力
の論理積をとれば良い。
また、負荷検出として、界磁コイルに直列に挿入されて
いる電流検出抵抗2Tより検出しているが、本発明にお
いてはこれに限らず、交流出力電源線よりカレントコイ
ルにて検出する方法も可能である。
また、断続制御回路6としては、交流発電機5の回転周
期に同期してオン−オフ制御するものに.限らず、例え
ば一定周期ごとに回転速度の設定速度に対する比較を行
つてオン−オフ制御してもよく、要するに電磁継手3の
励磁電流をオン−オフ制御するものであれば他のどのよ
うな手段を用いてもよい。
さらに、補助帰還回路60としては、前記断続制御回路
6の励磁電流を遮断しているオフ時間内において断続的
にバイパス電流による励磁電流の供給を行うものに限ら
ず、例えばオン時間内における励磁電流をバイパスさせ
るもの等前記断続制御回路6による励磁電流の遮断時と
通電時との変動幅を平均的に小さくする手段であれば他
のどのような手段を用いてもよい。
以上述べたように本発明においては、電磁継手にて回転
駆動力を被駆動体へ伝達するとともに、この被駆動体の
回転速度を制御回路にて帰還して前記電磁継手の滑りを
調整するための励磁電流をオン−オフ制御し、前記被駆
動体を定速運転する電磁継手制御装置において、前記被
駆動体の負荷量を検出する負荷検出器と、この負荷検出
器の検出信号にて前記制御回路のオン−オフ制御による
前記励磁電流の変動幅を平均的に小さくする補助帰還回
路とを設けているから、前記被駆動体の定速運転を極め
て小さな変動幅に制御でき、さらにオン−オフ制御に伴
う前記被駆動体のトルク変動をも極めて小さくできると
いう優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
添付図面は本発明になる電磁継手制御装置の一実施例を
示すもので、第1図は本発明装置の部分断面構成図、第
2図は第1図中の電磁継手の滑り一トルク特性図、第3
図は本発明装置における断続制御回路の詳細構成を示す
電気結線図、第4図は本発明装置における補助帰還回路
の詳細構成を示す電気結線図、第5図は第4図中の負荷
検出器の電流検出抵抗の負荷量に対する両端電圧特性図
、第6図は第4図中の負荷検出器の負荷量に対する検出
信号の電圧特性図、第T図は第4図中の補助帰還回路に
おける鋸歯状波と負荷信号との関係図、第8図は本発明
装置の作動説明に供する各部タイミングチヤート、第9
図は負荷量に対する励磁電流及びバイパス電流の特性図
である゜1.・.・・・原動機、2・・・・・・駆動軸
、3・・・・・・電磁継手、4・・・・・・被駆動軸、
5・・・・・・交流発電機、6・・・・・・断続制御回
路、11・・・・・・励磁コイル、12・・・・・・タ
コジェネレータ、50・・・・・・負荷検出器、60・
・・・・・補助帰還回路。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 1、駆動軸に加わる回転駆動力を被駆動体に連結した被
    駆動軸に伝達するとともに、この伝達時の滑りが調整可
    能な電磁継手と、この電磁継手の滑りを調整するための
    励磁電流を前記被駆動軸の回転速度の帰還にてオン−オ
    フ制御して前記被駆動軸の回転速度を一定に保ち、前記
    被駆動体を定速運転させる制御回路とを備えた電磁継手
    制御装置において、前記被駆動体として交流発電機を用
    い、負荷量として交流発電機の励磁電流を検出する負荷
    検出器と、この負荷検出器の検出信号にて前記制御回路
    のオン−オフ制御による前記励磁電流の変動幅を平均的
    に小さくする補助帰還回路とを設けたことを特徴とする
    電磁継手制御装置。
JP49131319A 1974-11-13 1974-11-13 電磁継手制御装置 Expired JPS5947560B2 (ja)

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